專利名稱：：帶有過度延遲擴展的ofdm系統(tǒng)的導(dǎo)頻傳輸和信道估計的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明一般涉及數(shù)據(jù)通信，尤其涉及帶有過度延遲擴展的正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)的導(dǎo)頻傳輸和信道估計。
背景技術(shù)：
：OFDM是一種多載波調(diào)制技術(shù)，它將全部系統(tǒng)帶寬有效地分割成若干個(NF)正交的子帶。這些子帶通常也被稱為音頻帶、子載波、頻率段和頻率信道。利用OFDM，將每個子帶與各自的子載波相關(guān)聯(lián)，該子載波可用數(shù)據(jù)進行調(diào)制。在每個OFDM符號周期中，在NF個子帶上最多可以發(fā)送NF個調(diào)制符號。在傳輸之前，利用NF點快速傅立葉反變換把這些符號變換到時域，以獲得包含NF個碼片的“變換后的”符號。OFDM可以用來抵抗由整個系統(tǒng)帶寬的不同頻率上的不同信道增益表征的頻率選擇性衰落。眾所周知，頻率選擇性衰落引起符號間干擾(ISI)，由于這個現(xiàn)象，接收信號中的每個符號會使接收信號中后面的一個或多個符號失真。ISI失真影響了正確地檢測接收符號的能力，因而降低了性能。利用OFDM，通過重復(fù)每個變換后符號的某一部分，以形成相應(yīng)的OFDM符號，可以方便地抵抗頻率選擇性衰落。重復(fù)的部分常被稱為循環(huán)前綴。循環(huán)前綴的長度(如，每個OFDM符號的重復(fù)量)取決于延遲擴展(delayspread)。無線信道的延遲擴展是該無線信道的沖激響應(yīng)的時間跨度(timespan)或持續(xù)時間。這種延遲擴展也是對于發(fā)射機通過該無線信道發(fā)送的信號，在對應(yīng)的接收機中最早和最晚到達信號實例(或多徑)之間的差異。OFDM系統(tǒng)的延遲擴展是該系統(tǒng)中所有的發(fā)射機和接收機使用的無線信道的最大期望延遲擴展。為了使系統(tǒng)中所有的接收機可以抵抗ISI，循環(huán)前綴長度應(yīng)該等于或大于最大期望延遲擴展。然而，因為循環(huán)前綴對于每個OFDM符號都代表著開銷，所以要求循環(huán)前綴長度盡可能短，以便使開銷最小化。作為一種折衷的方法，通常選擇循環(huán)前綴長度，以使得循環(huán)前綴包含該系統(tǒng)中大多數(shù)接收機的所有多徑能量的一個重要部分。OFDM系統(tǒng)可以抵抗小于或等于循環(huán)前綴長度的延遲擴展。在這種情況下時，NF個子帶互相正交。然而，系統(tǒng)中給定接收機可能會觀測到過度延遲擴展，即大于循環(huán)前綴長度的延遲擴展。過度延遲擴展會引起各種有害影響，比如ISI和信道估計誤差，這兩者都會降低系統(tǒng)性能，如下所述。因此，本領(lǐng)域中需要在OFDM系統(tǒng)中減少過度延遲擴展的有害影響的技術(shù)。
發(fā)明內(nèi)容本申請公開了帶有過度延遲擴展的無線信道的傳輸導(dǎo)頻和估計響應(yīng)的技術(shù)。為了減少過度延遲擴展的有害影響，選擇導(dǎo)頻子帶的數(shù)目大于循環(huán)前綴長度(即，NPeff＞Ncp)，從而在頻域內(nèi)實現(xiàn)“過采樣”。獲得過采樣，可以通過下列方式(1)在每個OFDM符號周期中使用更多的導(dǎo)頻子帶，或者(2)在不同的OFDM符號周期中使用不同的導(dǎo)頻子帶集合(如，交錯式導(dǎo)頻子帶)。例如，交錯式導(dǎo)頻傳輸方案可以使用兩個導(dǎo)頻子帶集合，其中每個集合包括Ncp個導(dǎo)頻子帶。第一集合中的導(dǎo)頻子帶與第二集合中的導(dǎo)頻子帶相交錯或偏移。在針對上述交錯式導(dǎo)頻傳輸方案的一個示例性的信道估計技術(shù)中，第一個導(dǎo)頻子帶集合對應(yīng)的第一組接收導(dǎo)頻符號是在第一符號周期中獲得的，并且用于獲取該無線信道的第一(初始的)頻率響應(yīng)估計。第二個導(dǎo)頻子帶集合對應(yīng)的第二組接收導(dǎo)頻符號是在第二個符號周期中獲得的，并且用于獲取該無線信道的第二(初始的)頻率響應(yīng)估計。第一和第二信道沖激響應(yīng)估計分別是基于第一和第二頻率響應(yīng)估計而獲取的。于是，基于第一和第二信道沖激響應(yīng)估計獲取第三(全)信道沖激響應(yīng)估計(如，通過重復(fù)并且組合或濾波)。第三信道沖激響應(yīng)估計包括的抽頭數(shù)量多于第一或第二集合中導(dǎo)頻子帶的數(shù)量，這樣，當(dāng)存在過度延遲擴展時，就能夠更精確地表征無線信道。第三(最終)頻率響應(yīng)估計是基于第三信道沖激響應(yīng)估計而獲取的并且可以用于檢測或其他目的。為了滿足具體選用的交錯式導(dǎo)頻傳輸方案，可以對信道估計進行裁剪。下面進一步詳細地描述本發(fā)明的各個方面和實施例。通過下面結(jié)合附圖的詳細描述，本發(fā)明的特色和本質(zhì)將變得更加顯而易見，在所有附圖中，相同的標(biāo)記表示相同的部件，其中圖1示出了OFDM系統(tǒng)的OFDM調(diào)制器；圖2A和圖2D分別示出了帶有過度延遲擴展的無線信道及其有效信道；圖2B和圖2C示出了該無線信道的一個接收碼片序列；圖3示出了可用于該OFDM系統(tǒng)的一個子帶結(jié)構(gòu)；圖4A、4B和4C分別示出了無線信道的一個采樣信道、它的有效信道以及它的利用臨界采樣(criticalsampling)的估計信道；圖5、9A和9B示出了三種交錯式導(dǎo)頻傳輸方案；圖6示出了基于圖5所示的交錯式導(dǎo)頻傳輸方案獲取全信道沖激響應(yīng)估計的過程；圖7示出了全信道沖激響應(yīng)估計的獲取；圖8A示出了利用過采樣和截斷估計出的信道；圖8B示出了利用過采樣而不用截斷估計出的信道；圖10示出了對于給定交錯式導(dǎo)頻傳輸方案執(zhí)行信道估計的過程；圖11示出了OFDM系統(tǒng)內(nèi)的接入點和終端；以及圖12示出了信道估計器。具體實施例方式這里使用的“示例性的”一詞意味著“用作例子、例證或說明”。這里被描述為“示例性”的任何實施例或設(shè)計不應(yīng)被解釋為比其他實施例或設(shè)計更優(yōu)選或更具優(yōu)勢。圖1示出了OFDM系統(tǒng)的OFDM調(diào)制器100的框圖。通常，將待發(fā)送的數(shù)據(jù)進行編碼和交織，以生成編碼比特，然后將其映射成調(diào)制符號。通過以下步驟執(zhí)行符號映射(1)將編碼比特組成B比特二進制值，其中，B≥1；以及(2)基于一種調(diào)制方案(如，M-PSK或M-QAM，其中M＝2B)，將每個B比特值映射成一個具體的調(diào)制符號。每個調(diào)制符號是對應(yīng)于該調(diào)制方案的信號圖(signalconstellation)中的一點的復(fù)數(shù)值。在每個OFDM符號周期中，在NF個子帶的每一個上發(fā)送一個“發(fā)送”符號。每個發(fā)送符號可以是導(dǎo)頻/數(shù)據(jù)的調(diào)制符號或零信號值(如，一個“零符號”)。IFFT單元110在每個OFDM符號周期中，對所有NF個子帶的NF個發(fā)送符號執(zhí)行NF點IFFT，并且提供包含NF個碼片的變換后的符號。IFFT可以表示為s‾=W‾NF×NFHS‾,]]>公式(1)其中，S是NF個子帶對應(yīng)的發(fā)送符號的NF×1向量；WNF×NF是NF×NF離散傅立葉變換(DFT)矩陣；s是時域碼片的NF×1向量；以及“H”代表共軛轉(zhuǎn)置。定義DFT矩陣WNF×NF，以使得第(n，m)項wn，m為wn,m=e-j2π(n-1)(m-1)NF,]]>其中，n＝{1...NF}且m＝{1...NF}，公式(2)其中，n是行標(biāo)號以及m是列標(biāo)號。WNF×NF是逆DFT矩陣。循環(huán)前綴生成器120重復(fù)每個變換符號的某一部分，以獲得一個相應(yīng)的包含NC個碼片的OFDM符號，其中NC＝NF+Ncp且NCP是循環(huán)前綴長度。OFDM符號周期是一個OFDM符號的持續(xù)時間，也就是NC個碼片周期。