專利名稱：用于分級編碼數(shù)據(jù)傳輸?shù)臄?shù)據(jù)檢測的制作方法
技術領域：
本發(fā)明通常涉及通信，并且更具體地，涉及用于為無線通信系統(tǒng)中分級編碼數(shù)據(jù)傳輸進行數(shù)據(jù)檢測的技術。
背景技術：
分級編碼是一種數(shù)據(jù)傳輸技術，由此將多個(例如，兩個)數(shù)據(jù)流疊加(例如，相加)在一起并同時傳輸。在這里的上下文中“編碼”指的是信道編碼，而不是在發(fā)射機處的數(shù)據(jù)編碼。例如可以有利地使用分級編碼，以便在指定的廣播區(qū)域內為用戶提供廣播服務。這些用戶可以經歷不同的信道條件，并達到不同的信號對噪聲和干擾比(SNR)。因此，這些用戶可以以不同數(shù)據(jù)率接收數(shù)據(jù)。通過分級編碼，可以將廣播數(shù)據(jù)分為“基本流”和“增強流”?；玖饕詮V播區(qū)域內所有用戶可以恢復該碼流的方式進行處理和傳輸。增強流以具有較好信道條件的用戶可以恢復該碼流的方式進行處理和傳輸。
為恢復分級編碼數(shù)據(jù)傳輸，接收機首先將增強流視為噪聲來檢測并恢復基本流。然后，接收機估計并消除由基本流引起的干擾。其后，隨著消除來自基本流的噪聲，接收機檢測并恢復增強流。為改善性能，通常以上面描述的次序來順序恢復基本流和增強流，每次一個流。通?；謴兔總€流需要很大處理量。此外，根據(jù)每個流可以被檢測和恢復的方式和速度，可能還需要大量的緩沖。大量處理和緩沖會影響系統(tǒng)性能和開銷。
因此，在本領域內需要有技術為分級編碼數(shù)據(jù)傳輸有效率地進行數(shù)據(jù)檢測。
發(fā)明概述這里描述了用于為分級編碼數(shù)據(jù)傳輸進行數(shù)據(jù)檢測的技術。這些技術可以用于單載波無線通信系統(tǒng)，也可以用于多載波(例如，OFDM)無線通信系統(tǒng)。
在一種數(shù)據(jù)檢測方案中，最初為具有多個(例如，兩個)數(shù)據(jù)流的分級編碼數(shù)據(jù)傳輸獲得接收符號，基于接收符號導出第一數(shù)據(jù)流(基本流)的編碼比特的對數(shù)似然比(LLRs)。對第一數(shù)據(jù)流的LLR進行解碼以獲得解碼數(shù)據(jù)，將該解碼數(shù)據(jù)進一步重編碼和重調制以獲得第一數(shù)據(jù)流的重調制符號?；谠撝卣{制符號來估計由第一數(shù)據(jù)流引起的干擾。然后，基于第一數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR和所估計的干擾來導出第二數(shù)據(jù)流(增強流)的編碼比特的LLR。第一數(shù)據(jù)流的LLR可以(1)從接收符號中實時地導出，無需緩存接收符號，并(2)存儲進用于解碼的緩存器中。第二數(shù)據(jù)流的LLR可以(1)在解碼完第一數(shù)據(jù)流之后導出，并(2)通過覆蓋第一數(shù)據(jù)流的LLR，存入相同的緩存器中。接收符號并不用于導出第二數(shù)據(jù)流的LLR，因此不需要對接收符號進行緩存。
在另一個數(shù)據(jù)檢測方案中，基于接收符號初始導出第一數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR。然后基于接收符號或第一數(shù)據(jù)流的LLR導出第一數(shù)據(jù)流的數(shù)據(jù)符號的估計(或未編碼的硬決策符號)?；谒鰯?shù)據(jù)符號估計來估計第一數(shù)據(jù)流引起的干擾，并從接收符號中消除該干擾以獲得消除干擾的符號。然后，基于消除干擾的符號導出第二數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR?？梢詮慕邮辗枌崟r地計算第一和第二數(shù)據(jù)流的LLR，無需緩存接收符號。解碼第一數(shù)據(jù)流之后，可以通過(1)基于第一數(shù)據(jù)流的重調制符號來檢測所述數(shù)據(jù)符號估計中的錯誤，并且(2a)將出錯的數(shù)據(jù)符號估計的編碼比特的LLR設定為擦除(erasure)或(2b)用基于重調制符號和數(shù)據(jù)符號估計導出的校正因子來修改出錯的數(shù)據(jù)符號估計的編碼比特的LLR，來調整/刷新第二數(shù)據(jù)流的LLR。
下面將對本發(fā)明的各個方面和實施例進行詳細描述。
附圖簡述當結合附圖時，下面闡明的詳細描述使本發(fā)明的特征和性質變得更明顯，各附圖中相似的參考字符對應相應的部分，其中

圖1示出了無線通信系統(tǒng)中的發(fā)射機和接收機；圖2A示出了QPSK的信號星座圖；圖2B示出了用QPSK對基本流和增強流進行分級編碼的信號星座圖；圖3示出了用于第一數(shù)據(jù)檢測方案的接收(RX)處理器；圖4示出了用于第二數(shù)據(jù)檢測方案的RX處理器；圖5示出了用于第三數(shù)據(jù)檢測方案的RX處理器；以及圖6示出了用于具有基本流更高階調制方案的第二數(shù)據(jù)檢測方案的RX處理器。
發(fā)明詳述詞語“示例性”在這里可以用于指“用作例子、實例、或示例”。這里描述為“示例性”的任何實施例或設計不必要理解為比其它實施例或設計優(yōu)選或有利。
圖1示出了無線通信系統(tǒng)100中發(fā)射機110和接收機150的框圖。在發(fā)射機110處，發(fā)送(TX)數(shù)據(jù)處理器120中的編碼器/調制器122a接收、編碼、交織以及調制(即，符號映射)基本數(shù)據(jù)流(表示為{db})，并提供相應的基本符號流(表示為{sb})。同樣地，編碼器/調制器122a接收、編碼、交織以及調制增強數(shù)據(jù)流(表示為{de})，并提供相應的增強符號流(表示為{se})。通常將每個流的數(shù)據(jù)編碼為分組，每個分組分別在發(fā)射機處編碼，在接收機處解碼。符號流{sb}和{se}每個都包括“數(shù)據(jù)符號”，這些符號是數(shù)據(jù)的調制符號。
合并器130接收并合并基本符號流和增強符號流。在合并器130中，乘法器132a接收基本符號流{sb}，并將基本符號流與比例因子Kb相乘，并且乘法器132b接收增強符號流{se}，并將增強符號流與比例因子Ke相乘。比例因子Kb和Ke確定了分別用于基本流和增強流的發(fā)送功率量。通常將總發(fā)送功率Ptotal的較大部分分配給基本流。加法器134接收來自乘法器132a的縮放的數(shù)據(jù)符號和來自乘法器132b的縮放的數(shù)據(jù)符號，并將二者求和，并提供合并或復合的符號，該符號可以表示為a.x＝Kb·sb+Ke·se等式(1)其中sb是基本流的數(shù)據(jù)符號，se是增強流的數(shù)據(jù)符號，x是合并的符號。逐符號地進行縮放和合并。
