專利名稱：一種抵抗頻偏的時間同步方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及通信系統(tǒng)中的時間同步技術(shù)，特別是指一種可抵抗頻偏的時間同步方法。
背景技術(shù)：
由多普勒效應(yīng)等原因引發(fā)的接收信號頻率偏移，在無線通信領(lǐng)域中普遍存在，如何在發(fā)送信號與接收信號進(jìn)行時間同步時克服頻偏，避免數(shù)據(jù)損失，是通信領(lǐng)域中的一個重要問題。
特別是近年來逐漸成熟、并得到廣泛應(yīng)用的以正交頻分復(fù)用(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)為代表的多載波傳輸技術(shù)，其對時間同步的精度要求較高，而現(xiàn)有OFDM系統(tǒng)中發(fā)送信號與接收信號之間的頻偏較大，抵抗頻偏的時間同步技術(shù)就成了該領(lǐng)域的關(guān)鍵技術(shù)。
OFDM系統(tǒng)為了抗多徑，在發(fā)送信號時，把經(jīng)過調(diào)制后的時域信號的尾段復(fù)制到符號的前端，作為抵抗多徑的保護(hù)間隔(GI，Guard Interval)。其結(jié)構(gòu)如圖1所示，信號持續(xù)時間Ts，有用符號時間Tb，復(fù)制的信號時間Tg。其中，Tg是用于克服多徑對解調(diào)的影響而特地插入的，稱為循環(huán)前綴(CP，Cyclic Prefix)。
OFDM通信系統(tǒng)的時間同步過程中，可以利用的資源主要包括CP、導(dǎo)頻子載波或者訓(xùn)練序列。其中，導(dǎo)頻子載波和訓(xùn)練序列的主要區(qū)別是導(dǎo)頻子載波和數(shù)據(jù)子載波合在一起構(gòu)成一個OFDM符號，而訓(xùn)練序列是時域上完全已知的一組序列，其對應(yīng)的頻域子載波也是完全已知的，從廣泛的意義上說，訓(xùn)練序列等同于完全由導(dǎo)頻組成的OFDM符號。
在采用導(dǎo)頻子載波的OFDM系統(tǒng)中，由圖1可知，CP是OFDM時域信號末端的重復(fù)，因此可以利用該特性進(jìn)行時間同步。
參見圖2所示，假設(shè)接收的信號序列為rd，N為OFDM符號的點(diǎn)數(shù)，GI為CP的點(diǎn)數(shù)，那么CP和OFDM符號尾段的互相關(guān)函數(shù)為P(d)=Σm=0m=GI-1(rd+m*rd+m+N)]]>CP符號的自相關(guān)函數(shù)為R(d)=12Σm=0m=GI-1(rd+m*rd+m+rd+m+N*rd+m+N)]]>求P(d)和R(d)的功率比M(d)=|P(d)|2|R(d)|2]]>可以預(yù)計，當(dāng)逐級進(jìn)入同步位置時，M(d)曲線將逐漸升高，然后逐漸下降，因此同步點(diǎn)只能選擇峰值出現(xiàn)的位置。
同樣，在采用訓(xùn)練序列進(jìn)行時間同步的OFDM系統(tǒng)中，比如國際電氣電子工程師協(xié)會(IEEE，Institute of Electrical and Electronics Engineers)802.16d協(xié)議中規(guī)定的前導(dǎo)碼(preamble)也可以采用類似的方法實(shí)現(xiàn)時間同步。
該前導(dǎo)碼的結(jié)構(gòu)參見圖3所示，其時域信號由兩段已知的完全相同的128個采樣值組成，該特性由其域值每隔2個子載波便有1個零值所保證。
圖3中兩段數(shù)據(jù)的互相關(guān)函數(shù)為(N＝256)P(d)=Σm=0m=N/2-1(rd+m*+rd+m+N/2)]]>前導(dǎo)碼的自相關(guān)函數(shù)為R(d)=12Σm=0m=N/2-1(rd+m*rd+m+rd+m+N/2*rd+m+N/2)]]>求P(d)和R(d)的功率比