將碼片進行修整并通過無線信道發(fā)送。圖2A示出了帶有過度延遲擴展的無線信道的一個示例性的沖激響應(yīng)210。信道沖激響應(yīng)210包括兩個抽頭212和214，對應(yīng)于該無線信道的兩個多徑。抽頭212具有h1的復(fù)增益并且位于抽頭標(biāo)號1。抽頭214具有he的復(fù)增益并且位于在循環(huán)前綴長度NCP之外的抽頭標(biāo)號Ne。這里使用“主信道”一詞指在循環(huán)前綴長度中或之內(nèi)的信道沖激響應(yīng)部分，“過量信道(excesschannel)”一詞指在循環(huán)前綴長度之外的信道沖激響應(yīng)部分，以及，“盈余量(excess)”一詞指過量信道抽頭的抽頭標(biāo)號與循環(huán)前綴長度之間的差異。對于信道沖激響應(yīng)210來說，主信道包括一個抽頭212，過量信道包括一個抽頭214，并且抽頭214的“盈余量”為Nex＝Ne-Ncp。圖2B示出了圖2A所示的無線信道的一個接收碼片序列220。接收碼片序列220是發(fā)送碼片序列與該無線信道的抽頭212和214的卷積。接收碼片序列220是包括如下部分(1)碼片序列222，通過將主信道抽頭212與發(fā)送碼片序列進行卷積而生成；以及(2)碼片序列224，通過將過量信道抽頭214與發(fā)送碼片序列進行卷積而生成，其中，si代表當(dāng)前OFDM符號的第i個碼片，xi代表前一個OFDM符號的第i個碼片，并且i＝1..NC。圖2C示出了將接收碼片序列220分解成不同的分量。利用如下部分替換圖2B中的碼片序列224(1)碼片序列226，其是通過過量信道抽頭214與當(dāng)前OFDM符號的NC個碼片進行循環(huán)卷積而生成的；(2)前一個OFDM符號末端的碼片序列228；以及(3)當(dāng)前OFDM符號末端的碼片序列230。如果循環(huán)前綴長度足夠長，并且抽頭214是主信道的一部分，則碼片序列222和226代表抽頭212和214將會接收到的序列。然而，由于不是這種情況，碼片228和230都歸于過度延遲擴展而產(chǎn)生的。碼片228代表前一個OFDM符號到當(dāng)前OFDM符號的滲漏量(leakage)并且是符號間干擾的起源。碼片序列230代表對循環(huán)卷積的干擾并且是載波間干擾和信道衰減的起源。每個子帶內(nèi)觀測到的符號間干擾可以表示為ISI(k)=he·W‾1×Nex(k)W‾Nex×NFHX‾,]]>其中k＝1..NF，公式(3)其中，X是前一個OFDM符號對應(yīng)的發(fā)送符號的NF×1向量；WNex×NFH是包含WNF×NFH的最后Nex行的Nex×NF矩陣；以及W1×Nex(k)是包含WNF×NFH第k行的前Nex個元素的1×Nex向量。運算WNex×NFHX生成一個Nex×1向量XNex，該向量包括前一個OFDM符號的最后Nex個碼片。XNex與W1×Nex(k)的乘積生成了由子帶k上這最后的Nex個碼片引起的干擾。每個子帶上由符號間干擾產(chǎn)生的噪聲功率可以表示為σISI2=ES·|he|2·(Nex/NF),]]>其中，k＝1..NF，公式(4)其中ES是發(fā)送符號能量，|he|2是過量信道功率，以及σISI2是每個子帶上由ISI產(chǎn)生的噪聲功率。如公式(4)所示，每個子帶上的ISI噪聲功率滿足(1)與過量信道能量|he|2成正比；(2)與盈余量Nex成正比，該值是前一個OFDM符號到當(dāng)前OFDM符號的滲透量；以及(3)與所有子帶的數(shù)量成反比，這是由于全部ISI噪聲功率分布在NF個子帶上。每個子帶上由載波間干擾產(chǎn)生的噪聲功率，可采用與針對符號間干擾相類似的方式來計算，表示為σICI2=ES·|he|2·[(Nex/NF)-(Nex/NF)2],]]>其中，k＝1..NF，公式(5)其中，σICI2是每個子帶上由ICI產(chǎn)生的噪聲功率。圖2D示出了圖2A所示無線信道的“有效”信道240。回到圖2C，碼片序列226代表了過量信道抽頭214的貢獻(假設(shè)循環(huán)前綴足夠長)，以及碼片序列230代表由過量信道產(chǎn)生的ICI的起源。碼片序列230的減法運算導(dǎo)致了每個子帶信號功率的部分衰減。這種減法是由于對過量信道抽頭214以因數(shù)(1-Nex/NF)進行縮放。如圖2D所示，有效信道240包括具有復(fù)增益h1的抽頭212以及具有復(fù)增益he·(1-Nex/NF)的抽頭216。抽頭216的增益相對于抽頭214的增益的減少可被稱為“信道衰減”，并且是由抽頭214的過度延遲擴展產(chǎn)生的。衰減的數(shù)量與盈余量Nex相關(guān)。接收機執(zhí)行信道估計，以獲得該無線信道的信道估計。信道估計通常是基于導(dǎo)頻符號執(zhí)行的，導(dǎo)頻符號是接收機預(yù)先知道的調(diào)制符號。可以采用下述各種方式發(fā)送導(dǎo)頻符號。圖3示出了可用于該OFDM系統(tǒng)的一個示例性的子帶結(jié)構(gòu)。OFDM系統(tǒng)的全部系統(tǒng)帶寬為BWMHz，用OFDM分成NF個正交的子帶。每個子帶的帶寬為BW/NFMHz。對于一個頻譜經(jīng)過整形的(spectrallyshaped)OFDM系統(tǒng)來說，所有NF個子帶中只有NU個子帶用于數(shù)據(jù)/導(dǎo)頻的傳輸，其中NU＜NF，其余NF-NU個子帶不用于數(shù)據(jù)/導(dǎo)頻的傳輸，作為保護子帶以滿足頻譜屏蔽(spectralmask)的要求。為簡單起見，以下描述假設(shè)所有NF個子帶都可用于OFDM系統(tǒng)。圖3還示出了一個示例性的頻分復(fù)用(FDM)導(dǎo)頻傳輸方案300。NP個子帶用于導(dǎo)頻傳輸并被稱為“導(dǎo)頻子帶”。為了簡化信道估計的計算，可選擇NP為2的冪值，并且這NP個導(dǎo)頻子帶均勻地分布在所有NF個子帶中，這樣，連續(xù)的導(dǎo)頻子帶被NF/NP個子帶分隔開來?；趯?dǎo)頻子帶的接收導(dǎo)頻符號，接收機可以獲取該無線信道的初始頻率響應(yīng)估計，如下所述H^P(k)=yp(k)p(k),]]>其中k∈KP，公式(6)其中，yp(k)是子帶k的接收導(dǎo)頻符號；P(k)是子帶k上發(fā)送的導(dǎo)頻符號；是導(dǎo)頻子帶k的信道增益估計；以及Kp是一個導(dǎo)頻子帶集合。對于NP個均勻分布的導(dǎo)頻子帶的初始頻率響應(yīng)估計而言，NP×1的向量可以按照H‾^P=[H^P(1)H^P(2)...H^P(NP)]T]]>生成，其中，“T”代表轉(zhuǎn)置。如果在NP個導(dǎo)頻子帶中的任何一個上沒有發(fā)送導(dǎo)頻符號(如，對于頻譜經(jīng)過整形的的OFDM系統(tǒng))，那么必要時可以執(zhí)行外插值和/或內(nèi)插值，以獲得沒有進行導(dǎo)頻傳輸?shù)膶?dǎo)頻子帶的信道增益估計?？梢詫υ诓煌腛FDM符號周期中獲得的多個向量進行濾波，從而改進初始頻率響應(yīng)估計的質(zhì)量?；诔跏碱l率響應(yīng)估計可采用各種技術(shù)獲得所有NF個子帶的頻率響應(yīng)估計。對于最小平方信道估計技術(shù)來說，首先獲得無線信道的最小平方?jīng)_激響應(yīng)估計，如下所示h‾^NP=W‾NP×NPHH‾^P,]]>公式(7)其中，WNP×NP是用于NP個導(dǎo)頻子帶的NP×NP的DFT矩陣；以及是用于最小平方?jīng)_激響應(yīng)估計的NP×1的向量。公式(7)表明，可以估計的信道抽頭的最大數(shù)量受限于導(dǎo)頻子帶的數(shù)量(即，Ntap＝NP)?？梢詫ο蛄窟M行后處理，例如，通過將小于預(yù)定門限值的抽頭設(shè)置為零，將過量信道的抽頭設(shè)置為零等，如下所述。然后，對向量進行零填充，以達到長度NF。將零填充后的向量利用NF點FFT進行變換以獲得向量用于最終頻率響應(yīng)估計，如下所述H‾^NF=WNF×NFh‾^NF,]]>公式(8)其中，H‾^NF=[H^(1)H^(2)...H^(NF)]T.]]>圖4A示出了無線信道的一般沖激響應(yīng)410。信道沖激響應(yīng)410包括(1)主信道的Ncp個抽頭，標(biāo)號為1至Ncp；以及(2)過量信道的L個抽頭，標(biāo)號為Ncp+1至Ncp+L。