發(fā)射機單元(TMTR)138從合并器130接收合并的符號流(表示為{x})，并接收導頻符號，根據(jù)系統(tǒng)設計對合并的符號和導頻符號進行處理，并產生一個或多個調制信號。導頻符號是用于導頻的調制符號，其對于發(fā)射機和接收機來說是先驗已知的，并可以被接收機用于信道估計以及其它目的。發(fā)射機單元138可以進行正交頻分復用(OFDM)調制，以便在多個子帶上發(fā)送合并的符號和導頻符號，進行空間處理來從多個天線發(fā)送合并的符號和導頻符號，等等。調制信號可以通過無線信道發(fā)送給接收機150。
在接收機150處，接收機單元(RCVR)160通過無線信道接收一個或多個信號，以與發(fā)射機單元138所進行的處理互補的方式處理接收的信號，將接收的導頻符號(表示為{yp})提供給信道估計器162，并將接收的符號流(表示為{y})提供給RX處理器170。接收的符號可以表示為y＝h·x+n＝h·[Kb·sb+Ke+se]+n， 等式(2)其中，h是合并的符號x的復信道增益，n是由合并的符號x觀測到的噪聲，并且y是合并符號x的接收符號。噪聲n包括信道噪聲和干擾、接收機電路噪聲等等。
信道估計器162基于接收的導頻符號來估計無線信道的響應，并提供信道增益估計 為了簡化，這里的描述假設信道估計沒有錯誤，即h^=h.]]>RX處理器170包括檢測器172和176、干擾消除器174、解碼器182和186以及編碼器/調制器184。檢測器172在接收符號流{y}上為基本流進行數(shù)據(jù)檢測，并提供基本流的檢測符號(表示為 )。每個檢測的符號 是數(shù)據(jù)符號sb的估計，并且例如可以由一組對數(shù)似然比(LLR)來表示，如下所述。解碼器182解碼基本流的檢測符號，并提供解碼后的基本流(表示為 )。然后編碼器/調制器184以與發(fā)射機110進行的同樣方式來重編碼和重調制解碼后的基本流，并提供重調制的基本流(表示為 )，它是基本符號流{sb}的估計。干擾消除器174接收重調制的基本流，估計由基本流引起的干擾并從接收符號流中消除該干擾，并將消除干擾的符號流(表示為{ye})提供給檢測器176。檢測器176在用于增強流的消除干擾的符號流{ye}上進行數(shù)據(jù)檢測，并提供增強流的檢測符號(表示為 )。解碼器186解碼增強流的檢測符號，并提供解碼的增強流(表示為 )。
控制器140和190分別控制發(fā)射機110和接收機150處的操作。存儲器單元142和192存儲分別由控制器140和190使用的程序代碼和數(shù)據(jù)。
由接收機進行的數(shù)據(jù)檢測受各種因素的影響，這些因素諸如用于每個數(shù)據(jù)流的調制方案、用于表示檢測符號的特定形式、用于進行數(shù)據(jù)檢測的技術等等。為清楚起見，以下具體描述對于兩個流的具有正交相移鍵控(QPSK)的分級編碼數(shù)據(jù)傳輸?shù)臄?shù)據(jù)檢測，以及用LLR表示檢測符號。
圖2A示出了QPSK的信號星座圖200，其在二維復平面上包括210a到210d四個信號點。這四個信號點位于1+j1、1-j1、-1+j1和-1-j1坐標處，并分別標記為‘11’、‘10’、‘01’和‘00’。對于QPSK調制，將每對編碼比特(表示為b1和b2)映射到四個可能的信號點之一，并且映射的信號點的復值是該對編碼比特的調制符號。例如，比特b1可以用于調制符號的同相(I)分量，且比特b2可以用于調制符號的正交(Q)分量。在這種情況下，每對編碼比特的調制符號可以表示為s＝b1+jb2，其中b1∈{1，-1}且b2∈{1，-1}。
圖2B示出了用于基本流和增強流的QPSK分級編碼的信號星座圖250。用于基本流的QPSK星座圖由210a到210d四個信號點來表示。用于增強流的QPSK星座圖疊加在用于基本流的QPSK星座圖上，并由每個信號點210上的260a到260d四個信號點來表示。比例因子Kb和Ke確定了(1)在基本流信號點210和復平面中心之間的距離，以及(2)在增強流信號點260和基本流信號點210之間的距離。
再參考圖2A，利用QPSK，為每對編碼比特發(fā)送僅有的四個可能信號點之一的調制符號。然而，由于無線信道中的噪聲、干擾以及失真，接收符號(例如，圖2A中的符號212)不能直接落在四個可能的信號點之一上。進行數(shù)據(jù)檢測以便消除無線信道的影響(例如，消除復信道增益h)，并確定四個可能的信號點中哪一個是發(fā)送的數(shù)據(jù)符號s。每個檢測符號 的信息常表示為該檢測符號的兩個組成編碼比特b1和b2中每個比特的LLR的形式。每個LLR表示它的編碼比特bi是1(‘1’或+1)或零(‘0’或-1)的似然性。檢測符號 的第i個編碼比特的LLR可以表示為LLRi=log[Pr(s^|bi=1)Pr(s^|bi=-1)],]]>對于QPSK，i＝1，2 等式(3)其中bi是檢測符號 的第i個編碼比特； 是檢測符號 的比特bi為1的概率；a. 是檢測符號 的比特bi為-1的概率；以及b.LLRi是編碼比特bi的LLR。
LLR是個雙極性值，較大的正值對應編碼比特為+1的較高似然性，較大的負值對應編碼比特為-1的較高似然性。LLR為零表示編碼比特為+1或-1有相同的似然性。通常將每個編碼比特的LLR量化為預定數(shù)目的比特(或L比特，L＞1)，以便存儲。用于LLR的比特數(shù)取決于各種因素，諸如解碼器的要求、檢測的符號的SNR等等。
圖1示出了分級編碼數(shù)據(jù)傳輸?shù)臄?shù)據(jù)檢測的示意性表示。可以用各種方式進行數(shù)據(jù)檢測。下面描述了三種數(shù)據(jù)檢測方案。
圖3示出了用于第一數(shù)據(jù)檢測方案的RX處理器170a，其中基于接收符號{y}來檢測基本流和增強流。RX處理器170a是圖1中RX處理器170的實施例。
在RX處理器170a中，接收符號{y}最初存儲在緩存314中?；玖鱈LR計算單元320從緩存314得到接收符號，并在每個接收符號y上進行數(shù)據(jù)檢測，以獲得接收符號中攜帶的基本流符號sb的兩個編碼比特的兩個LLR。用于基本流的兩個LLR可以表示如下LLRb1+jLLRb2=y·h*·22EbN0,b,]]>等式(4)其中，LLRb1和LLRb2是接收符號y中基本流符號sb的兩個比特的LLR；a.h是用于接收符號y的信道增益估計；b.“*”表示復共軛；c.Eb是基本流符號sb的能量；以及d.N0，b是由基本流符號sb觀測到的噪聲和干擾功率。
