專利名稱：自適應(yīng)抗干擾性控制的制作方法
背景技術(shù)：
發(fā)明領(lǐng)域本發(fā)明涉及無線局域網(wǎng)(WLAN)，尤其涉及能夠動(dòng)態(tài)地調(diào)整與抗干擾性相關(guān)的參數(shù)、由此提高接收器性能的各種技術(shù)。
相關(guān)技術(shù)的討論無線局域網(wǎng)(WLAN)作為通信網(wǎng)絡(luò)正變得越來越盛行。IEEE 802.11標(biāo)準(zhǔn)提供了在WLAN中工作的設(shè)備的操作準(zhǔn)則。這些WLAN工作的環(huán)境可能既包括外部干擾信號(hào)源，又包括內(nèi)部干擾信號(hào)源。
例如，

圖1示出在RF環(huán)境100中通信的一對(duì)WLAN收發(fā)器110和120。收發(fā)器既包括接收器組件，又包括發(fā)送器組件。在圖1中，WLAN接收器110構(gòu)成了接入點(diǎn)160的一部分，而WLAN發(fā)送器120被連接到膝上型計(jì)算機(jī)150。
RF環(huán)境100中的兩個(gè)常見的外部干擾源(例如，微波爐130和無線電話140)可能會(huì)在RF環(huán)境100中不可預(yù)知地發(fā)出噪聲(如虛線所示)。這些外部噪聲會(huì)降低WLAN收發(fā)器110和120的性能，這是人們所不希望的。
與WLAN收發(fā)器更加密切關(guān)聯(lián)的稱為內(nèi)部干擾的干擾也會(huì)降低性能，這是人們所不希望的。例如，膝上型計(jì)算機(jī)150可能會(huì)進(jìn)行可預(yù)測(cè)的與時(shí)鐘相關(guān)的發(fā)射。特別地，膝上型計(jì)算機(jī)150的CPU時(shí)鐘或那些時(shí)鐘的諧波可能具有擴(kuò)頻特性。例如，得克薩斯州達(dá)拉斯市的德州儀器公司所制造的CDC960時(shí)鐘生成器生成具有擴(kuò)頻特性的200MHz時(shí)鐘。在此時(shí)鐘生成器中，擴(kuò)頻是通過從標(biāo)稱值到相當(dāng)于標(biāo)稱的-0.5％的值連續(xù)掃描載波頻率來實(shí)現(xiàn)的。不幸的是，大約在符合IEEE-802.11a的設(shè)備的操作頻率的擴(kuò)頻時(shí)鐘干擾(SSCI)會(huì)在WLAN接收器的通帶時(shí)進(jìn)時(shí)出地掃描，由此表現(xiàn)為脈動(dòng)的、寬帶的信號(hào)。
此外，WLAN收發(fā)器120和130都可包括RF處理電路。這些RF處理電路可產(chǎn)生稱為雜波(spur)的可預(yù)測(cè)的寄生信號(hào)，它們基于信道、底板設(shè)計(jì)、以及特定底板和/或那些底板上的元件而有所不同。雜波是可能在WLAN接收器通帶內(nèi)出現(xiàn)的狹窄譜線(即，各單頻調(diào)脈沖)。在Atheros Communications公司于2003年9月16日提交的題為“Spur Mitigation Techniques(雜波減少技術(shù))”的美國(guó)專利申請(qǐng)第10/XXX,XXX號(hào)中討論了在分組處理層次處理含雜波的數(shù)據(jù)的技術(shù)，其內(nèi)容通過引用被包含。
干擾信號(hào)會(huì)致使WLAN收發(fā)器110和120不能夠接收分組。即使是在WLAN收發(fā)器110和120能夠接收分組時(shí)，它們也可能生成“虛假檢測(cè)”，即，錯(cuò)誤地將干擾信號(hào)表征為有效數(shù)據(jù)分組。在進(jìn)一步的分析之后，WLAN收發(fā)器110和120可校正它們初始的特征，并通報(bào)出錯(cuò)狀態(tài)。不幸的是，這一虛假觸發(fā)降低了吞吐量，因?yàn)閃LAN收發(fā)器110和120在處理虛假檢測(cè)的同時(shí)可能會(huì)錯(cuò)過分組的接收。此外，當(dāng)WLAN收發(fā)器110和120中的媒介被誤聲明為忙時(shí)，虛假觸發(fā)會(huì)延遲發(fā)送。