L是過量信道的時間跨度或長度，并且當(dāng)出現(xiàn)過度延遲擴展時，L大于零。每個抽頭具有復(fù)增益hi，hi通?？梢允欠橇慊蛄阒?。圖4B示出了圖4A中無線信道的有效信道上的沖激響應(yīng)420。信道沖激響應(yīng)420包括信道沖激響應(yīng)410的所有抽頭。然而，過量信道的L個抽頭中的每一個以縮放因子αNi=(1-Ni/NF)]]>進行了縮放，其中，Ni是該抽頭的盈余量，并且Ni＝1...L。有效信道的時間跨度等于無線信道的時間跨度，并且當(dāng)存在過度延遲擴展時，該值大于循環(huán)前綴長度。無線信道的頻率響應(yīng)可以通過對有效信道的沖激響應(yīng)420執(zhí)行FFT來獲得?；谑盏降膶?dǎo)頻符號，可以估計有效信道的信道沖激響應(yīng)，如公式(6)和(7)所示。信道沖激響應(yīng)的精確度受導(dǎo)頻子帶的數(shù)量影響。對于臨界采樣OFDM系統(tǒng)來說，導(dǎo)頻子帶的數(shù)目等于循環(huán)前綴長度(即，NP＝Ncp)。由于導(dǎo)頻子帶的數(shù)量決定了可以針對信道沖激響應(yīng)而估計的最大時間跨度，因此對于臨界采樣系統(tǒng)，至多可以估計Ncp個信道抽頭，標(biāo)號為1至Ncp。圖4C示出了帶有過度延遲擴展的臨界采樣OFDM系統(tǒng)的估計信道上的沖激響應(yīng)430。當(dāng)出現(xiàn)過度延遲擴展時，有效信道的時間跨度大于循環(huán)前綴長度。在這種情況下，不能估計出標(biāo)號為Ncp+1至Ncp+L的過量信道抽頭，這是因為臨界采樣OFDM系統(tǒng)的自由度數(shù)量不足。此外，無線信道的信道沖激響應(yīng)在頻域內(nèi)被欠采樣(undersampled)了NP個導(dǎo)頻子帶。這就在時域內(nèi)引起了過量信道的回繞(wraparound)效應(yīng)，從而標(biāo)號為Ncp+1的過量信道抽頭出現(xiàn)在標(biāo)號1上，標(biāo)號為Ncp+2的過量信道抽頭出現(xiàn)在標(biāo)號2上等。每個回繞的過量信道抽頭導(dǎo)致對相應(yīng)的主信道抽頭進行估計時的一個誤差。如果對信道沖激響應(yīng)430執(zhí)行FFT，那么對于每個子帶所得的頻率響應(yīng)估計可以表示為H^es(k)=H(k)+Herr(k),]]>其中，k＝1..NF，公式(9)其中，H(k)是子帶k的實際信道增益；是利用臨界采樣，子帶k的信道增益估計；以及Herr(k)是子帶k的信道增益估計中的誤差。為簡單起見，由其他噪聲產(chǎn)生的信道增益誤差沒有在公式(9)中表示出來。信道增益誤差Herr(k)可以表示為Herr(k)=2ejπ(NcpkNF+12)·sin(π·Ncp·kNf)·Hex(k),]]>其中，k＝1..NF，公式(10)其中，Hex(k)是由過量信道產(chǎn)生的子帶k的復(fù)增益，該值可以通過對過量信道抽頭執(zhí)行FFT來獲得?？蓪⑿诺涝鲆嬲`差分解為四個部分。公式(10)中等號右側(cè)的因子2反映了信道增益誤差的兩個起源(1)不能對過量信道進行采樣；以及(2)過量信道到主信道上的回繞。正弦項對應(yīng)于一個正弦曲線，該正弦曲線的頻率由Ncp與NF的比值決定。所有子帶的信道增益誤差的總噪聲功率可以表示為σch2(k)=Σk=1NF|Herr(k)|2=2·Σk=1NF|Hex(k)|2·(1-cos(π·Ncp·kNF)),]]>其中，k＝1..NF，公式(11)每個子帶的信號噪聲干擾比(SNR)可以表示為SNR(k)=Es·||h‾||2N0+ES·[σch2(k)+σISI2(k)+σICI2(k)],]]>公式(12)其中N0是信道噪聲(包括熱噪聲、來自其他信源的干擾、接收機噪聲等)并且‖h‖2是有效信道沖激響應(yīng)的二階范數(shù)。如公式(12)所示，信道估計誤差、ISI、ICI噪聲功率均以信號功率ES為比例進行縮放。因此，這三個噪聲項表現(xiàn)為SNR的噪聲基底(noisefloor)。如果信道估計誤差、ISI、ICI噪聲功率低于信道噪聲N0，那么由它們產(chǎn)生的噪聲基底可以忽略不計。然而，如果這些噪聲功率高于信道噪聲N0，那么，這種噪聲基底可能限制系統(tǒng)的性能。如果過量信道抽頭包含總信道能量很大的一部分(如，10％或更多)，那么信道估計誤差噪聲功率可以控制ISI和ICI噪聲功率。為了減少過度延遲擴展對信道估計誤差和SNR的有害影響，可以增加導(dǎo)頻子帶的數(shù)量。對于過采樣的OFDM系統(tǒng)，導(dǎo)頻子帶的“有效”數(shù)量(即用于進行信道估計的不同導(dǎo)頻子帶的數(shù)量)大于循環(huán)前綴長度(即，NPeff＞Ncp)。如果NPeff足夠大使得無線信道(包括過量信道)的沖激響應(yīng)不超過NPeff個抽頭，那么當(dāng)存在過度延遲擴展時，就有足夠數(shù)量的自由度可用于估計無線信道的所有抽頭?？刹捎枚喾N方式獲得用于進行超采樣的附加導(dǎo)頻子帶。在一個導(dǎo)頻傳輸方案中，NPeff＝NP＞Ncp，并且在每個OFDM符號周期中，導(dǎo)頻符號是在所有NP個導(dǎo)頻子帶上發(fā)送的。為了簡化計算，可以選擇NP為2的冪(即，NP＝2Ncp)，并且這NP個導(dǎo)頻子帶均勻地分布在所有NF個子帶上。對于這種導(dǎo)頻傳輸方案來說，有較少的子帶可用于數(shù)據(jù)傳輸。圖5示出了交錯式導(dǎo)頻傳輸方案500，該方案可用于增加導(dǎo)頻子帶的有效數(shù)目，而不增加導(dǎo)頻符號的開銷。對于方案500來說，在每個OFDM符號周期，使用NP＝Ncp個導(dǎo)頻子帶。然而，奇數(shù)OFDM符號周期的Ncp個導(dǎo)頻子帶與偶數(shù)OFDM符號周期的Ncp個導(dǎo)頻子帶相交錯或偏離了NF/2Ncp個子帶。方案500使用了有Ncp個導(dǎo)頻子帶的兩個不同集合，對應(yīng)于重復(fù)因數(shù)2。因此，導(dǎo)頻子帶的有效數(shù)目為NPeff＝2NP＝2Ncp。為了簡化計算，每個OFDM符號的Ncp個導(dǎo)頻子帶均勻地分布在所有NF個子帶中。圖6示出了過程600，用于針對基于導(dǎo)頻傳輸方案500的無線信道獲得長度為NPeff＝2Ncp的全信道沖激響應(yīng)估計。初始頻率響應(yīng)估計是基于OFDM符號周期n中使用的第一個集合的Ncp個導(dǎo)頻子帶對應(yīng)的接收導(dǎo)頻符號而獲得的，如公式(6)所示(框612)。初始頻率響應(yīng)估計也是基于OFDM符號周期n+1中使用的第二個集合的Ncp個導(dǎo)頻子帶對應(yīng)的接收導(dǎo)頻符號而獲得的(框614)。對執(zhí)行Ncp點IFFT，以獲得具有Ncp個抽頭的信道沖激響應(yīng)估計(框616)。同樣，對執(zhí)行Ncp點IFFT，以獲得具有Ncp個抽頭的另一個信道沖激響應(yīng)估計(框618)。對于具有兩次重復(fù)的方案500來說，重復(fù)向量以獲得長度為NPeff＝2Ncp的向量(框620)。同樣，重復(fù)向量并調(diào)整相位，以獲得長度為NPeff的向量(仍為框620)。組合向量和(如，濾波)，以獲得具有NPeff個抽頭的全信道沖激響應(yīng)估計(框622)。進一步處理(如，抑制噪聲)向量并進行零填充，以獲得長度為NF的向量(框624)。然后，對向量執(zhí)行NF點FFT，以獲得NF個子帶的全頻率響應(yīng)估計如公式(8)所示(框626)。圖6示出了一個實施例，其中，在時域內(nèi)組合了兩個導(dǎo)頻子帶集合的信道估計。它的實現(xiàn)通過下列步驟(1)為每個導(dǎo)頻子帶集合的初始頻率響應(yīng)估計獲取初始信道沖激響應(yīng)估計(框616和618)；以及(2)組合兩個導(dǎo)頻子帶集合的初始信道沖激響應(yīng)估計，以獲得全信道沖激響應(yīng)估計(框622)。還可以在頻域內(nèi)組合兩個導(dǎo)頻子帶集合的初始頻率信道響應(yīng)估計，以獲得中間頻率響應(yīng)估計，該值可用于得到全信道沖激響應(yīng)估計。圖7示出了基于交錯式導(dǎo)頻傳輸方案500，獲取具有NPeff＝2Ncp個抽頭的全信道沖激響應(yīng)估計。