假設基本流符號sb有復值±Eb/2±jEb/2.]]>該基本流符號能量為Eb=Etotal·Kb2/(Kb2+Ke2),]]>且增強流符號能量是Ee=Etotal·Ke2/(Kb2+Ke2),]]>其中Etotal是合并符號x的總能量。噪聲和干擾功率N0，b包括信道噪聲N0和來自增強流的干擾。計算單元320通過復用器(Mux)322將基本流LLR(表示為{LLRb})提供給用于存儲的緩存324。
解碼器182從緩存324接收基本流LLR并解碼，并提供基本流解碼數(shù)據(jù) 如果在發(fā)射機處進行了渦輪(Turbo)編碼或卷積編碼，則解碼器182可以分別實現(xiàn)渦輪解碼器或維特比(Viterbi)解碼器。渦輪解碼器多次迭代地對LLR進行解碼，以獲得傳輸?shù)臄?shù)據(jù)比特的逐漸更好的估計。解碼處理通常需要一些時間量來完成，并且在解碼處理期間可能還要求對基本流LLR的存儲(例如，渦輪解碼器)。
在解碼完基本流LLR以后，解碼數(shù)據(jù) 通過編碼器/調制器184進行重編碼和重調制，以獲得重調制的符號 干擾估計器330接收重調制符號 并將其與信道增益估計{h}相乘，提供由基本流引起的干擾估計{ib}。加法器332接收干擾估計{ib}，并從得自緩存314的接收符號{y}中減去干擾估計{ib}，并提供消除干擾的符號{ye}，其表示為a.ye=y-ib=y-h·s~b≅y-h·sb.]]>等式(5)如果基本流正確解碼，重調制符號 等于基本流符號sb?？梢曰贑RC(循環(huán)冗余校驗)或某些其它錯誤檢測方案來確定基本流是正確解碼還是出錯。
增強流LLR計算單元340在消除干擾的符號{ye}上進行數(shù)據(jù)檢測，以獲得每個增強流符號se的兩個編碼比特的兩個LLR。用于增強流的兩個LLR可以表示為a.LLRe1+jLLRe2=ye·h*·22EeN0,e,]]>等式(6)其中，LLRe1和LLRe2是基于消除干擾的符號ye導出的、增強流符號se的兩個比特的LLR；a.Ee是增強流符號se的能量；以及b.N0，e是由增強流符號se觀測到的噪聲和干擾功率。
計算單元340通過復用器322將增強流LLR(表示為{LLRe})提供給用于存儲的緩存324。然后解碼器182解碼增強流LLR，以獲得增強流的解碼數(shù)據(jù) 對于第一種數(shù)據(jù)檢測方案，在解碼器182解碼基本流的時候，RX處理器170a需要將接收符號{y}存入緩存314，并將基本流LLR存入緩存324。緩存314和324的大小取決于數(shù)據(jù)分組大小、解碼延遲以及可能的其它因素。因為兩個流順序解碼，所以可以使用同一緩存324來存儲基本流LLR和增強流LLR。
圖4示出了用于第二數(shù)據(jù)檢測方案的RX處理器170b，在該方案中基于接收符號{y}來檢測基本流，基于基本流LLR來檢測增強流。RX處理器170b是圖1中RX處理器170的另一實施例。
在RX處理器170b中，基本流LLR計算單元420在接收符號{y}上進行數(shù)據(jù)檢測，以獲得基本流LLR{LLRb}，如等式(4)中所示。計算單元420通過復用器422將基本流LLR提供給用于存儲的緩存424。解碼器182從緩存424接收基本流LLR并對其解碼，并提供基本流的解碼數(shù)據(jù) 在基本流LLR解碼以后，編碼器/調制器184對解碼的數(shù)據(jù) 進行重編碼和重調制，以獲得基本流的重調制符號 基本流LLR是從接收符號導出的，并且與接收符號密切相關。這樣可以直接從基本流LLR計算增強流LLR，以代替從接收符號計算增強流LLR。增強流LLR可以表示為LLRe1+jLLRe2=(y-h·s~b)·h*·22EeN0,e,]]>=y·h*·22EeN0,e-s~b·|h|2·22EeN0,e,]]>等式(7)=(y·h*·22EeN0,e)2Ee/N0,e2Eb/N0,b-s~b·|h|]]>=(LLRb1+jLLRb2)·G1-s~b·|h|2·G2,]]>其中G1=(2Ee/N0,e)/(2Eb/N0,b),G2=22Ee/N0,e,]]>并且|h|2表示接收符號y的信道功率增益估計。通過將等式(5)代入等式(6)中獲得等式(7)中的第一個等式。第三個等式中括號內的量對應于基本流LLR。等式(7)表示增強流LLR可以從基本流LLR和重調制的符號中導出。
在RX處理器170b中，乘法器426接收基本流LLR并以增益G1縮放基本流LLR，并提供縮放的基本流LLR。干擾估計器430接收每個重調制符號 并用其信道功率增益估計|h|2和增益G2乘以每個重調制符號 以獲得由基本流引起的干擾估計ib′′=s~b·|h|2·G2.]]>干擾估計器430進行的處理與圖3中干擾估計器330進行的處理不同。加法器432接收干擾估計ib″并從縮放的基本流LLR減去干擾估計ib″，并提供增強流LLR，增強流LLR通過復用器422被發(fā)送給用于存儲的緩存424。然后解碼器182解碼增強流LLR以獲得增強流的解碼數(shù)據(jù) 如等式(7)所示，沒有使用接收符號{y}來導出增強流LLR。
對于第二數(shù)據(jù)檢測方案，RX處理器170b不需要存儲接收符號，并且僅使用一個緩存424來存儲基本流LLR和增強流LLR。這可以很大地減小用于接收機的緩存要求。
對基本流LLR進行量化并以足夠數(shù)目的比特存儲，這使得這些LLR為基本流提供很好解碼性能，并且可以進一步用于導出增強流LLR。對于第二數(shù)據(jù)檢測方案，用于基本流LLR的比特數(shù)目影響兩個流LLR的精度和范圍。在一個特定的渦輪解碼器實現(xiàn)中，將LLR量化為六比特，其具有[-8，8]的范圍和0.25的精度。該精度表示最大可能的量化誤差。范圍和精度的選擇通常都基于解碼性能，并且僅僅間接相關于信號量化噪聲比(SQNR)。而且，范圍和精度通常不基于諸如編碼率或操作SNR這樣的因素而改變。
增強流LLR的精度受增益G1的影響，該增益G1用于縮放等式(7)中的基本流LLR。如果基本流觀測到的噪聲和干擾功率N0，b受信道噪聲N0支配，而不受來自增強流的干擾支配，那么N0，b近似等于N0，并且增強流將具有相比基本流較低的SNR，因為通常將較低功率用于增強流。在這種情況下，增益G1將低于1，因為基本流LLR由G1進行放縮，所以增強流LLR的精度并不受基本流LLR的精度影響。然而，如果增益G1大于1，那么可以將一個或多個附加的低階/較低有效比特用于基本流LLR。
量化的范圍應足夠大，這使得基本流LLR不飽和或不箝位在太低的值，這種飽和和箝位都會降低性能?；玖鱈LR的飽和通常不會引起渦輪解碼器的嚴重問題，但會嚴重影響從基本流LLR導出的增強流LLR的質量。為了確定需要多少附加的高階比特來防止LLR飽和，可以用h·sb+n代替等式(4)中接收符號y，如下所示LLRb1+jLLRb2=(h·sb+nb)·h*·22EeN0,e,]]>等式(8)=sb·|h|2·22EbN0,b+nb·h*·22EbN0,b,]]>其中nb表示由基本流觀測的噪聲和干擾，其中包括來自增強流的干擾。