當(dāng)前，外部干擾可通過改變WLAN的物理環(huán)境(例如，通過掉換微波爐130的位置或把它關(guān)掉)來減少。相反，內(nèi)部干擾通常會(huì)需要調(diào)整收發(fā)器110和120。一種此類調(diào)整是降低ADC處的信號(hào)大小以提供更大的范圍，由此來減少虛假檢測(cè)數(shù)。為實(shí)現(xiàn)這一減少，可基于經(jīng)驗(yàn)測(cè)量來選擇與分組檢測(cè)相關(guān)聯(lián)的參數(shù)。稱為抗干擾參數(shù)組的這些參數(shù)通常是基于最壞情況的情形來選擇的。注意，這一靈敏性的降低無需是dB等量對(duì)換dB的。
但是，針對(duì)最壞情況的情形來選擇抗干擾參數(shù)組會(huì)降低接收器的整體靈敏性，這是人們所不希望的。此外，這一設(shè)置未必對(duì)每種類型的干擾都是最優(yōu)化的。即，各種干擾信號(hào)具有不同的特性，這些不同的特性需要不同的減少策略。
因此，產(chǎn)生了對(duì)增強(qiáng)WLAN收發(fā)器中的抗干擾性的自動(dòng)化的控制系統(tǒng)和方法的需要。
發(fā)明概述根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面，各個(gè)參數(shù)可被自動(dòng)調(diào)整，以減輕干擾對(duì)WLAN接收器的作用。一般而言，這些抗干擾參數(shù)可基于測(cè)得的虛假檢測(cè)率來調(diào)整。有利的是，可選擇抗干擾參數(shù)組來減少每種干擾類型，由此將接收器的功能和性能最大化。
在一個(gè)實(shí)施例中，可生成抗干擾參數(shù)組表?？赏ㄟ^選擇該表的索引來訪問抗干擾參數(shù)組。周期性地，至少一個(gè)抗干擾參數(shù)組中的非最小值可被減小。
在一個(gè)實(shí)施例中，可通過對(duì)至少包括第一虛假檢測(cè)事件和最末虛假檢測(cè)事件的多個(gè)虛假檢測(cè)事件加蓋時(shí)間戳來測(cè)量虛假檢測(cè)率。在這個(gè)時(shí)間點(diǎn)，可對(duì)這多個(gè)虛假檢測(cè)事件中的固定個(gè)數(shù)計(jì)數(shù)。然后，可計(jì)算該固定個(gè)數(shù)和最末虛假檢測(cè)事件的時(shí)間戳與第一虛假檢測(cè)事件的時(shí)間戳之間的差值的比率。
還提供了一種在WLAN接收器中的自適應(yīng)干擾抑制器。該自適應(yīng)干擾抑制器可包括，虛假檢測(cè)塊，用于生成虛假檢測(cè)率值，功率測(cè)量塊，用于基于虛假檢測(cè)率值來選擇一組抗擴(kuò)頻時(shí)鐘干擾(S SCI)參數(shù)，以及調(diào)制標(biāo)識(shí)器，用于基于虛假檢測(cè)率值來調(diào)整抗非SSCI參數(shù)。
可在帶有索引的表中提供抗SSCI參數(shù)?？筍SCI參數(shù)可包括，coarse_high參數(shù)，它與WLAN接收器所接收的信號(hào)的高功率閾值相關(guān)，以及coarse_low參數(shù)，它與該所接收的信號(hào)的低功率閾值相關(guān)。除SSCI以外的抗干擾參數(shù)可包括，bb_cycpwr_thr1閾值，它與WLAN接收器中的弱OFDM信號(hào)檢測(cè)相關(guān)，和/或weak_sig_thr_cck閾值，它與WLAN接收器中的弱CCK信號(hào)檢測(cè)相關(guān)。
還提供了一種自適應(yīng)地增強(qiáng)WLAN接收器中的抗干擾性的方法。該方法可包括將第一測(cè)得虛假檢測(cè)率與虛假檢測(cè)高閾值相比較。如果第一測(cè)得虛假檢測(cè)率超過虛假檢測(cè)高閾值，則可調(diào)整第一抗干擾參數(shù)組來提供最大的抗SSCI性。在這個(gè)時(shí)間點(diǎn)，可將第二測(cè)得虛假檢測(cè)率(在調(diào)整第一抗干擾參數(shù)組之后測(cè)得)與虛假檢測(cè)低閾值相比較。如果第二測(cè)得虛假檢測(cè)率低于虛假檢測(cè)低閾值，則可調(diào)整第一抗干擾參數(shù)組，直至虛假檢測(cè)率接近但低于低閾值。如果第二測(cè)得虛假檢測(cè)率超過虛假檢測(cè)低閾值，則可基于WLAN接收器中可用的一類信號(hào)調(diào)制檢測(cè)來調(diào)整第二抗干擾參數(shù)組。