向量代表具有Ncp個抽頭的信道沖激響應(yīng)估計，并且包括(1)主信道的響應(yīng)712；以及(2)回繞過量信道的響應(yīng)714，該響應(yīng)是由于在頻域?qū)cp個導(dǎo)頻子帶進行欠采樣而產(chǎn)生的。重復(fù)向量以獲得向量h‾^0′=[h‾^0h‾^0]T.]]>類似地，向量包括主信道的響應(yīng)722和回繞過量信道的響應(yīng)724。同樣，重復(fù)向量并把重復(fù)后的實例反向，以獲得向量h‾^1′=[h‾^1-h‾^1]T.]]>向量可以通過對向量和求和來獲得，如圖7所示。向量還可以通過對向量和進行濾波來獲得，如下所述。向量代表具有NPeff＝2·Ncp個抽頭的全信道沖激響應(yīng)，并且包括(1)主信道的響應(yīng)732；(2)回繞過量信道未取消部分的響應(yīng)734；(3)過量信道的響應(yīng)736；以及(4)主信道未取消部分的響應(yīng)738。響應(yīng)734和738可能取決于各種因素，比如，無線信道在獲取向量和時間當(dāng)中的改變。如圖7所示，無線信道的全信道沖激響應(yīng)(具有NPeff個抽頭)可以是基于收到的兩個OFDM符號進行估計的，其中每個OFDM符號包括Ncp個導(dǎo)頻子帶。如果無線信道在兩個OFDM符號上相對靜止，那么響應(yīng)734和738會比較小，并且向量是無線信道的一個精確的全沖激響應(yīng)估計?？梢园凑斩喾N方式，利用全信道沖激響應(yīng)估計，來獲得全頻率響應(yīng)估計可以選用中全部或部分抽頭，并且可以將零個或多個抽頭設(shè)置為零(即，零輸出)，以抑制噪聲。下面描述幾種抽頭選擇方案。圖8A示出了第一種抽頭選擇方案中估計信道的沖激響應(yīng)810。在這種方案中，使用全信道沖激響應(yīng)估計的前Ncp個抽頭(對應(yīng)于主信道)，把后NPeff-Ncp個抽頭(對應(yīng)于過量信道)設(shè)置為零(即，截斷)。由于過量信道響應(yīng)已經(jīng)歸零，所以，估計信道沖激響應(yīng)810受到截斷的影響。然而，沖激響應(yīng)810不會經(jīng)歷回繞效應(yīng)。這種抽頭選擇方案的信道估計誤差是由過量信道決定的，并且可以表示為Herr，tr(k)＝Hex(k)，其中，k＝1..NF，公式(13)這種方案的信道估計誤差噪聲功率處于過量信道能量的量級上，并且大約為公式(11)所示的臨界采樣情況噪聲功率的一半。對于第一種抽頭選擇方案來說，截斷效應(yīng)體現(xiàn)了SNR的噪聲基底，但是不存在回繞效應(yīng)，并且也沒有影響該噪聲基底。因此，第一種抽頭選擇方案的噪聲基底低于臨界采樣情況的噪聲基底。第一種抽頭選擇方案還提出了“過采樣增益”，即由把一些抽頭歸零引起的噪聲下降。由于把最后NPeff-Ncp個抽頭設(shè)置為零，所以，它們不會引入任何噪聲，也不會使最終的頻率響應(yīng)估計降級。如果NPeff＝2Ncp并且把最后Ncp個抽頭設(shè)置為零，那么相對于臨界采樣情況，噪聲大約減少了3dB。圖8B示出了第二種抽頭選擇方案的估計信道的沖激響應(yīng)820。在這種方案中，使用了全信道沖激響應(yīng)估計的所有NPeff個抽頭。由于利用足夠數(shù)量的導(dǎo)頻子帶正確地估計了過量信道響應(yīng)，所以，估計信道沖激響應(yīng)820不會受到截斷效應(yīng)或回繞效應(yīng)的影響。結(jié)果，這種方案的信道估計噪聲功率大約為零，并且SNR不會觀測到由這兩種效應(yīng)產(chǎn)生的噪聲基底。然而，由于使用了所有NPeff個抽頭，所以，相對于臨界采樣情況，沒有實現(xiàn)噪聲的減少(即，沒有過采樣增益)。表格1總結(jié)了臨界采樣和過采樣情況觀測到的各種效應(yīng)。在截斷列中，“是”一詞表示全信道沖激響應(yīng)估計的最后NPeff-Ncp個抽頭被設(shè)置為零，以及“否”一詞表示使用了所有NPeff個抽頭。表格1<tablesid="table1"num="001"><tablewidth="772">采樣截斷回繞效應(yīng)截斷效應(yīng)過采樣增益臨界采樣(NPeff＝Ncp)-是是否過采樣(NPeff＞Ncp)是否是是否否否否</table></tables>第一和第二抽頭選擇方案按照確定的方式選擇抽頭。抽頭的選擇還可以按照其他的方式執(zhí)行，其中的一部分如下所述。在第三種抽頭選擇方案中，“門限值”用于選擇具有足夠能量的信道抽頭并且把低能量的信道抽頭歸零。低能量的信道抽頭的產(chǎn)生很可能是由于噪聲，而不是信號能量。門限值可用來判斷給定信道抽頭是否具有足夠的能量以及是否應(yīng)該保留。門限值可以基于各種因素并按照各種方案來計算。門限值可以是一個相對值(如，取決于測量的信道響應(yīng))或一個絕對值(如，不取決于測量的信道響應(yīng))。相對門限值可以基于信道沖激響應(yīng)估計的能量(全部的或平均的)來計算。使用相對門限值確保(1)門限操作不取決于收到的能量的變化；以及(2)不把出現(xiàn)的低信號能量的信道抽頭歸零。絕對門限值的計算可以基于接收機中的噪聲、接收導(dǎo)頻符號的最低期望能量等。使用絕對門限值強制信道抽頭滿足某個最小值以便被選用。門限值還可以基于用于相對和絕對門限值的因素的組合來計算。例如，門限值可以基于信道沖激響應(yīng)估計的能量來計算并且進一步受約束使其等于或大于預(yù)定的最小值。門限操作可以按照多種方式執(zhí)行。在一種門限操作方案中，在截斷最后NPeff-Ncp個抽頭之后，執(zhí)行門限操作，可以表示為其中，i＝1...Ncp，公式(14)其中，是中第i個元素/抽頭；是第i個抽頭的能量；Eth是用于將低能量抽頭歸零的門限值?？梢远x門限值，例如，基于主信道的Ncp個抽頭的能量，如下Eth=αth·||h‾^NPeff||2,]]>其中，是主信道能量(截斷后的)，并且αth是系數(shù)。系數(shù)αth可以是基于噪聲抑制和信號刪除之間的折衷來選擇的。更高的αth值會提供更大的噪聲抑制，但也增大了把低能量抽頭歸零的可能性。系數(shù)αth可以是0到1/Ncp范圍內(nèi)的一個值(如，αth＝0.1/Ncp)。在另一種門限操作方案中，利用單個門限值，對的所有NPeff個元素(如，沒有截斷的)執(zhí)行門限操作，類似于公式(14)所示。在另一種門限操作方案中，利用多個門限值，對的所有NPeff個元素執(zhí)行門限操作。例如，第一個門限值用于中主信道的前Ncp個抽頭，以及第二個門限值用于中過量信道的最后NPeff-Ncp個抽頭。可以設(shè)定第二個門限值低于第一個門限值。在另一種門限操作方案中，門限操作僅對中過量信道的最后NPeff-Ncp個抽頭執(zhí)行，而不對前Ncp個抽頭執(zhí)行。門限操作可以按照其他方式來執(zhí)行，但這也落入本發(fā)明的保護范圍。門限操作非常適合于“稀疏的”無線信道，比如，在宏蜂窩廣播系統(tǒng)中的無線信道。稀疏的無線信道在少數(shù)幾個抽頭中集中了大部分的信道能量。每個抽頭對應(yīng)于具有不同傳播延遲的一個可分解的信號路徑。即使這些信號路徑之間的延遲擴展(即，時間差異)可能很大，稀疏信道也幾乎沒有信號路徑?？梢詫?yīng)于較弱的或不存在的信號路徑歸零?？梢钥闯?，通過利用NPeff＞Ncp進行過采樣，顯著提高了系統(tǒng)性能。將過采樣與最后NPeff-Ncp個抽頭的截斷結(jié)合起來，能夠(1)降低SNR中的噪聲基底，這是因為不存在回繞效應(yīng)；以及(2)減少由過采樣增益產(chǎn)生的噪聲。沒有截斷的過采樣去除了由回繞和截斷效應(yīng)產(chǎn)生的噪聲基底，但不能提供過采樣增益。過采樣結(jié)合門限操作(帶有或不帶有截斷)，在某些場景下能夠提供進一步的改進。基于檢測到的延遲擴展，可以不啟用或啟用截斷和/或門限操作。例如，如果檢測到過度延遲擴展(如，通過對收到的碼片執(zhí)行相關(guān))，就可以把截斷置為無效以及可把門限操作置為有效或無效。在任何情況下，過采樣使接收機可以獲得全信道沖激響應(yīng)估計，從而可以提供更為準(zhǔn)確的信道估計并改進系統(tǒng)性能。通常，過采樣帶來的改進量隨過量信道中能量的增加而增加。圖5示出了一個示例性的交錯式導(dǎo)頻傳輸方案，該方案具有兩個交錯的導(dǎo)頻子帶集合?？