如果傳輸了基本流符號sb=Eb/2+jEb/2,]]>那么符號sb的兩個LLR中的每一個都具有均值μb＝2Eb·|h|/N0，b＝2·SNRb和標準差σb2=2Eb·|h|2/N0,b=2·SNRb.]]>那么基本流的SNR是SNRb＝Eb·|h|2/N0，b。
對于接收符號y假設了均值加三倍標準差的“合理”變量，LLR的大小應該能夠具有最大到μb+3σb2=2·SNRb+6SNRb]]>的值。該數(shù)字隨著基本流的SNR的增加而增加。這樣，當信道噪聲為零且基本流SNR觸及由增強流的干擾引起的噪聲底限的時候是最壞的情況。在這點上，基本流的SNR為SNRb＝Eb/Ee，并且提供的最大LLR大小是2·Eb/Ee+6Eb/Ee.]]>應注意到，這是個保守的范圍，因為當N0，b由來自增強流的干擾支配時，噪聲不再是高斯噪聲，而是QPSK噪聲，該QPSK噪聲變化不超過均值加單個標準差。
可以基于基本流符號能量與增強流符號能量的比率來選擇用于基本流LLR的比特數(shù)。例如，如果基本流的功率比增強流的功率強四倍(或Eb/Ee＝4)，那么基本流LLR應以最大到2·4+64=20]]>的大小來進行量化。例如，上面描述的渦輪解碼器實現(xiàn)具有[-8，8]的范圍，可以用兩個附加的高階比特或總共8比特來對基本流LLR進行量化和存儲。如另一個例子，如果基本流的功率比增強流的功率強九倍(或Eb/Ee＝9)，那么基本流LLR應使用最大到2·9+69=36]]>的大小進行量化，且可以為LLR使用三個附加的高階比特。
雖然，對于第二數(shù)據(jù)檢測方案，基本流LLR可以用附加比特存儲，但總存儲器需求仍會顯著小于第一數(shù)據(jù)檢測方案，第一數(shù)據(jù)檢測方案存儲了接收符號和基本流LLR。因為在增強流存在的情況下接收符號還很可能要求更大的比特寬度，所以上述情況尤其是真實的。
圖5示出了用于第三數(shù)據(jù)檢測方案的RX處理器170c，其中基于接收符號{y}來檢測基本流，并且用未編碼的干擾消除來檢測增強流。RX處理器170c也是圖1中RX處理器170的另一個實施例。
在RX處理器170c中，基本流LLR計算單元520在接收符號{y}上進行數(shù)據(jù)檢測，以獲得基本流LLR，如等式(4)所示。計算單元520將基本流LLR提供給用于存儲的緩存524。解碼器182通過復用器526從緩存524接收基本流LLR，解碼這些LLR，并提供基本流的解碼數(shù)據(jù) 對于第三種數(shù)據(jù)檢測方案，與第一種數(shù)據(jù)檢測方案相似，從接收符號{y}計算增強流LLR。然而，基于基本流的未編碼數(shù)據(jù)符號估計(代替重調制符號)來估計基本流引起的干擾。這樣可以同時用基本流LLR來計算增強流LLR，而不用必須等待基本流解碼完成后再計算。
未編碼數(shù)據(jù)符號估計sb′(或簡化地，數(shù)據(jù)符號估計)是通過在接收符號y或接收符號y的基本流LLR上進行硬決策獲得的基本流符號sb的估計。例如，參考圖2A，接收符號212的數(shù)據(jù)符號估計可以是在1+j1處的信號點，其是距接收符號212最近的信號點?？梢曰诮邮辗枌С鰯?shù)據(jù)符號估計，而沒有得益于用于基本流的編碼錯誤糾正能力。這樣，與重調制符號相比，數(shù)據(jù)符號估計更傾向于錯誤，重調制符號得益于基本流編碼的錯誤糾正能力。因此，從數(shù)據(jù)符號估計導出的未編碼的干擾估計{ib′}較不可靠，從未編碼的干擾消除符號{ye′}導出的增強流LLR也比由第一數(shù)據(jù)檢測方案導出的增強流LLR更不可靠。如果在解碼處理過程中為出錯的數(shù)據(jù)符號估計的LLR給出了高可靠值(或更大的權重)，那么可能會降低增強流的解碼性能。
可以使用各種方案來減輕在增強流解碼中數(shù)據(jù)符號錯誤(或硬決策符號錯誤)的有害影響。可以通過將每個重調制符號與對應數(shù)據(jù)符號估計作比較，并且如果兩個不相等就聲明出錯，來檢測數(shù)據(jù)符號錯誤。
在第一個錯誤補償方案中，在解碼處理過程中，對應于出錯的數(shù)據(jù)符號估計的增強流LLR不給予權重。這可以通過將這些LLR設置為擦除來完成，擦除是LLR值為零，表示編碼比特為+1或-1的同等似然性。如果符號錯誤率(SER)相對較低，那么使用對應于數(shù)據(jù)符號錯誤的LLR擦除的影響會比較小。例如，在噪聲底限6dB(其對應具有增強流功率四倍的基本流)，SER近似為百分之二。將這些硬決策符號錯誤聲明為擦除而導致的解碼性能的下降應不顯著。
在第二錯誤補償方案中，基于解碼基本流后的重調制符號，刷新用出錯的數(shù)據(jù)符號估計獲得的增強流LLR。來自等式(7)的增強流LLR可以表示為LLRe1+jLLRe2=(y-h·s~b)·h*·22EeN0,e,]]>=(y-h·sb′)·h*·22EeN0,e+(sb′-s~b)·|h|2·22EeN0,e,]]>等式(9)
=(LLRe1′+jLLRe2′)+(sb′-s~b)·|h|2·G2,]]>其中，LLRe1′和LLRe2′是增強流符號se的兩個比特的初始LLR。等式(9)表示可以基于接收符號y和數(shù)據(jù)符號估計sb′來獲得初始LLRe1′和LLRe2′。一旦基本流已經解碼完并且重調制的符號可用，可以用重調制符號 來刷新初始的LLRe1′和LLRe2′，以獲得最終的LLRe1′和LLRe2′，可以對其解碼以獲得增強流的解碼數(shù)據(jù)。如果初始LLR是飽和的，那么可以將這些LLR設置為擦除。即使最終的LLR是飽和的，也保持它們。
在RX處理器170c內，硬決策單元528接收了基本流LLR(如圖5所示)或所接收符號(圖5中未示出)，并進行硬決策以導出基本流的數(shù)據(jù)符號估計{sb′}?？梢砸员绢I域已知的方式進行硬決策。例如，可以將每個數(shù)據(jù)符號估計設置為距離上距接收符號最近的信號點。不像重調制的符號，數(shù)據(jù)符號估計可以用最小的延遲導出。
干擾估計器530接收數(shù)據(jù)符號估計{sb′}，并將此估計與信道增益估計{h}相乘，并提供由基本流引起的未編碼的干擾估計{ib′}，其可以表示為ib′＝h·sb′。加法器532接收了干擾估計{ib′}并從接收符號{y}中減去該干擾估計，并提供未編碼的消除干擾的符號{ye′}，其可以表示為ye′＝y(tǒng)-ib′＝y(tǒng)-h·sb′。增強流LLR計算單元540在未編碼的消除干擾符號{ye′}上進行數(shù)據(jù)檢測，以獲得初始的增強流LLR{LLRe′}，類似等式(6)中所示。計算單元540將初始增強流LLR提供給用于存儲的緩存544。