M(d)=|P(d)|2|R(d)|2]]>當(dāng)系統(tǒng)同步時兩段數(shù)據(jù)在不考慮噪聲和信道的情況下是完全相同的。因此可以預(yù)見當(dāng)逐級進(jìn)入同步位置時，M(d)曲線會逐漸升高，到完全同步時，達(dá)到最大值1，然后逐漸下降。同步位置的幅度相對于非同步位置雖然存在較大的峰值，但是由于起伏變化緩慢，不容易找到精確的時間同步位置，誤差很容易達(dá)到幾十個采樣點(diǎn)?？梢钥闯?，該方法雖然可以較好地抵抗頻偏，但若真正確定時間同步，還需要在頻偏糾正以后做時間精同步，以得到較好的同步性能。
對于這種采用前導(dǎo)碼的系統(tǒng)來說，時間精同步估計一般采用匹配濾波的方法，將時域已知前導(dǎo)碼的信號與接收到的分?jǐn)?shù)頻偏補(bǔ)償和整數(shù)頻偏補(bǔ)償?shù)男盘栠M(jìn)行匹配濾波或滑動自相關(guān)，匹配濾波或滑動自相關(guān)的范圍由時間粗同步來決定，相關(guān)長度取N個碼片長度，或者也可取N+GI個碼片長度。以取N個點(diǎn)為例，設(shè)時域前導(dǎo)碼的部分為S＝[s(1)s(2)…s(N)]則互相關(guān)函數(shù)為P(d)=Σm=0m=N-1(rd+m*Sm)]]>通過找P(d)的峰值，來確定時間同步的位置。
現(xiàn)有技術(shù)利用CP或者訓(xùn)練序列的重復(fù)特性，雖然可以在一定程度上抵抗頻偏的影響，但是由于其同步峰值為一個緩慢的爬坡過程，因此同步性能較差，誤差往往在10個采樣點(diǎn)以上，一般只能算作時間粗同步，而為了得到時間同步的精確估計，就必須在時間粗同步的基礎(chǔ)上進(jìn)一步做頻偏估計，并糾正頻偏以后才能利用匹配濾波的方法來得到時間精同步點(diǎn)。事實(shí)上，由于時間粗同步的誤差較大，會導(dǎo)致頻偏估計誤差較大，從而進(jìn)一步影響時間精同步的性能。
此外，在時間精同步中，由于時域信號有兩段重復(fù)，只要對準(zhǔn)其中一段就會產(chǎn)生一個峰值，加上CP段，因此在精同步的過程中往往會產(chǎn)生3個峰值。雖然從理論上說，完全對準(zhǔn)的那一段峰值最大，但是如果受到噪聲的影響，這種差別有時會很難區(qū)分。這種情況下，一個可行的辦法是縮小精同步的搜索范圍，但是前提必須是時間粗同步必須滿足一定的精度要求，否則將造成搜索范圍的偏差。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明的主要目的在于提供一種抵抗頻偏的時間同步方法，既能夠抵抗大范圍頻偏，而且還可以在同步點(diǎn)產(chǎn)生尖銳的峰值，提高時間同步的精度。
本發(fā)明提供的一種抵抗頻偏的時間同步方法，包括a)構(gòu)造發(fā)送序列，使該發(fā)送序列相鄰點(diǎn)的共軛相關(guān)結(jié)果是一個偽隨機(jī)序列；b)對接收序列進(jìn)行相鄰點(diǎn)的共軛相關(guān)；c)求發(fā)送序列相鄰點(diǎn)共軛相關(guān)與接收序列相鄰點(diǎn)共軛相關(guān)結(jié)果的相關(guān)函數(shù)；d)取步驟c)得到的相關(guān)函數(shù)的峰值所在點(diǎn)為時間同步點(diǎn)。
該方法步驟c)后進(jìn)一步包括對得到的相關(guān)函數(shù)進(jìn)行歸一化；所述步驟d)為取歸一化后的相關(guān)函數(shù)的峰值所在點(diǎn)為時間同步點(diǎn)。
該方法預(yù)先設(shè)置一個閾值；步驟d)進(jìn)一步包括d1)逐個搜索每個采樣點(diǎn)對應(yīng)的所述相關(guān)函數(shù)的值，判斷當(dāng)前搜索到的所述相關(guān)函數(shù)值是否大于等于所述閾值，如果是，則判定該值所在點(diǎn)為時間同步點(diǎn)；否則，d2)判斷是否已搜索完所有的采樣點(diǎn)，如果是，則結(jié)束流程；否則，返回步驟d1)。