梢圆捎闷渌鞣N導(dǎo)頻傳輸方案，以獲得用于進行過采樣的必要有效數(shù)量的導(dǎo)頻子帶。圖9A示出了交錯式導(dǎo)頻傳輸方案910，該方案利用四個不同的導(dǎo)頻子帶集合。這四個集合中的每一個包括NPsb個導(dǎo)頻子帶。為了簡化計算，選擇NPsb為2的冪值，并且每個集合中的NPsb個導(dǎo)頻子帶均勻地分布在所有NF個子帶中，這樣，每個集合中連續(xù)的導(dǎo)頻子帶被NF/NPsb個子帶分隔開來。例如，NPsb可以等于Ncp、Ncp/2等。這四個集合中的導(dǎo)頻子帶也以梳狀結(jié)構(gòu)相交錯，如圖9A所示。這四個導(dǎo)頻子帶集合用于四個OFDM符號周期，比如，按照圖9A所示順序或一種不同的順序。這四個導(dǎo)頻子帶集合對應(yīng)的接收導(dǎo)頻符號可以按照各種方式用于進行信道估計?；谶@四個導(dǎo)頻子帶集合的接收導(dǎo)頻符號，可以獲得長度為NPsb、2NPsb或4NPsb的信道沖激響應(yīng)估計。獲得長度為NPeff＝2NPsb的信道沖激響應(yīng)估計，可以通過下列步驟(1)對每個OFDM符號周期的NPsb個接收導(dǎo)頻符號執(zhí)行NPsb點IFFT，以獲得長度為NPsb的沖激響應(yīng)估計(2)將沖激響應(yīng)估計重復(fù)一次以及在需要時調(diào)整的每個實例的相位，以獲得向量以及(3)利用向量更新全信道沖激響應(yīng)估計獲得長度為NPeff＝4NPsb的信道沖激響應(yīng)估計，可以通過下列步驟(1)對每個OFDM符號周期的NPsb個接收導(dǎo)頻符號執(zhí)行NPsb點IFFT，以獲得沖激響應(yīng)估計(2)將沖激響應(yīng)估計重復(fù)三次以及在需要時調(diào)整的每個實例的相位，以獲得向量以及(3)利用向量更新全信道沖激響應(yīng)估計相位調(diào)整取決于導(dǎo)頻子帶集合的數(shù)量以及每個集合中導(dǎo)頻子帶的數(shù)量。圖9B示出了交錯式導(dǎo)頻傳輸方案920，該方案使用三個不同的導(dǎo)頻子帶集合。第一個集合包括2NPsb個導(dǎo)頻子帶，第二和第三個集合各包括NPsb個導(dǎo)頻子帶。為了簡化計算，選擇NPsb為2的冪值，并且每個集合中的NPsb或2NPsb個導(dǎo)頻子帶均勻地分布在所有NF個子帶中。三個集合中的導(dǎo)頻子帶也以梳狀結(jié)構(gòu)相交錯，如圖9B所示。三個導(dǎo)頻子帶集合用于三個OFDM符號周期，比如，按照圖9B所示順序或一種不同的順序。通常，交錯式導(dǎo)頻傳輸方案在不同的OFDM符號周期使用不同的導(dǎo)頻子帶集合，并且導(dǎo)頻子帶的有效數(shù)量等于用于導(dǎo)頻傳輸?shù)牟煌訋У臄?shù)量?？梢允褂萌魏螖?shù)量的導(dǎo)頻子帶集合(或重復(fù))。更高的重復(fù)常對應(yīng)于更多的導(dǎo)頻子帶有效數(shù)量以及更長的信道估計延遲。此外，每個集合可以使用任何數(shù)量的導(dǎo)頻子帶，以及各個集合可以包括相同或不同數(shù)量的子帶。具有優(yōu)勢的是，在所有NF個子帶中的盡可能多的子帶上循環(huán)并發(fā)送導(dǎo)頻符號。然而，為了減少導(dǎo)頻開銷，在每個OFDM符號周期中，只使用一小部分的子帶(如，Ncp個)。圖10示出了在給定交錯式導(dǎo)頻傳輸方案中執(zhí)行信道估計的過程1000。最初，在當(dāng)前OFDM符號周期n中，為用于導(dǎo)頻傳輸?shù)囊粋€導(dǎo)頻子帶集合獲取一組接收導(dǎo)頻符號(框1012)?；诮邮諏?dǎo)頻符號，為這些導(dǎo)頻子帶獲取初始頻率響應(yīng)估計(框1014)。然后，基于初始頻率響應(yīng)估計(如，通過對其執(zhí)行IFFT)，獲取初始信道沖激響應(yīng)估計(框1016)。將初始信道沖激響應(yīng)估計重復(fù)一次或多次(框1018)。適當(dāng)?shù)卣{(diào)整的每個實例，例如，基于當(dāng)前OFDM符號周期n使用的特定導(dǎo)頻子帶，調(diào)整相位(也為框1018)?？?018的輸出是一個擴展的信道沖激響應(yīng)估計它的抽頭多于的抽頭。對于當(dāng)前OFDM符號周期n，基于更新全信道沖激響應(yīng)估計(框1020)。的更新可以按照多種方式執(zhí)行，其取決于(1)選用的交錯式導(dǎo)頻傳輸方案；(2)是否執(zhí)行濾波；以及(3)其他可能因素。例如，如果沒有進行濾波并采用了圖5所示導(dǎo)頻傳輸方案500，那么對于編號為奇數(shù)的OFDM符號周期，把置為對于編號為偶數(shù)的OFDM符號周期，按照h‾^NPeff(n)=[h‾^NPeff(n-1)+h‾^′(n)]/2]]>來計算。下面描述對進行濾波，以獲得將全信道沖激響應(yīng)估計作進一步處理(如，截斷、門限操作等)并進行零填充，以獲得長度為NF的向量(框1022)。然后，基于信道沖激響應(yīng)估計獲取當(dāng)前OFDM符號周期n的最終頻率響應(yīng)估計(框1024)?？?012至1024可以在每個OFDM符號周期或收到導(dǎo)頻符號的任何時候執(zhí)行。如上面所述，全信道沖激響應(yīng)估計是通過對進行濾波獲得的。例如，可以利用FIR濾波器獲得如下h‾^NPeff=Σi=-L1L2c‾i·h‾^′(n-i),]]>公式(15)其中，ci是具有用于FIR濾波器抽頭i的NPeff個系數(shù)的向量；以及L1和L2是該FIR濾波器的時間擴展。對于因果(causal)FIR濾波器，L1＝0，L2≥1，并且濾波后的頻率響應(yīng)估計是在前面L2個和當(dāng)前OFDM符號周期的擴展信道沖激響應(yīng)估計的加權(quán)和。對于非因果(non-causal)FIR濾波器，L1≥1，L2≥1，并且濾波后的頻率響應(yīng)估計是在前面L2個、當(dāng)前以及后面L1個OFDM符號周期的擴展信道沖激響應(yīng)估計的加權(quán)和。為了實現(xiàn)非因果FIR濾波器，需要緩沖收到的L1個OFDM符號。FIR濾波器的系數(shù)可以按照多種方式選擇。為了得到預(yù)期的濾波器特性(如，濾波器帶寬和滾降)，選擇FIR濾波器的L1+L2+1個抽頭對應(yīng)的L1+L2+1個向量ci。每個向量ci的NPeff個系數(shù)，也可以按照多種方式選擇。在一個實施例中，將每個FIR濾波器抽頭對應(yīng)的向量ci的NPeff個系數(shù)都設(shè)置為相同的值。在另一個實施例中，將每個FIR濾波器抽頭對應(yīng)的向量ci中用于主信道的前Ncp個系數(shù)設(shè)置為一個值，將其余NPeff-Ncp個系數(shù)設(shè)置為另一個值。通常，每個向量ci的NPeff個系數(shù)可以使用相同或不同的權(quán)重。全信道沖激響應(yīng)估計也可以利用IIR濾波器獲取，如下h‾^NPeff(n)=(1-αi)·h‾^NPeff(n-1)+αi·h‾^′(n),]]>公式(16)其中αi是用于濾波的時間常數(shù)。時間常數(shù)αi可以是基于該無線信道的特性(如，相干時間)選擇的。還可以對初始頻率響應(yīng)估計和/或最終頻率響應(yīng)估計進行濾波，從而獲得更高的質(zhì)量。最終頻率響應(yīng)估計可以用于檢測，以恢復(fù)出發(fā)送的數(shù)據(jù)符號。每個子帶上收到的符號可以表示為Y(k)=Es·H^(k)·S(k)+N(k),]]>其中k＝1..NF，公式(17)其中，S(k)是子帶k的發(fā)送符號；是子帶k的信道增益估計；N(k)是子帶k觀測到的噪聲；以及Y(k)是子帶k上收到的符號。執(zhí)行檢測過程如下S^(k)=Y(k)H^(k)=S(k)+N′(k),]]>其中k∈Kd，公式(18)其中，是子帶k上的檢測符號；N′(k)是子帶k上的后處理噪聲；以及Kd是用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)囊粋€子帶集合(即，數(shù)據(jù)子帶)。公式(18)中的運算一般被稱為均值化并且通常用于未編碼系統(tǒng)?；蛘?，執(zhí)行檢測可以按照S^(k)=Y(k)H^*(k)=S(k)+N′′(k),]]>其中，k∈Kd，公式(19)其中“*”表示復(fù)共軛。