在解碼了基本流LLR以后，編碼器/調制器184重編碼并重調制了解碼數(shù)據(jù) 以獲得基本流的重調制符號 符號錯誤檢測器542接收重調制的符號 和數(shù)據(jù)符號估計{sb′}，檢測數(shù)據(jù)符號估計中的錯誤，并為每個檢測為錯誤的數(shù)據(jù)符號估計提供標記。如果使用第二錯誤補償方案，符號錯誤檢測器542可以進一步為每個出錯的數(shù)據(jù)符號估計計算校正因子cb=(sb′-s~b)·|h|2·G2.]]>LLR調整單元546從緩存544接收初始增強流LLR{LLRe′}并對其進行調整，并通過復用器526將最終的增強流LLR{LLRe}提供給解碼器182。LLR調整單元546可以(1)對于第一錯誤補償方案，將用于出錯數(shù)據(jù)符號估計的增強流LLR設置為擦除，或(2)對于第二錯誤補償方案，將校正因子cb添加到用于每個出錯數(shù)據(jù)符號估計的初始增強流LLR。
對于第三數(shù)據(jù)檢測方案，RX處理器170c不需要存儲接收符號，并且兩個緩存524和544分別用于存儲基本流LLR和增強流LLR。
為清楚起見，上面描述的三個數(shù)據(jù)檢測方案用于QPSK。這些數(shù)據(jù)檢測方案也可以用于高階調制方案，高階調制方案是比QPSK更高階的調制方案?？梢砸陨厦婷枋龅姆绞绞褂玫谝缓偷谌龜?shù)據(jù)檢測方案，其中將任何調制方案用于基本流，將任何調制方案用于增強流。對于第三數(shù)據(jù)檢測方案，只要檢測到數(shù)據(jù)符號估計出錯，就可以根據(jù)用于增強流的調制方式，將校正因子cb=(sb′-s~b)·|h|2·G2]]>用于刷新初始LLR。
對于第二數(shù)據(jù)檢測方案，基本流LLR包括接收符號中全部信息，這樣可以將基本流LLR用于估計或重建接收符號。然后，可以從接收符號估計計算增強流LLR?？梢匀缦滤鰪幕玖鱈LR估計接收符號。為了簡化，下面描述假設為基本流使用了比QPSK更高階的格雷(Gray)映射調制方案。通過格雷映射，星座圖(四方星座圖的水平和垂直方向上)中的相鄰信號點具有僅有一個比特位不同的標記。格雷映射減少了更可能出錯事件的編碼比特錯誤數(shù)，該更可能出錯事件對應于被映射到正確信號點附近的信號點的接收符號，在這種情況下，僅一個編碼比特會出錯。下面描述也假設用“雙重最大近似(dual-maxapproximation)”計算基本流LLR，其可以表示為LLRi=|y-h·si,1|2N0,b-|y-h·si,0|2N0,b,]]>等式(10)=|h|2·(|(y/h)-si,1|2N0,b-|(y/h)-si,0|2N0,b),]]>其中LLRi是接收符號y第i個編碼比特的LLR；a.si，1是假定的最接近接收符號y的調制符號，使得si，1的第i個編碼比特具有+1值；以及
b.si，0是假定的最接近接收符號y的調制符號，使得si，0的第i個編碼比特具有-1值。
用于M元PSK(M-ary PSK)或M-QAM調制方案的信號星座圖包含M個信號點。每個信號點與B比特標記相關，其中B＝log2M。將B個編碼比特映射到調制符號，其是信號點的復值，該信號點的標記等于B個編碼比特的值。為每個接收符號y計算B個LLR，基于各對假定的調制符號si，1和si，0來計算每個LLR。
等式(10)為檢測到的調制符號s的每個編碼比特提供一個關于接收符號y的等式。這樣，對于8-PSK(B＝3)的每個接收符號有三個等式，對于16-QAM(B＝3)的每個接收符號有四個等式，諸如此類。可以示出，從等式(10)導出的用于B個編碼比特的B個等式是線性等式。從這B個等式中，可以確定兩個未知項，即接收符號y的實部和虛部。然而，難的是將一對不同的假定的調制符號si，1和si，0用于接收符號y的B個等式的每一個，并且這些假定的調制符號是未知的。對于格雷映射的8-PSK和16-QAM，用下面描述的技術，可以為每個接收符號y的B個編碼比特的至少兩個比特確定假定的調制符號。那么兩個(獨立的)線性等式可用于計算接收符號y的兩個未知的實部和虛部。
接收符號y的兩個編碼比特的si，1和si，0值可以確定如下。首先，等式(10)表示每個編碼比特LLR的符號由最接近y/h的假定調制符號來確定。例如，如果si，1比si，0更接近于y/h，那么|(y/h)-si，1|2將比|(y/h)-si，0|2更小，并且LLRi將是個負值。相反，如果si，0比si，1更接近y/h，那么LLRi將是個正值。將該事實逆向考慮，B個編碼比特LLR的符號(硬比特決策)確定了最接近y/h的信號點sc(硬符號決策)。例如，如果對于8-PSK符號LLR1＝+a，LLR2＝+b并且LLR3＝-c，其中a，b和c都是正值，那么最接近該8-PSK符號的信號點具有標記“001”。
為簡化記號，通過將星座圖中每個信號點的標記與最接近信號點的標記進行異或(XOR)，可以用全零標記來重新標記最接近的信號點sc。在這個新記號中，B個編碼比特中的每一個的假定的符號si，0等于最接近的信號點sc，或者，對于i＝1...B，si，0＝sc。確定si，1的過程取決于信號星座圖，并將該過程在下面具體描述為用于格雷映射的8-PSK和16-QAM。
對于8-PSK，在單位圓上以45°均勻間隔出星座圖中的八個信號點。由上面描述的過程，最接近y/h的信號點標記為‘000’。對于8-PSK星座圖，接著的兩個最接近y/h的信號點是兩個與‘000’相鄰的信號點(即，沿著單位圓一個信號點在‘000’的左邊，另一個信號點在‘000’的右邊)。因為星座圖是格雷映射的，所以這兩個相鄰信號點僅與‘000’在一比特位置上不同。例如，如果兩個相鄰信號點標記為‘100’和‘010’，則對于最左邊編碼比特si，1為‘100’，并且對于中間編碼比特si，1為‘010’。這樣已知了三個編碼比特中兩個比特的si，1和si，0值，并將其與這兩個編碼比特LLR和信道增益估計h一起用于求解接收符號y。
對于16-QAM，將16個信號點布置在二維柵格上，并且每個信號點沿著實軸有至少一個相鄰信號點，沿著虛軸有至少一個相鄰信號點。因為星座圖是格雷映射的，這些相鄰信號點至多在一個比特位置上與原始信號點不同。由上面描述的處理過程，最接近y/h的信號點標記為‘0000’。如果將該最接近信號點sc的兩個相鄰信號點標記為‘1000’和‘0001’，那么對于最左邊編碼比特來說si，1為‘1000’，對于最右邊編碼比特來說si，1為‘0001’。這樣，對于四個編碼比特中的兩個，si，1和si，1的值是已知的，并且可以將其用于求解接收符號y。一個水平相鄰信號點和一個垂直相鄰信號點的使用避免了相關等式的情況。