如果OFDM信號(hào)調(diào)制檢測(cè)可用，則可禁用OFDM弱信號(hào)檢測(cè)。在這個(gè)時(shí)間點(diǎn)，可將第三測(cè)得虛假檢測(cè)率(在禁用OFDM弱信號(hào)檢測(cè)之后測(cè)得)與虛假檢測(cè)低閾值相比較。如果第三測(cè)得虛假檢測(cè)率低于虛假檢測(cè)低閾值，則可啟用OFDM弱信號(hào)檢測(cè)，并增大與WLAN接收器中的弱OFDM信號(hào)檢測(cè)相關(guān)的閾值，直至虛假檢測(cè)率接近但低于低閾值。如果OFDM信號(hào)調(diào)制檢測(cè)不可用，則可提高與WLAN接收器中的弱CCK信號(hào)檢測(cè)相關(guān)的閾值。
可將第四測(cè)得虛假檢測(cè)率(在提高與弱CCK信號(hào)檢測(cè)相關(guān)的閾值之后測(cè)得)與虛假檢測(cè)低閾值相比較。如果第四測(cè)得虛假檢測(cè)率低于虛假檢測(cè)低閾值，則可使用與弱CCK信號(hào)檢測(cè)相關(guān)的閾值來降低抗干擾性，直至虛假檢測(cè)率接近但低于低閾值。如果第四測(cè)得虛假檢測(cè)率高于低虛假檢測(cè)閾值，則可重置所有抗干擾參數(shù)以提供最小抗干擾性。
如果第三測(cè)得虛假檢測(cè)率高于虛假檢測(cè)低閾值，則該過程可確定該WLAN接收器是否被配置成接收OFDM信號(hào)。如果是，則可增大與弱CCK信號(hào)檢測(cè)相關(guān)的閾值。如果不是，則可重置所有抗干擾參數(shù)以提供最小抗干擾性。
還提供了一種用于減少WLAN接收器中的虛假檢測(cè)的系統(tǒng)。該系統(tǒng)可包括，用于生成虛假檢測(cè)率值的裝置、用于基于虛假檢測(cè)率值來選擇一組抗SSCI參數(shù)的裝置、以及用于基于虛假檢測(cè)率值來調(diào)整抗非SSCI參數(shù)的裝置?？筍SCI參數(shù)可包括，與WLAN接收器所接收的信號(hào)的高功率閾值相關(guān)的參數(shù)、以及與WLAN接收器所接收的信號(hào)的低功率閾值相關(guān)的參數(shù)。抗非SSCI參數(shù)可包括，與WLAN接收器中的弱OFDM信號(hào)檢測(cè)相關(guān)的閾值、和/或與WLAN接收器中的弱CCK信號(hào)檢測(cè)相關(guān)的閾值。
還提供了一種電磁波波形。該電磁波波形包括用于減少WLAN接收器中的虛假檢測(cè)的計(jì)算機(jī)程序。該計(jì)算機(jī)程序還可包括，第一指令集，用于測(cè)量虛假檢測(cè)率，以及第二指令集，用于響應(yīng)于虛假檢測(cè)率而自動(dòng)調(diào)整抗干擾參數(shù)組。
附圖簡(jiǎn)述圖1示出一種既包括外部干擾又包括內(nèi)部干擾的示例性WLAN環(huán)境。
圖2A和2B示出WLAN收發(fā)器的一種示例性接收器。
圖3A和3B示出一種能對(duì)由擴(kuò)頻時(shí)鐘、雜波、經(jīng)巴克(Barker)編碼的分組以及類似信號(hào)引起的干擾提供干擾減少的處理流程。
附圖詳述無線局域網(wǎng)必須在達(dá)不到理想的環(huán)境中工作，包括具有外部和內(nèi)部產(chǎn)生的干擾RF信號(hào)的環(huán)境。干擾信號(hào)可能會(huì)引起信號(hào)檢測(cè)、放大增益調(diào)整、以及信號(hào)解碼方面相當(dāng)大的問題。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面，可調(diào)整WLAN接收器的各個(gè)參數(shù)以減輕干擾的作用。特別地，通過有選擇地調(diào)整這些參數(shù)的若干個(gè)組，可有利地平衡接收器靈敏性和抗干擾性。為便于理解這一選擇性調(diào)整，現(xiàn)在將描述WLAN接收器的概觀。