公式(19)中的運算一般被稱為匹配濾波并且通常用于編碼系統(tǒng)。圖11示出了OFDM系統(tǒng)內(nèi)接入點1100和終端1150的框圖。在下行鏈路上，在接入點1100，發(fā)送(TX)數(shù)據(jù)處理器1100對業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)進行接收、格式化、編碼、交織和調(diào)制(即，符號映射)并且提供調(diào)制符號(或簡稱，“數(shù)據(jù)符號”)。OFDM調(diào)制器1120接收數(shù)據(jù)符號和導(dǎo)頻符號，執(zhí)行如圖1中描述的OFDM調(diào)制，并且提供OFDM符號流。導(dǎo)頻符號按照使導(dǎo)頻子帶的有效數(shù)量大于循環(huán)前綴長度(如，NPeff＞Ncp)的方式發(fā)送，以實現(xiàn)過采樣。發(fā)射機單元(TMTR)1122接收OFDM符號并將其轉(zhuǎn)換成一個或多個模擬信號，修整(如，放大、濾波和上變頻)模擬信號以生成下行鏈路信號，以及從天線1124將信號發(fā)送給終端。在終端1150，天線1152接收下行鏈路信號并把收到的信號提供給接收機單元(RCVR)1154。接收機單元1154修整(如，濾波、放大和下變頻)收到的信號，對修整后的信號進行數(shù)字化，以及把收到的碼片提供給OFDM解調(diào)器1156。圖12示出了OFDM解調(diào)器1156的一個實施例。循環(huán)前綴去除單元1212去除附加在每個OFDM符號上的循環(huán)前綴。然后，F(xiàn)FT單元1214利用NF點FFT把每個收到的變換后的符號變換到頻域并且獲得NF個子帶的NF個接收符號。FFT單元1214把接收導(dǎo)頻符號提供給處理器1170，以及把接收數(shù)據(jù)符號提供檢測器1216。檢測器1216還接收來自處理器1170的下行鏈路的頻率響應(yīng)估計對接收數(shù)據(jù)符號執(zhí)行檢測，以獲得檢測后的符號(即發(fā)送數(shù)據(jù)符號的估計)，以及把檢測后的符號提供給RX數(shù)據(jù)處理器1158。處理器1170包括信道估計器1220，它獲取接收導(dǎo)頻符號并執(zhí)行信道估計，如上所述。在信道估計器1220中，導(dǎo)頻檢測器1222去除接收導(dǎo)頻符號上的調(diào)制，以及在需要時執(zhí)行外插值和/或內(nèi)插值，以獲得初始頻率響應(yīng)估計其具有的信道增益估計對應(yīng)于每個OFDM符號周期中Ndn個均勻分布的子帶。IFFT單元1224對初始頻率響應(yīng)估計執(zhí)行IFFT，以獲得具有Ndn個抽頭的信道沖激響應(yīng)估計重復(fù)單元1226將信道沖激響應(yīng)估計重復(fù)所需的次數(shù)，并且在需要時，還調(diào)整每個實例的相位。然后，組合器/濾波器1228對單元1226的輸出進行組合或濾波，并且提供全信道沖激響應(yīng)估計。門限和零填充單元1230執(zhí)行門限操作(如果啟用的話)和零填充，以獲得具有NF個抽頭的向量FFT單元1232對向量執(zhí)行FFT，從而獲得下行鏈路的NF個子帶的最終頻率響應(yīng)估計回到圖11，RX數(shù)據(jù)處理器1158對檢測符號進行解調(diào)(如，符號解映射)、解交織以及解碼，從而恢復(fù)出發(fā)送的業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)。OFDM解調(diào)器1156和RX數(shù)據(jù)處理器1158的處理過程分別與接入點1100中的OFDM調(diào)制器1120和TX數(shù)據(jù)處理器1110的處理過程是相互補的。在上行鏈路上，TX數(shù)據(jù)處理器1182處理業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)并提供數(shù)據(jù)符號。OFDM調(diào)制器1184接收數(shù)據(jù)符號并將其與導(dǎo)頻符號進行復(fù)用，執(zhí)行OFDM調(diào)制，并且提供OFDM符號流。導(dǎo)頻符號可以在分配給終端1150用于導(dǎo)頻傳輸?shù)腘up個子帶上進行發(fā)送。上行鏈路的導(dǎo)頻子帶的數(shù)量(Nup)與下行鏈路的導(dǎo)頻子帶的數(shù)量(Ndn)可以相同或不同。另外，上行鏈路和下行鏈路可采用相同或不同的(如，交錯式的)導(dǎo)頻傳輸方案。然后，發(fā)送機單元1186接收并處理OFDM符號流，以生成上行鏈路信號，該信號經(jīng)由天線1152發(fā)送給接入點。在接入點1100中，來自終端1150的上行鏈路信號經(jīng)由天線1124接收并被接收機單元1142處理以獲得接收碼片。然后，OFDM解調(diào)器1144處理接收碼片并為上行鏈路提供接收導(dǎo)頻符號和檢測后的符號。RX數(shù)據(jù)處理器1146處理檢測后的符號，從而恢復(fù)出終端1150發(fā)送的業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)。處理器1130為在上行鏈路上進行發(fā)送的每個終端執(zhí)行信道估計，如上所述。多個終端在分配給它們的導(dǎo)頻子帶上，可以在上行鏈路同時發(fā)送導(dǎo)頻符號。為了減少干擾，在給定OFDM符號周期中，每個子帶僅被一個終端用于導(dǎo)頻符號或數(shù)據(jù)的傳輸。處理器1130可以實現(xiàn)圖12所示的信道估計器1220。對于每個終端m，處理器1130基于從該終端收到的導(dǎo)頻符號，獲得該終端上行鏈路的初始頻率響應(yīng)估計基于獲取該終端的信道沖激響應(yīng)估計以及基于獲取該終端的最終頻率響應(yīng)估計將每個終端的頻率響應(yīng)估計提供給OFDM解調(diào)器1144并且用于該終端的檢測。處理器1130和1170分別控制接入點1100和終端1150中的操作。存儲單元1132和1172分別存儲處理器1130和1170使用的程序代碼和數(shù)據(jù)。處理器1130和1170還執(zhí)行如上所述的信道估計。為清楚起見，本申請描述了OFDM系統(tǒng)的導(dǎo)頻傳輸和信道估計技術(shù)。這些技術(shù)也可用于其他多載波調(diào)制技術(shù)，如離散多音頻(DMT)。這里描述的導(dǎo)頻傳輸和信道估計的技術(shù)可通過多種方式來實現(xiàn)。例如，這些技術(shù)可以用硬件、軟件或軟硬件結(jié)合的方式來實現(xiàn)。對于硬件實現(xiàn)，用于進行信道估計的處理單元可以實現(xiàn)在一個或多個專用集成電路(ASIC)、數(shù)字信號處理器(DSP)、數(shù)字信號處理器件(DSPD)、可編程邏輯器件(PLD)、現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、用于執(zhí)行此處所述功能的其他電子單元或其組合中。對于軟件實現(xiàn)，這里描述的導(dǎo)頻傳輸和信道估計的技術(shù)可用執(zhí)行此處所述功能的模塊(例如，過程、函數(shù)等)來實現(xiàn)。這些軟件代碼可以存儲在存儲器單元(如，圖11中的存儲器單元1132或1172)中，并由處理器(如處理器1130或1170)執(zhí)行。存儲器單元可以實現(xiàn)在處理器內(nèi)或處理器外，在后一種情況下，它經(jīng)由本領(lǐng)域內(nèi)公知的各種手段，可通信地連接到處理器。所述公開實施例的上述描述可使得本領(lǐng)域的技術(shù)人員能夠?qū)崿F(xiàn)或者使用本發(fā)明。對于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說，這些實施例的各種修改是顯而易見的，并且這里定義的總體原理也可以在不脫離本發(fā)明的精神和范圍的基礎(chǔ)上應(yīng)用于其他實施例。因此，本發(fā)明并不限于這里給出的實施例，而是與符合這里公開的原理和新穎特征的最廣范圍相一致。權(quán)利要求1.