圖6示出了以更高階調制方案調制基本流的第二數(shù)據(jù)檢測方案的RX處理器170d。RX處理器170d包括圖3中的RX處理器170a中的大部分單元(沒有緩存314)，并且還包括接收符號估計器326。
基本流LLR計算單元320基于接收符號{y}導出基本流LLR，并通過復用器322將基本流LLR提供給用于存儲的緩存324。接收符號估計器326從緩存324接收基本流LLR，并基于這些LLR導出接收符號估計 如上面所描述。加法器332接收干擾估計{ib}，并從接收符號估計 中減去干擾估計{ib}，并提供消除干擾的符號{ye}。增強流LLR計算單元基于消除干擾的符號{ye}導出增強流LLR，并通過復用器322將增強流LLR提供給用于存儲的324。
為了清楚起見，在圖3、圖5以及圖6中為基本流和增強流示出了單獨的LLR計算單元。可以通過單個LLR計算單元為兩個流進行LLR計算，例如，以時分復用(TDM)方式進行計算。通過具有一個或多個乘加單元和一個或多個算術邏輯單元(ALU)的數(shù)字信號處理器(DSP)也可以進行數(shù)據(jù)檢測的所有計算。在圖3、圖4、圖5以及圖6中示出的框圖也可以用作數(shù)據(jù)檢測處理的流程圖。
這里描述的數(shù)據(jù)檢測技術可以用于單載波也可以用于多載波系統(tǒng)?？梢酝ㄟ^OFDM或某些其它結構來提供多載波。OFDM將整個系統(tǒng)帶寬有效地分割為多個(N)正交子帶，這些正交子帶也稱為音調、子載波、屜(bin)以及頻率信道。通過OFDM，每個子帶與各個可以用數(shù)據(jù)進行調制的子載波相關。
可以在用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)拿總€子帶上傳輸合并的符號x?？梢栽诿總€OFDM符號周期內在N個子帶上傳輸最多N個合并的符號。發(fā)射機通過用N點反向快速傅立葉變換(IFFT)將每組N個合并的符號和導頻符號{x(k)}變換到時域以獲得包含N個碼片的“變換”符號來進行OFDM調制，其中每組符號將在一個OFDM符號周期內發(fā)送。為防止由頻率選擇性衰落引起的符號間干擾(ISI)，通常重復每個變換符號的一部分(或Ncp個碼片)以形成相應的OFDM符號。每個OFDM符號在一個OFDM符號周期內發(fā)送，一個OFDM符號周期是N+Ncp個碼片周期，其中Ncp是循環(huán)前綴長度。
接收機獲得接收信號的采樣流，并去除每個接收的OFDM符號中的循環(huán)前綴，以獲得相應接收的變換符號。然后，接收機用N點快速傅立葉變換(FFT)將每個接收的變換符號變換到頻域，以獲得N個子帶的N個接收符號{y(k)}。每個接收符號y(k)是在子帶k上發(fā)送的合并符號x(k)或導頻符號，其因信道增益h(k)而失真，因噪聲n(k)而質量下降，如等式(2)中所示。可以將接收符號串行化，并對其進行如上三個數(shù)據(jù)檢測方案所述的處理。
這里描述的數(shù)據(jù)檢測技術也可以用于兩個以上的數(shù)據(jù)流。對于每個額外的數(shù)據(jù)流，可以重復增強流的處理(例如，LLR計算、符號估計、干擾估計等等)。
這里描述的數(shù)據(jù)檢測技術可以通過多種方式實現(xiàn)。例如，這些技術可以在硬件、軟件或它們的結合中實現(xiàn)。對于硬件實現(xiàn)來說，用于進行數(shù)據(jù)檢測的處理單元可以實現(xiàn)在一個或多個專用集成電路(ASIC)、數(shù)字信號處理器(DSP)、數(shù)字信號處理器件(DSPD)、可編程邏輯器件(PLD)、現(xiàn)成可編程門陣列(FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、設計用于實現(xiàn)此處所描述功能的其它電子單元或它們的結合中。
對于軟件實現(xiàn)，可以用執(zhí)行此處所述功能的模塊(例如，程序、函數(shù)等等)來實現(xiàn)數(shù)據(jù)檢測技術。可以將軟件代碼存儲在存儲器單元中(例如，圖1中的存儲器單元192)并由處理器(例如，控制器190)來執(zhí)行?？梢栽谔幚砥鲀然蛘咴谔幚砥魍鈱崿F(xiàn)存儲單元，在處理器外的情況下，通過本領域中已知的各種方式將存儲單元通信地連接到處理器。
提供了所公開實施例的先前描述，以使本領域的任何技術人員都能夠實現(xiàn)或使用本發(fā)明。這些實施例的各種修改對本領域的技術人員來說將是容易顯然的，并且在不脫離本發(fā)明的精神或范圍的情況下，可以將本文中定義的一般原理應用到其它實施例。因此，本發(fā)明不是想要受限于此處所示的實施例，而是要符合與此處公開的原理和新特征一致的最寬范圍。
權利要求
1.一種在無線通信系統(tǒng)中進行數(shù)據(jù)檢測的方法，包括；基于數(shù)據(jù)傳輸?shù)慕邮辗枌С龅谝粩?shù)據(jù)流的編碼比特的對數(shù)似然比(LLR)；估計由所述第一數(shù)據(jù)流引起的干擾；以及基于所述第一數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR和所估計的干擾，導出第二數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR。
2.如權利要求1所述的方法，還包括解碼所述第一數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR，以獲得所述第一數(shù)據(jù)流的解碼數(shù)據(jù)；以及重編碼以及重調制所述解碼數(shù)據(jù)，以獲得所述第一數(shù)據(jù)流的重調制符號，其中基于所述重調制符號對由所述第一數(shù)據(jù)流引起的干擾進行估計。
3.如權利要求1所述的方法，其中可以從所述接收符號實時地導出所述第一數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR，無需對所述接收符號進行緩存。
4.如權利要求1所述的方法，還包括將所述第一數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR存入緩存器；以及通過覆蓋所述第一數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR，將所述第二數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR存入所述緩存器。
5.如權利要求1所述的方法，其中將正交相移鍵控(QPSK)用于所述第一和第二數(shù)據(jù)流。