圖2A示出一種用于在WLAN環(huán)境中接收信號(hào)的簡(jiǎn)化接收器200。在接收器200中，帶通濾波器202從天線201接收傳入信號(hào)，并輸出預(yù)定的頻帶(同時(shí)排除高于和低于預(yù)定頻帶的那些頻率)?？勺僐F放大器203可對(duì)該預(yù)定頻帶提供初始放大?；祛l器204將那些經(jīng)放大的信號(hào)轉(zhuǎn)換為中頻(IF)信號(hào)，然后由IF放大器205將這些中頻信號(hào)放大。
在這個(gè)時(shí)間點(diǎn)，混頻器206和低通濾波器207(既包括I分支又包括Q分支)可生成所需信道中的信號(hào)(稱為基帶信號(hào))。放大器208隨即放大這些基帶信號(hào)。兩個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)210(為低通濾波器207的I分支和Q分支提供)將經(jīng)放大的基帶信號(hào)轉(zhuǎn)換為可由處理塊211分析的數(shù)字信號(hào)。增益控制電路212檢測(cè)到處理塊211所測(cè)得的數(shù)字信號(hào)幅度，并使用檢測(cè)到的幅度來調(diào)整RF放大器203、IF放大器205和BB放大器208的增益。
處理塊211確定檢測(cè)到的信號(hào)的調(diào)制類型。注意，802.11b標(biāo)準(zhǔn)使用稱為補(bǔ)碼鍵控(CCK)的調(diào)制方案，802.11a標(biāo)準(zhǔn)使用稱為正交頻分復(fù)用(OFDM)的另一種調(diào)制方案，而802.11g標(biāo)準(zhǔn)可使用CCK調(diào)制方案或者OFDM調(diào)制方案。處理塊211向OFDM解碼器213和CCK解碼器214提供檢測(cè)到的信號(hào)的調(diào)制類型以便進(jìn)行系統(tǒng)優(yōu)化，由此允許正確的解碼器恢復(fù)原始發(fā)送的信號(hào)，并關(guān)斷恢復(fù)所發(fā)送的信號(hào)不需要的組件。OFDM解碼器113和CCK解碼器114可使用常規(guī)解碼器來實(shí)現(xiàn)。
增益控制212試圖調(diào)整放大器203、205和208的增益，以使在ADC210處接收到的信號(hào)的大小既不太小也不太大，因?yàn)樘』蛘咛蟮男盘?hào)會(huì)導(dǎo)致信號(hào)被不可靠地標(biāo)識(shí)，這是人們所不希望的。在一個(gè)實(shí)施例中，處理塊211中的功率測(cè)量塊240(參考圖2B來描述)可確定所接收的信號(hào)是被表征為弱的、強(qiáng)的、還是中間(即，兩個(gè)極端之間的某個(gè)地方)。功率測(cè)量塊240隨即可將其輸出提供給增益控制212，以確保對(duì)可變放大器203、205和208的增益的適當(dāng)調(diào)整。
特別地，可在功率測(cè)量塊240中設(shè)置coarse_high閾值和coarse_low閾值，其中如果檢測(cè)到的信號(hào)的平均功率沒能落入這兩個(gè)閾值之內(nèi)，則可調(diào)整這些可變放大器的增益以將該信號(hào)恢復(fù)到所需的范圍。例如，如果所檢測(cè)到的ADC 210處的信號(hào)的功率高于coarse_high閾值，則觸發(fā)增益控制212來降低增益。反過來，如果檢測(cè)到的信號(hào)低于coarse_low閾值，則觸發(fā)增益控制212來提高增益。