該方法步驟d1)中如果當(dāng)前搜索到的所述相關(guān)函數(shù)值大于等于所述閾值后，進(jìn)一步包括按時間順序搜索采樣點(diǎn)直到循環(huán)前綴范圍，將該搜索范圍內(nèi)所有超過閾值的點(diǎn)認(rèn)定為多徑時延分布點(diǎn)。
該方法所述偽隨機(jī)序列為m序列。
該方法步驟a)所述構(gòu)造的發(fā)送序列p(k)滿足p(k+1)＝p(k)×m(k)，k＝1N-1，N為發(fā)送序列的長度。
該方法所述p(k)序列的第一項(xiàng)p(l)為a+bj，其中，a和b的值為 和/或 該方法所述發(fā)送序列為訓(xùn)練序列。
該方法所述相鄰點(diǎn)的共軛相關(guān)為對序列的相鄰點(diǎn)進(jìn)行共軛相乘。
該方法所述相鄰點(diǎn)的共軛相關(guān)為對序列的相鄰點(diǎn)進(jìn)行相除。
從上面所述可以看出，本發(fā)明提供的抵抗頻偏的時間同步方法，具有以下特點(diǎn)和優(yōu)點(diǎn)(1)對接收序列的相鄰采樣點(diǎn)進(jìn)行共軛相關(guān)，從而消除了頻偏的影響，使時間同步不受頻偏范圍的限制。
(2)利用偽隨機(jī)序列構(gòu)造用于時間同步的發(fā)送序列，并對發(fā)送序列和接收序列相鄰采樣點(diǎn)分別共軛相關(guān)后，再進(jìn)行相關(guān)操作，使在做時間同步時可以產(chǎn)生尖銳的峰值，避免了利用前后相關(guān)造成的峰值不明顯的缺陷。
(3)通過發(fā)送和接收序列的相關(guān)操作，在得到時間同步點(diǎn)的同時，還可以進(jìn)一步得到多徑的能量分布。


圖1為OFDM系統(tǒng)進(jìn)行調(diào)制后輸出信號的結(jié)構(gòu)示意圖；圖2為現(xiàn)有技術(shù)OFDM系統(tǒng)中利用CP實(shí)現(xiàn)時間同步的原理框圖；圖3為IEEE 802.16d協(xié)議規(guī)定的OFDM系統(tǒng)訓(xùn)練序列前導(dǎo)碼結(jié)構(gòu)示意圖；圖4為本發(fā)明較佳實(shí)施例的時間同步流程示意圖。
具體實(shí)施例方式
下面結(jié)合附圖及具體實(shí)施例對本發(fā)明再作進(jìn)一步詳細(xì)的說明。
本發(fā)明實(shí)施例中采用訓(xùn)練序列來進(jìn)行時間同步。因此，首先構(gòu)造用于時間同步的訓(xùn)練序列。
設(shè)訓(xùn)練序列的長度為N，也即取N個采樣點(diǎn)，對于OFDM每個采樣點(diǎn)對應(yīng)一個碼片長度，因此，本文中有時也稱采樣點(diǎn)為碼片。其中，N的較佳取值可以為2的整數(shù)次冪，這里取N＝256。采樣點(diǎn)的個數(shù)也可以根據(jù)實(shí)際要求選取訓(xùn)練序列的一部分。
首先，生成N-1點(diǎn)的m序列m(k)，k＝1∶N-1。
這里，m序列是一種通信領(lǐng)域中常用的偽隨機(jī)序列，由+1和-1組成，由于其具有極好的自相關(guān)性，因此本實(shí)施例中用它來構(gòu)造訓(xùn)練序列。
然后，利用m(k)序列k＝1∶N-1構(gòu)造訓(xùn)練序列p(k)，k＝1∶N。
設(shè)p(l)為a+bj，設(shè)定訓(xùn)練序列相鄰點(diǎn)的取值規(guī)則為p(k+l)＝p(k)×m(k)，k＝1∶N-1 (2-1)從而得到N點(diǎn)時域訓(xùn)練序列p(k)=p(k+1)m(k),]]>k＝1∶N。
其中，由m(k)值為+1或者-1，可知p(k)序列相鄰采樣點(diǎn)的共軛相乘為p(k)×p(k+1)*＝(a2+b2)×m(k)，k＝1∶N-1a和b可隨意取值，并且既可以相同也可以不同，比如a和b的值可以為+1和/或-1；再考慮到對信號的能量進(jìn)行歸一化，則較佳的a和b的取值可為 和/或 此時上式可修改為p(k)×p(k+1)*＝m(k)，k＝1∶N-1 (2-2)下面具體描述時間同步過程，參見圖2所示。