6.如權利要求1所述的方法，其中將比正交相移鍵控(QPSK)更高階的調制方案用于所述第一數(shù)據(jù)流，所述方法還包括基于所述第一數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR導出接收符號估計，并且其中基于所述接收符號估計和所估計的干擾導出所述第二數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR。
7.如權利要求6所述的方法，其中所述導出接收符號估計包括基于所述第一數(shù)據(jù)流的每個接收符號中攜帶的數(shù)據(jù)符號的所有編碼比特的LLR，為該接收符號形成兩個等式，并且其中從所述兩個等式導出該接收符號的接收符號估計。
8.如權利要求1所述的方法，其中基于雙重最大近似來導出所述第一和第二數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR。
9.如權利要求1所述的方法，還包括導出用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)臒o線信道的信道增益估計，其中利用所述信道增益估計導出所述第一和第二數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR和由所述第一數(shù)據(jù)流引起的所述干擾。
10.如權利要求1所述的方法，其中對于分級編碼數(shù)據(jù)傳輸，所述第一數(shù)據(jù)流是基本流，所述第二數(shù)據(jù)流是增強流。
11.如權利要求1所述的方法，其中所述無線通信系統(tǒng)使用了正交頻分復用(OFDM)，其中所述接收符號來自多個子帶。
12.無線通信系統(tǒng)中的一種裝置，分組括；第一計算單元，用于基于數(shù)據(jù)傳輸?shù)慕邮辗枌С龅谝粩?shù)據(jù)流的編碼比特的對數(shù)似然比(LLR)；干擾估計器，用于對由所述第一數(shù)據(jù)流引起的干擾進行估計；以及第二計算單元，用于基于所述第一數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR和所估計的干擾，導出第二數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR。
13.如權利要求12所述的裝置，還包括解碼器，用于對所述第一數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR進行解碼，以獲得所述第一數(shù)據(jù)流的解碼數(shù)據(jù)；以及編碼器和調制器，用于重編碼和重調制所述解碼數(shù)據(jù)，以獲得所述第一數(shù)據(jù)流的重調制符號，其中所述干擾估計器用于基于所述重調制符號對由所述第一數(shù)據(jù)流引起的干擾進行估計。
14.如權利要求12所述的裝置，還包括緩存器，用于存儲所述第一數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR，以及通過覆蓋所述第一數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR，存儲所述第二數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR。
15.如權利要求12所述的裝置，還包括信道估計器，用于導出所述數(shù)據(jù)傳輸使用的無線信道的信道增益估計，其中利用所述信道增益估計導出所述第一和第二數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR以及由所述第一數(shù)據(jù)流引起的所述干擾。
16.無線通信系統(tǒng)中的一種裝置，包括用于基于數(shù)據(jù)傳輸?shù)慕邮辗枌С龅谝粩?shù)據(jù)流的編碼比特的對數(shù)似然比(LLR)的模塊；用于估計由所述第一數(shù)據(jù)流引起的干擾的模塊；以及用于基于所述第一數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR和所估計的干擾導出第二數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR的模塊。
17.如權利要求16所述的裝置，還包括用于對所述第一數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR進行解碼以獲得所述第一數(shù)據(jù)流的解碼數(shù)據(jù)的模塊；以及用于對所述解碼數(shù)據(jù)進行重編碼和重調制以獲得所述第一數(shù)據(jù)流的重調制符號的模塊，其中基于所述重調制符號對由所述第一數(shù)據(jù)流引起的所述干擾進行估計。
18.如權利要求16所述的裝置，其中無需對所述接收符號進行緩存，從所述接收符號實時地導出所述第一數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR。
19.如權利要求16所述的裝置，還包括用于存儲所述第一和第二數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR的模塊，其中通過覆蓋所述第一數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR來存儲所述第二數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR。
20.在無線通信系統(tǒng)中進行數(shù)據(jù)檢測的方法，包括；基于數(shù)據(jù)傳輸?shù)慕邮辗枌С龅谝粩?shù)據(jù)流的編碼比特的對數(shù)似然比(LLR)；基于所述接收符號或所述第一數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR導出所述第一數(shù)據(jù)流的數(shù)據(jù)符號估計；基于所述數(shù)據(jù)符號估計對由所述第一數(shù)據(jù)流引起的干擾進行估計；以及基于所述接收符號和所估計的干擾導出第二數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR。
21.如權利要求20所述的方法，其中通過對所述接收符號或所述第一數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR進行硬決策，導出所述數(shù)據(jù)符號估計。