一種用于在無線通信系統(tǒng)內(nèi)估計無線信道的頻率響應(yīng)的方法，包括針對至少兩個導(dǎo)頻子帶集合獲取至少兩組接收導(dǎo)頻符號，每個導(dǎo)頻子帶集合對應(yīng)一組接收導(dǎo)頻符號，其中，所述至少兩個導(dǎo)頻子帶集合中的每一個用于在不同的符號周期中進行導(dǎo)頻傳輸；基于所述至少兩組接收導(dǎo)頻符號，獲取至少兩個初始頻率響應(yīng)估計，每組接收導(dǎo)頻符號對應(yīng)一個初始頻率響應(yīng)估計；基于所述至少兩個初始頻率響應(yīng)估計，得到總信道沖激響應(yīng)估計，其中，所述總信道沖激響應(yīng)估計包括的抽頭多于所述至少兩個導(dǎo)頻子帶集合中每一個集合內(nèi)的導(dǎo)頻子帶的數(shù)量；以及基于所述總信道沖激響應(yīng)估計，得到所述無線信道的總頻率響應(yīng)估計。2.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述基于所述至少兩個初始頻率估計得到總信道沖激響應(yīng)估計包括基于所述至少兩個初始頻率響應(yīng)估計，得到至少兩個初始信道沖激響應(yīng)估計，每個初始頻率響應(yīng)估計對應(yīng)一個初始沖激響應(yīng)估計；以及基于所述至少兩個初始信道沖激響應(yīng)估計，得到所述總信道沖激響應(yīng)估計。3.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述基于所述至少兩個初始頻率估計得到總信道沖激響應(yīng)估計包括基于所述至少兩個初始頻率響應(yīng)估計，得到一個中間頻率響應(yīng)估計；以及基于所述中間頻率響應(yīng)估計，得到所述總信道沖激響應(yīng)估計。4.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述總信道沖激響應(yīng)估計包括NT個抽頭，其中，NT是所述總信道沖激響應(yīng)估計的長度并且等于所述至少兩個導(dǎo)頻子帶集合中導(dǎo)頻子帶的總數(shù)量。5.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，每個集合中的導(dǎo)頻子帶均勻地分布在所有NF個子帶中，并且與所述至少兩個導(dǎo)頻子帶集合中其余集合內(nèi)的導(dǎo)頻子帶不重合，其中，NF是大于1的整數(shù)。6.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，在編號為奇數(shù)的符號周期中，接收導(dǎo)頻符號是在第一個導(dǎo)頻子帶集合上獲得的，以及其中，在編號為偶數(shù)的符號周期中，接收導(dǎo)頻符號是在第二個導(dǎo)頻子帶集合上獲得的。7.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述至少兩個導(dǎo)頻子帶集合包括相同數(shù)目的導(dǎo)頻子帶。8.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述至少兩個導(dǎo)頻子帶集合包括不同數(shù)目的導(dǎo)頻子帶。9.如權(quán)利要求2所述的方法，其中，所述得到總信道沖激響應(yīng)估計還包括將所述至少兩個初始信道沖激響應(yīng)估計中的每一個重復(fù)至少一次，以獲得所述初始信道沖激響應(yīng)估計的至少兩個實例；基于所述初始信道沖激響應(yīng)估計的所述至少兩個實例，形成每個初始信道沖激響應(yīng)估計對應(yīng)的一個擴展信道沖激響應(yīng)估計；以及基于所述至少兩個初始信道沖激響應(yīng)估計對應(yīng)的至少兩個擴展信道沖激響應(yīng)估計，得到所述總信道沖激響應(yīng)估計。10.如權(quán)利要求9所述的方法，其中，所述得到總信道沖激響應(yīng)估計還包括有選擇性地調(diào)整每個初始信道沖激響應(yīng)估計的所述至少兩個實例的相位，以及其中，每個初始信道沖激響應(yīng)估計對應(yīng)的所述擴展信道沖激響應(yīng)估計是基于所述初始信道沖激響應(yīng)估計的至少兩個有選擇性相位調(diào)整后的實例而形成的。11.如權(quán)利要求9所述的方法，其中，所述得到總信道沖激響應(yīng)估計還包括將所述至少兩個擴展信道沖激響應(yīng)估計中的每一個用一個相應(yīng)的系數(shù)集合進行縮放，以獲得一個對應(yīng)的縮放后的信道沖激響應(yīng)估計，其中，針對所述至少兩個擴展信道沖激響應(yīng)估計，用至少兩個系數(shù)集合獲得至少兩個縮放后的信道沖激響應(yīng)估計；以及組合所述至少兩個縮放后的信道沖激響應(yīng)估計，以獲得所述總信道沖激響應(yīng)估計。12.如權(quán)利要求11所述的方法，其中，所述至少兩個系數(shù)集合是用于有限沖激響應(yīng)(FIR)濾波器的。13.如權(quán)利要求11所述的方法，其中，所述至少兩個系數(shù)集合是用于無限沖激響應(yīng)(IIR)濾波器的。14.如權(quán)利要求11所述的方法，其中，每個系數(shù)集合包括具有第一個值的Ncp個系數(shù)以及具有第二個值的NL個系數(shù)，其中，具有所述第一個值的所述Ncp個系數(shù)是用于所述總信道沖激響應(yīng)估計的前Ncp個抽頭的，以及其中，具有所述第二個值的所述NL個系數(shù)是用于所述總信道沖激響應(yīng)估計的其余抽頭的，其中，Ncp和NL是大于1的整數(shù)。15.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述至少兩個初始信道沖激響應(yīng)估計中的每一個均是通過對所述至少兩個初始頻率響應(yīng)估計中相應(yīng)的一個執(zhí)行快速傅立葉反變換(IFFT)而得到的。16.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述總頻率響應(yīng)估計是通過對所述總信道沖激響應(yīng)估計執(zhí)行快速傅立葉變換(FFT)而得到的。17.如權(quán)利要求1所述的方法，還包括將所述總信道沖激響應(yīng)估計的NT個抽頭中選中的一些抽頭設(shè)置為零，其中NT是所述總信道沖激響應(yīng)估計的長度并且是大于1的整數(shù)。18.如權(quán)利要求17所述的方法，其中，將所述總信道沖激響應(yīng)估計的所述NT個抽頭中后NZ個抽頭設(shè)置為零，其中，NZ小于NT。19.如權(quán)利要求18所述的方法，其中，NZ等于NT-Ncp，其中Ncp是所述系統(tǒng)的循環(huán)前綴長度并且是大于1的整數(shù)。20.如權(quán)利要求1所述的方法，還包括確定所述總信道沖激響應(yīng)估計的NT個抽頭中每一個抽頭的能量，其中NT是所述總信道沖激響應(yīng)估計的長度并且是大于1的整數(shù)；以及將所述NT個抽頭中的每一個抽頭設(shè)置為0，如果該抽頭的能量小于一個門限值的話。21.如權(quán)利要求20所述的方法，其中，所述門限值是基于所述NT個抽頭的總能量而得到的。22.如權(quán)利要求1所述的方法，還包括確定所述總信道沖激響應(yīng)估計的NT個抽頭中每一個抽頭的能量，其中NT是所述總信道沖激響應(yīng)估計的長度并且是大于1的整數(shù)；保留所述總信道沖激響應(yīng)估計的所述NT個抽頭中能量最大的NX個抽頭，其中Nx是等于或大于1的整數(shù)；以及將所述總信道沖激響應(yīng)估計的其余NT-Nx個抽頭設(shè)置為零。23.如權(quán)利要求1所述的方法，還包括利用所述總頻率響應(yīng)估計，對收到的數(shù)據(jù)符號執(zhí)行檢測。24.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述無線通信系統(tǒng)是利用正交頻分復(fù)用(OFDM)的。25.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述無線通信系統(tǒng)是利用離散多音頻(DMT)的。26.