步驟41，收端接收發(fā)端發(fā)出的訓(xùn)練序列，假如發(fā)端發(fā)出的p(k)序列在到達(dá)收端時，頻偏為Δf，Tc為碼片時間，則收端收到的基帶信號的接收序列r(k)，k＝1∶N-1為
r(k)=Σn=0L-1h(n,k)p(k-τn)e-j2πΔfcTc+n(k)----(2-3)]]>其中，h(n，k)項(xiàng)代表時域信道；n為徑數(shù)目，代表當(dāng)前信道為接收到的第n徑信道，n的取值從1到L-1，接收的信道共有L徑，τn表示第n徑的多徑時延(對應(yīng)碼片值)；h(n，k)的值代表第k點(diǎn)、第n徑上的時域信道沖激響應(yīng)；n(k)為第k點(diǎn)的高斯白噪聲。
步驟42，對接收序列r(k)，k＝1∶N-1作相鄰點(diǎn)共軛相乘，可以得到R(k)=r(k)×r(k+1)*=Σn=0L-1h(n,k)p(k-τn)e-j2πΔfkTc×Σm=0L-1h(m,k+1)*ej2πΔf(k+1)Tc+w(k)]]>=ej2πΔfTc(Σn=0L-1h(n,k)h(n,k+1)*m(k-τn)+Σn=0,m=0m=L-1m≠nn=L-1h(n,k)h(m,k+1)*p(k-τn)p(k+1-τm)*)+w(k)----(2-4)]]>其中w(k)是綜合考慮了r(k)中n(k)的影響得到的噪聲因子，其具體表達(dá)式由于十分冗長且不影響公式推導(dǎo)的正確性，在此從略?？梢钥闯?，通過相鄰點(diǎn)的共軛相乘，頻偏項(xiàng)中的k被抵消掉了，成為ej2πΔfrc，這樣頻偏作為一個公共因子而被提出來，從而消除了頻偏對時間同步運(yùn)算的影響。
這里，采用共軛相乘的方式一方面可以避免計算量較大的除法運(yùn)算，另一方面可以讓信道強(qiáng)的地方有較高的比率，有利于提高相關(guān)性能。當(dāng)然，必要時采用對相鄰點(diǎn)進(jìn)行相除操作的方式也是可以的。
通常相鄰采樣點(diǎn)的信道變化很小，可以認(rèn)為相同，因此可近似認(rèn)為h(n，k)＝h(n，k+1)(2-5)舉例而言，假設(shè)載頻2GHz，移動速度高達(dá)250公里，此時的多普勒頻偏大約為500Hz。假設(shè)采樣率為5MHz，則此時的一個多普勒頻偏對應(yīng)的周期大約為2ms，相當(dāng)于2ms×5MHz＝10000個采樣點(diǎn)，也就是說事實(shí)上即使是快衰落，在幾百點(diǎn)之內(nèi)的信道變化幅度都很有限。因此，相鄰采樣點(diǎn)的信道幅值變化完全可以忽略不計。
如此，則式(2-4)可進(jìn)一步簡化為
R(k)=ej2πΔfTc(Σn=0L-1|h(n,k)|2m(k-τn)+Σn=0,m=0m=L-1m≠nn=L-1h(n,k)h(m,k+1)*p(k-τn)p(k+1-τm)*)+w(k)----(2-6)]]>步驟43，為獲得同步點(diǎn)，需要求接收序列相鄰點(diǎn)共軛相乘的結(jié)果R(k)與發(fā)送序列相鄰點(diǎn)共軛相乘的結(jié)果p(k)×p(k+1)*的相關(guān)函數(shù)，又由式(2-2)知p(k)×p(k+1)*＝m(k)，因此得到相關(guān)函數(shù)Corr(d)=|Σk=1k=N-1R(k+d)m(k)|2]]>=|Σk=1k=N-1(ej2πΔfTc(Σn=0L-1|h(n,k+d)|2m(k+d-τn)+Σn=0,m=0m=L-1m≠nn=L-1h(n,k+d)h(m,k+d+1)*p(k+d-τn)p(k+d+1-τm)*)+w(k+d))m(k)|2]]>=|Σn=0L-1Σk=1k=N-1|h(n,k+d)|2m(k+d-τn)m(k)+w′(k+d)|2----(2-7)]]>由于m(k)這種偽隨機(jī)序列優(yōu)良的自相關(guān)