22.如權利要求20所述的方法，還包括解碼所述第一數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR，以獲得所述第一數(shù)據(jù)流的解碼數(shù)據(jù)；對所述解碼數(shù)據(jù)進行重編碼和重調制，以獲得所述第一數(shù)據(jù)流的重調制符號；以及基于所述重調制符號和所述第一數(shù)據(jù)流的所述數(shù)據(jù)符號估計來調整所述第二數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR。
23.如權利要求22所述的方法，其中所述對LLR的調整包括基于所述重調制符號檢測所述數(shù)據(jù)符號估計中的錯誤，以及將檢測為出錯的數(shù)據(jù)符號估計的編碼比特的LLR設置為擦除，以進行解碼。
24.如權利要求22所述的方法，其中所述對LLR的調整包括基于所述重調制符號檢測所述數(shù)據(jù)符號估計中的錯誤，導出檢測為出錯的數(shù)據(jù)符號估計的校正因子，以及用所述校正因子刷新檢測為出錯的數(shù)據(jù)符號估計的編碼比特LLR。
25.如權利要求20所述的方法，其中從所述接收符號實時地導出所述第一和第二數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR，無需對所述接收符號進行緩存。
26.如權利要求20所述的方法，還包括為后續(xù)解碼，對所述第一和第二數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR進行緩存。
27.無線通信系統(tǒng)中的裝置，包括；第一計算單元，用于基于數(shù)據(jù)傳輸?shù)慕邮辗枌С龅谝粩?shù)據(jù)流的編碼比特的對數(shù)似然比(LLR)；決策單元，用于基于所述接收符號導出所述第一數(shù)據(jù)流的數(shù)據(jù)符號估計；干擾估計器，用于基于所述數(shù)據(jù)符號估計來對由所述第一數(shù)據(jù)流引起的干擾進行估計；以及第二計算單元，用于基于所述接收符號和所估計的干擾來導出第二數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR。
28.如權利要求27所述的裝置，還包括解碼器，用于解碼所述第一數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR，以獲得所述第一數(shù)據(jù)流的解碼數(shù)據(jù)；編碼器和調制器，用于重編碼和重調制所述解碼數(shù)據(jù)，以獲得所述第一數(shù)據(jù)流的重調制符號；以及調整單元，用于基于所述第一數(shù)據(jù)流的所述重調制符號和所述數(shù)據(jù)符號估計來調整所述第二數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR。
29.如權利要求28所述的裝置，還包括；符號錯誤檢測器，用于基于所述重調制符號檢測所述數(shù)據(jù)符號估計中的錯誤，其中所述調整單元用于將檢測為出錯的數(shù)據(jù)符號估計的編碼比特LLR調整為擦除，以進行解碼。
30.如權利要求28所述的裝置，還包括符號錯誤檢測器，用于基于所述重調制符號檢測所述數(shù)據(jù)符號估計中的錯誤，其中所述調整單元用于導出檢測為出錯的數(shù)據(jù)符號估計的校正因子，并且用所述校正因子刷新檢測為出錯的所述數(shù)據(jù)符號估計的編碼比特的LLR。
31.無線通信系統(tǒng)中的裝置，包括基于數(shù)據(jù)傳輸?shù)慕邮辗枌С龅谝粩?shù)據(jù)流的編碼比特的對數(shù)似然比(LLRs)的模塊；基于所述接收符號導出所述第一數(shù)據(jù)流的數(shù)據(jù)符號估計的模塊；基于所述數(shù)據(jù)符號估計對由所述第一數(shù)據(jù)流引起的干擾進行估計的模塊；以及基于所述接收符號和所估計的干擾導出第二數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR的模塊。
32.如權利要求31所述的裝置，還包括對所述第一數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR進行解碼以獲得所述第一數(shù)據(jù)流的解碼數(shù)據(jù)的模塊；對所述解碼數(shù)據(jù)進行重編碼和重調制以獲得所述第一數(shù)據(jù)流的重調制符號的模塊；以及基于所述重調制符號和所述第一數(shù)據(jù)流的所述數(shù)據(jù)符號估計，對所述第二數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR進行調整的模塊。
33.如權利要求32所述的裝置，其中所述用于調整LLR的模塊包括基于所述重調制符號，檢測所述數(shù)據(jù)符號估計中的錯誤的模塊；將檢測為出錯的數(shù)據(jù)符號估計的編碼比特的LLR設定為擦除以便進行解碼的模塊。
34.如權利要求32所述的裝置，其中所述用于調整LLR的模塊包括基于所述重調制符號檢測所述數(shù)據(jù)符號估計中的錯誤的模塊，導出檢測為出錯的數(shù)據(jù)符號估計的校正因子的模塊，以及用所述校正因子對檢測為出錯的數(shù)據(jù)符號估計的編碼比特的LLR進行刷新的模塊。
全文摘要
描述了用于為分級編碼數(shù)據(jù)傳輸進行數(shù)據(jù)檢測的技術。在一個數(shù)據(jù)檢測方案中，基于該數(shù)據(jù)傳輸?shù)慕邮辗柍跏紝С龅谝粩?shù)據(jù)流的編碼比特的對數(shù)似然比(LLR)。解碼第一數(shù)據(jù)流的LLR以獲得解碼數(shù)據(jù)，對該解碼數(shù)據(jù)進行重編碼和重調制，以獲得重調制符號。基于重調制符號對由第一數(shù)據(jù)流引起的干擾進行估計?；诘谝粩?shù)據(jù)流的編碼比特的LLR和所估計的干擾導出第二數(shù)據(jù)流的編碼比特的LLR。第一數(shù)據(jù)流的LLR可以從接收符號中實時地導出，無需對接收符號進行緩存?？梢栽诮獯a第一數(shù)據(jù)流以后導出第二數(shù)據(jù)流的LLR。
文檔編號H04L27/38GK1926831SQ200480042519
公開日2007年3月7日 申請日期2004年12月8日 優(yōu)先權日2004年1月21日
發(fā)明者阿莫德·漢德卡爾, 拉古拉曼·克里希南穆爾蒂 申請人:高通股份有限公司