如權(quán)利要求24所述的方法，其中，在所述無線通信系統(tǒng)內(nèi)發(fā)送的每個OFDM符號包括一個循環(huán)前綴，以及其中，所述總信道沖激響應(yīng)估計包括的抽頭的個數(shù)多于所述循環(huán)前綴的長度。27.無線通信系統(tǒng)中的一種裝置，包括解調(diào)器，針對至少兩個導(dǎo)頻子帶集合獲取至少兩組接收導(dǎo)頻符號，每個導(dǎo)頻子帶集合對應(yīng)一組接收導(dǎo)頻符號，其中，所述至少兩個導(dǎo)頻子帶集合中的每一個用于在不同符號周期中進行導(dǎo)頻傳輸；導(dǎo)頻檢測器，基于所述至少兩組接收導(dǎo)頻符號，獲取無線信道的至少兩個初始頻率響應(yīng)估計，每組接收導(dǎo)頻符號對應(yīng)一個初始頻率響應(yīng)估計；組合器單元，基于所述至少兩個初始頻率響應(yīng)估計，得到總信道沖激響應(yīng)估計，其中，所述總信道沖激響應(yīng)估計包括的抽頭個數(shù)多于所述至少兩個導(dǎo)頻子帶集合中每一個集合內(nèi)的導(dǎo)頻子帶的數(shù)量；以及第一轉(zhuǎn)換單元，基于所述總信道沖激響應(yīng)估計，得到所述無線信道的總頻率響應(yīng)估計。28.如權(quán)利要求27所述的裝置，還包括第二轉(zhuǎn)換單元，基于所述至少兩個初始頻率響應(yīng)估計，得到至少兩個初始信道沖激響應(yīng)估計，每個初始頻率響應(yīng)估計對應(yīng)一個初始信道沖激響應(yīng)估計，以及其中，所述組合器單元基于所述至少兩個初始信道沖激響應(yīng)估計，得到所述總信道沖激響應(yīng)估計。29.如權(quán)利要求27所述的裝置，其中，所述組合器單元基于所述至少兩個初始頻率響應(yīng)估計，得到一個中間頻率響應(yīng)估計，以及基于所述中間頻率響應(yīng)估計，得到所述總信道沖激響應(yīng)估計。30.如權(quán)利要求28所述的裝置，其中，所述組合器單元將所述至少兩個初始信道沖激響應(yīng)估計中的每一個重復(fù)至少一次，以獲得所述初始信道沖激響應(yīng)估計的至少兩個實例；基于所述初始信道沖激響應(yīng)估計的所述至少兩個實例，形成每個初始信道沖激響應(yīng)估計對應(yīng)的一個擴展信道沖激響應(yīng)估計；以及基于所述至少兩個初始信道沖激響應(yīng)估計對應(yīng)的至少兩個擴展信道沖激響應(yīng)估計，得到所述總信道沖激響應(yīng)估計。31.如權(quán)利要求30所述的裝置，其中，所述組合器單元還將所述至少兩個擴展信道沖激響應(yīng)估計中的每一個用一個相應(yīng)的系數(shù)集合進行縮放，以獲得一個對應(yīng)的縮放后的信道沖激響應(yīng)估計，其中，針對所述至少兩個擴展信道沖激響應(yīng)估計，用至少兩個系數(shù)集合獲得至少兩個縮放后的信道沖激響應(yīng)估計；以及組合所述至少兩個縮放后的信道沖激響應(yīng)估計，以獲得所述總信道沖激響應(yīng)估計。32.如權(quán)利要求27所述的裝置，還包括門限操作單元，將所述總信道沖激響應(yīng)估計的NT個抽頭中選中的一些抽頭設(shè)置為零，其中NT是所述總信道沖激響應(yīng)估計的長度并且是大于1的整數(shù)。33.如權(quán)利要求27所述的裝置，其中，所述無線通信系統(tǒng)利用正交頻分復(fù)用(OFDM)，其中，在所述無線通信系統(tǒng)內(nèi)發(fā)送的每個OFDM符號包括一個循環(huán)前綴，以及其中，所述總信道沖激響應(yīng)估計包括的抽頭的個數(shù)多于所述循環(huán)前綴的長度。34.無線通信系統(tǒng)中的一種裝置，包括接收導(dǎo)頻符號獲取模塊，針對至少兩個導(dǎo)頻子帶集合獲取至少兩組接收導(dǎo)頻符號，每個導(dǎo)頻子帶集合對應(yīng)一組接收導(dǎo)頻符號，其中，所述至少兩個導(dǎo)頻子帶集合中的每一個用于在不同的符號周期中進行導(dǎo)頻傳輸；初始頻率響應(yīng)估計獲取模塊，基于所述至少兩組接收導(dǎo)頻符號，獲取無線信道的至少兩個初始頻率響應(yīng)估計，每組接收導(dǎo)頻符號對應(yīng)一個初始頻率響應(yīng)估計；總信道沖激響應(yīng)估計獲得模塊，基于所述至少兩個初始頻率響應(yīng)估計，得到總信道沖激響應(yīng)估計，其中，所述總信道沖激響應(yīng)估計包括的抽頭個數(shù)多于所述至少兩個導(dǎo)頻子帶集合中每一個集合內(nèi)的導(dǎo)頻子帶的數(shù)量；以及總頻率響應(yīng)估計獲得模塊，基于所述總信道沖激響應(yīng)估計，得到所述無線信道的總頻率響應(yīng)估計。35.如權(quán)利要求34所述的裝置，其中，所述總信道沖激響應(yīng)估計獲得模塊是基于所述至少兩個初始頻率響應(yīng)估計的，其包括初始信道沖激響應(yīng)估計獲得模塊，基于所述至少兩個初始頻率響應(yīng)估計，得到至少兩個初始信道沖激響應(yīng)估計，每個初始頻率響應(yīng)估計對應(yīng)一個初始信道沖激響應(yīng)估計；以及總信道沖激響應(yīng)估計獲得模塊，基于所述至少兩個初始信道沖激響應(yīng)估計，得到所述總信道沖激響應(yīng)估計。36.如權(quán)利要求34所述的裝置，其中，所述總信道沖激響應(yīng)估計獲得模塊是基于所述至少兩個初始頻率響應(yīng)估計的，其包括中間頻率響應(yīng)估計獲得模塊，基于所述至少兩個初始頻率響應(yīng)估計，得到一個中間頻率響應(yīng)估計；以及總信道沖激響應(yīng)估計獲得模塊，基于所述中間頻率響應(yīng)估計，得到所述總信道沖激響應(yīng)估計。37.如權(quán)利要求35所述的裝置，還包括重復(fù)模塊，將所述至少兩個初始信道沖激響應(yīng)估計中的每一個重復(fù)至少一次，以獲得所述初始信道沖激響應(yīng)估計的至少兩個實例；形成模塊，基于所述初始信道沖激響應(yīng)估計的所述至少兩個實例，形成每個初始信道沖激響應(yīng)估計對應(yīng)的一個擴展信道沖激響應(yīng)估計；以及總信道沖激響應(yīng)估計獲得模塊，基于所述至少兩個初始信道沖激響應(yīng)估計對應(yīng)的至少兩個擴展信道沖激響應(yīng)估計，得到所述總信道沖激響應(yīng)估計。38.如權(quán)利要求34所述的裝置，還包括縮放模塊，將所述至少兩個擴展信道沖激響應(yīng)估計中的每一個用一個相應(yīng)的系數(shù)集合進行縮放，以獲得一個對應(yīng)的縮放后的信道沖激響應(yīng)估計，其中，針對所述至少兩個擴展信道沖激響應(yīng)估計，用至少兩個系數(shù)集合獲得至少兩個縮放后的信道沖激響應(yīng)估計；以及組合模塊，組合所述至少兩個縮放后的信道沖激響應(yīng)估計，以獲得所述總信道沖激響應(yīng)估計。39.如權(quán)利要求34所述的裝置，還包括設(shè)置模塊，將所述總信道沖激響應(yīng)估計的NT個抽頭中選中的一些抽頭設(shè)置為零，其中NT是所述總信道沖激響應(yīng)估計的長度并且是大于1的整數(shù)。全文摘要描述了帶有過度延遲擴展的OFDM系統(tǒng)的導(dǎo)頻傳輸和信道估計技術(shù)。為了減少過度延遲擴展的有害影響，導(dǎo)頻子帶的數(shù)量大于循環(huán)前綴長度。這種“過采樣”可以通過在每個符號周期中使用更多的導(dǎo)頻子帶或在不同的符號周期中使用不同的導(dǎo)頻子帶集合來實現(xiàn)。在一種導(dǎo)頻傳輸技術(shù)中，第一和第二接收導(dǎo)頻符號組分別是針對第一和第二導(dǎo)頻子帶集合而獲得的，并且分別用于得到第一和第二頻率響應(yīng)估計。第一和第二沖激響應(yīng)估計分別是基于第一和第二頻率響應(yīng)估計而得到的，并且用于得到第三沖激響應(yīng)估計，第三沖激響應(yīng)估計包括的抽頭的數(shù)量多于任一集合中導(dǎo)頻子帶的數(shù)量。文檔編號H04L25/02GK101040503SQ200480042520公開日2007年9月19日申請日期2004年12月7日優(yōu)先權(quán)日2004年1月21日發(fā)明者達南杰伊·阿肖克·戈爾,阿維尼施·阿格拉瓦爾申請人:高通股份有限公司