性能，因此，有Corr(d)=|(N-1)Σn=0L-1|h(n,k+d)|2+w′(k+d)|2,d=τn|Σn=0L-1Σk=1k=N-1|h(n,k)|2m(k+d-τn)m(k)+w′(k+d)|2,d≠τn----(2-8)]]>其中，w′(k)=|Σk=1k=N-1((Σn=0,m=0m=L-1m≠nn=L-1h(n,k+d)h(m,k+d+1)*p(k+d-τn)p(k+d+1-τm)*)+w(k+d))m(k)----(2-9)]]>式(2-9)相當(dāng)于偽隨機(jī)序列m(k)和類似噪聲一樣的序列做自相關(guān)，因此w`(k)產(chǎn)生峰值的概率極小，從而w`(k)項(xiàng)不會對Corr(d)峰值的出現(xiàn)產(chǎn)生任何影響。
而式(2-8)Corr(d)在d≠τn時所得結(jié)果中，雖然|h(n，k)|2未知，但是可以認(rèn)為其在有限的(N-1)點(diǎn)中變化幅度較小，可以近似為常量來考慮，因此也不會產(chǎn)生峰值，這樣Corr(d)的峰值只能出現(xiàn)在時間同步點(diǎn)的位置，即d＝τn的位置。
步驟44，為了使時間坐標(biāo)上的峰值更加容易被區(qū)分出來，進(jìn)一步對Corr(d)進(jìn)行歸一化Corr_Norm(d)=Corr(d)Σk=1k=N-1|m(k)|2Σk=1k=N-1|R(k)|2----(2-10)]]>步驟45，按時間順序逐個搜索每個采樣點(diǎn)d對應(yīng)的Corr_Norm(d)的值。
步驟46，將當(dāng)前采樣點(diǎn)d對應(yīng)的Corr_Norm(d)值與預(yù)先設(shè)定的閾值進(jìn)行比較，如果當(dāng)前Corr_Norm(d)值大于等于閾值，則判定該值對應(yīng)的采樣點(diǎn)為時間同步點(diǎn)，跳出流程；如果值小于閾值，則判定該值不是峰值，其所對應(yīng)的采樣點(diǎn)也不是時間同步點(diǎn)，進(jìn)入步驟47。
其中，所述閾值是一個0～1之間的自然數(shù)，其具體值可以根據(jù)實(shí)際情況以及經(jīng)驗(yàn)設(shè)定，一般可在0.3到0.5范圍附近。從而使得只有在d為多徑的碼片時延值時，才能出現(xiàn)對應(yīng)于時間同步點(diǎn)位置的峰值。
步驟47，判斷是否已搜索到最末一個采樣點(diǎn)，即第N點(diǎn)，如果是，則結(jié)束流程；否則，返回步驟45。
另外，上述步驟46中，如果判斷結(jié)果是當(dāng)前Corr_Norm(d)值大于等于閾值，則還可以進(jìn)一步再向后搜索到CP范圍，將該搜索范圍內(nèi)所有超過閾值的點(diǎn)認(rèn)為是多徑時延分布點(diǎn)。
在找到時間采樣點(diǎn)d＝τn后，還可以進(jìn)一步求出該點(diǎn)對應(yīng)的時域信道沖激響應(yīng)的能量|h(n，k)|2，從而可以得到各徑的能量分布，獲取多徑的功率延遲譜。
本發(fā)明的時間同步方法不僅可適用于OFDM，而且也可廣泛應(yīng)用于其它通信系統(tǒng)中。并且，具體實(shí)現(xiàn)時不一定采用訓(xùn)練序列來實(shí)現(xiàn)時間同步，根據(jù)系統(tǒng)特點(diǎn)采用其它可用資源也是可以的，另外m序列在這里也僅是舉例，同樣可以采用其它自相關(guān)性較好的偽隨機(jī)序列代替。