當(dāng)增益被改變了(即，被降低或提高)的時(shí)候，功率測(cè)量塊240試圖基于ADC210的輸入范圍來獲得所需的總的信號(hào)大小(totalsize_desired)。注意，為了提高抗干擾性，可增大coarse_high(至少增大一些)，并減小coarse_low和totalsize_desired(在一個(gè)實(shí)施例中，減小顯著多于coarse_high的增加)。這一調(diào)整的作用是，增大totalsize_desired與coarse_high之間的增量δ，同時(shí)確保totalsize_desired不低于coarse_low，由此可確保接收器中增益的改變不會(huì)太頻繁。此增量δ可有所幫助，因?yàn)樵跊]有干擾的情況下，信號(hào)保持很小，而要超過coarese_high就需要較大的干擾。在進(jìn)行了增益調(diào)整之后，搜索模式即告完成，而信號(hào)標(biāo)識(shí)(也稱為解調(diào)模式)即可開始。
圖2B更加詳細(xì)地示出處理塊211。作為環(huán)境，示出了ADC 210、增益控制212、CCK解碼器塊214、以及OFDM解碼器塊213。如圖2B中所示，ADC 210可直接向功率測(cè)量塊240提供輸出。在這一配置中，功率測(cè)量塊240可確定處理塊211所接收的檢測(cè)到的信號(hào)的幅度。增益控制212可使用此幅度來提供對(duì)參考圖2A所討論的諸可變放大器的增益的粗調(diào)。
可將諸可變放大器設(shè)置到相對(duì)很高的增益以確保在沒有頻帶內(nèi)信號(hào)的情況下，即使是接收鏈路的熱噪聲也可被量化。因此，在此情形中，增益控制電路212通常會(huì)基于強(qiáng)信號(hào)而不是弱信號(hào)來執(zhí)行增益粗調(diào)?？苫赗RC FIR濾波器220和FIR2濾波器226(在下文詳細(xì)討論)的輸出來執(zhí)行后續(xù)的增益微調(diào)以優(yōu)化信號(hào)大小。當(dāng)達(dá)到最優(yōu)信號(hào)增益時(shí)，就向處理塊211的各個(gè)組件提供適當(dāng)?shù)男盘?hào)。在一個(gè)實(shí)施例中，可將該信號(hào)實(shí)現(xiàn)為agc_done信號(hào)(表示自動(dòng)增益控制結(jié)束)。在處理塊211中，分組檢測(cè)塊260可生成此agc_done信號(hào)。
因?yàn)樵?02.11g中，分組的調(diào)制類型起初是未知的，所以處理塊211允許分組的并行解調(diào)，由此可確?？赡苓_(dá)到的最快的解碼時(shí)間。為提供這一并行解調(diào)，處理塊211可經(jīng)由各個(gè)處理組件向CCK解碼器塊214和OFDM解碼器塊213提供ADC210的輸出。
例如，在CCK解碼器塊214的情形中，RRC FIR濾波器220接收ADC 210的輸出。當(dāng)接收的數(shù)據(jù)率被標(biāo)識(shí)為44MHz時(shí)，可使用RRC(平方根升余弦)FIR濾波器220，并且所需的數(shù)據(jù)采樣率是22MHz。換言之，可使用RRC濾波器220來對(duì)ADC 210的輸出提供比例因子為2的下降采樣，以及為最優(yōu)SNR而提供匹配濾波器脈沖成型和頻帶外干擾的抑制。在此處理之后，RRC濾波器220將22MHz信號(hào)提供給CCK解碼器塊221。
在OFDM解碼器塊213的情形中，Turbo線222、有限脈沖響應(yīng)(FIR1)濾波器223、以及內(nèi)插器224全部都接收ADC 210的輸出，并可向檢測(cè)到的信號(hào)提供各種等級(jí)的OFDM處理。從Turbo線222、FIR1濾波器223和內(nèi)插器224接收輸入的多路復(fù)用器225將其信號(hào)輸出提供給OFDM解碼器塊213。
在一個(gè)實(shí)施例中，當(dāng)所接收的和所需的數(shù)據(jù)采樣率是80MHz(即，比標(biāo)準(zhǔn)的802.11a信號(hào)快一倍)時(shí)，可選擇turbo線222。在一個(gè)實(shí)施例中，僅當(dāng)根據(jù)存儲(chǔ)在turbo模式寄存器231中的值確定接收器200處于turbo模式時(shí)，多路復(fù)用器225才選擇turbo線222。根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)特征，turbo線222在接收器200中可具有雙重用法。具體而言，在所接收的和所需的數(shù)據(jù)采樣率是44MHz時(shí)也可選擇turbo線222。當(dāng)根據(jù)動(dòng)態(tài)模式寄存器252中的值確定接收器200處于802.11g模式時(shí)，多路復(fù)用器225在turbo線222與內(nèi)插器224之間進(jìn)行選擇。