以上所述僅為本發(fā)明的較佳實(shí)施例而已，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種抵抗頻偏的時間同步方法，其特征在于，包括a)構(gòu)造發(fā)送序列，使該發(fā)送序列相鄰點(diǎn)的共軛相關(guān)結(jié)果是一個偽隨機(jī)序列；b)對接收序列進(jìn)行相鄰點(diǎn)的共軛相關(guān)；c)求發(fā)送序列相鄰點(diǎn)共軛相關(guān)與接收序列相鄰點(diǎn)共軛相關(guān)結(jié)果的相關(guān)函數(shù)；d)取步驟c)得到的相關(guān)函數(shù)的峰值所在點(diǎn)為時間同步點(diǎn)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，步驟c)后進(jìn)一步包括對得到的相關(guān)函數(shù)進(jìn)行歸一化；所述步驟d)為取歸一化后的相關(guān)函數(shù)的峰值所在點(diǎn)為時間同步點(diǎn)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，預(yù)先設(shè)置一個閾值；步驟d)進(jìn)一步包括d1)逐個搜索每個采樣點(diǎn)對應(yīng)的所述相關(guān)函數(shù)的值，判斷當(dāng)前搜索到的所述相關(guān)函數(shù)值是否大于等于所述閾值，如果是，則判定該值所在點(diǎn)為時間同步點(diǎn)；否則，d2)判斷是否已搜索完所有的采樣點(diǎn)，如果是，則結(jié)束流程；否則，返回步驟d1)。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的方法，其特征在于，步驟d1)中如果當(dāng)前搜索到的所述相關(guān)函數(shù)值大于等于所述閾值后，進(jìn)一步包括按時間順序搜索采樣點(diǎn)直到循環(huán)前綴范圍，將該搜索范圍內(nèi)所有超過閾值的點(diǎn)認(rèn)定為多徑時延分布點(diǎn)。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述偽隨機(jī)序列為m序列。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，步驟a)所述構(gòu)造的發(fā)送序列p(k)滿足p(k+1)＝p(k)×m(k)，k＝1N-1，N為發(fā)送序列的長度。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于，所述p(k)序列的第一項(xiàng)p(1)為a+bj，其中，a和b的值為 和/或
8.根據(jù)權(quán)利要求1至7中任意一項(xiàng)所述的方法，其特征在于，所述發(fā)送序列為訓(xùn)練序列。
9.根據(jù)權(quán)利要求1至7中任意一項(xiàng)所述的方法，其特征在于，所述相鄰點(diǎn)的共軛相關(guān)為對序列的相鄰點(diǎn)進(jìn)行共軛相乘。
10.根據(jù)權(quán)利要求1至7中任意一項(xiàng)所述的方法，其特征在于，所述相鄰點(diǎn)的共軛相關(guān)為對序列的相鄰點(diǎn)進(jìn)行相除。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種抵抗頻偏的時間同步方法，包括構(gòu)造發(fā)送序列，使該發(fā)送序列相鄰點(diǎn)的共軛相關(guān)結(jié)果是一個偽隨機(jī)序列；對接收序列進(jìn)行相鄰點(diǎn)的共軛相關(guān)；求發(fā)送序列相鄰點(diǎn)共軛相關(guān)與接收序列相鄰點(diǎn)共軛相關(guān)結(jié)果的相關(guān)函數(shù)；取所得相關(guān)函數(shù)的峰值所在點(diǎn)為時間同步點(diǎn)。通過本發(fā)明方案既能夠抵抗大范圍頻偏，而且還可以在同步點(diǎn)產(chǎn)生尖銳的峰值，提高時間同步的精度。
文檔編號H04L27/26GK1805419SQ20051000605
公開日2006年7月19日 申請日期2005年1月10日 優(yōu)先權(quán)日2005年1月10日
發(fā)明者湯劍斌, 王吉濱, 鄭德來 申請人:華為技術(shù)有限公司