當(dāng)所接收的數(shù)據(jù)采樣率是44MHz，并且所需的數(shù)據(jù)采樣率是40MHz時(shí)，可選擇內(nèi)插器224。內(nèi)插器224可使用在由Atheros Communications公司于2003年2月14日提交的題為“RECEIVING AND TRANSMITTING SIGNALS HAVINGMULTIPLE MODULATION TYPES USING SEQUENCING INTERPOLATOR(使用排序內(nèi)插器來接收和發(fā)送具有多種調(diào)制類型的信號(hào))”的美國(guó)專利申請(qǐng)第10/367,527號(hào)中所描述的貫序內(nèi)插器配置來實(shí)現(xiàn)，其內(nèi)容通過引用而被包括。
當(dāng)所接收的數(shù)據(jù)采樣率是80MHz，并且所需的數(shù)據(jù)采樣率是40MHz時(shí)，可選擇FIR1濾波器223。換言之，還可使用FIR1濾波器223來向ADC 210的輸出提供比例因子為2的下降采樣。此數(shù)據(jù)率是用于處于802.11a模式的接收器。因此，在此實(shí)施例中，接收器200既可符合802.11a標(biāo)準(zhǔn)，又可符合802.11標(biāo)準(zhǔn)。
在接收器200的這一實(shí)施例中，RRC FIR濾波器220和FIR2濾波器226(被耦合到多路復(fù)用器225的輸出)將輸出提供給功率測(cè)量塊240。在此配置中，功率測(cè)量塊240可向增益控制212提供進(jìn)一步的信號(hào)功率信息，由此允許功率控制212在需要的情況下進(jìn)行另外的增益微調(diào)來優(yōu)化信號(hào)大小。
可使用FIR2濾波器226來過濾掉任何附近的阻塞信號(hào)，以及抑制任何頻帶外干擾，以達(dá)到最優(yōu)SNR。FIR2濾波器226將其輸出提供給OFDM標(biāo)識(shí)器227。RRCFIR濾波器220將其輸出提供給CCK標(biāo)識(shí)器228。
一般而言，標(biāo)識(shí)器227和228可在搜索模式期間將值提供給分組檢測(cè)塊260，并在解調(diào)模式期間將值提供給表決塊230。特別地，標(biāo)識(shí)器227和228在搜索模式中計(jì)算歸一化的功率值，并在解調(diào)模式中計(jì)算絕對(duì)功率調(diào)制特定的RSSI值。這些值是基于某些特性來計(jì)算的，即，任意多種標(biāo)識(shí)手段，包括例如，給定信號(hào)的模式和/或周期性。
例如，在OFDM前同步碼中，十二個(gè)單頻調(diào)脈沖(正弦復(fù)數(shù))以0.8μs的周期兩兩相隔(峰到峰)1.25MHz。由此，即使是在低信噪比(SNR)和嚴(yán)重多徑的條件下，在標(biāo)識(shí)OFDM信號(hào)時(shí)尋找0.8μs的周期性也是非常有效的。因此，在描述OFDM時(shí)，術(shù)語(yǔ)“自相關(guān)”是合適的。
相反，在CCK前同步碼中，將巴克碼(Barker)信號(hào)(一種11碼片的擴(kuò)展碼)乘以-1或者+1。但是，-1/+1的乘法是以相似方式進(jìn)行的，由此建立起CCK模式。因此，在描述CCK時(shí)，術(shù)語(yǔ)“互相關(guān)”是合適的。
在搜索模式期間，可使用不同的檢測(cè)機(jī)制來檢測(cè)弱信號(hào)和強(qiáng)信號(hào)。因?yàn)橄乱粋€(gè)分組將是強(qiáng)的還是弱的是未知的，所以這些檢測(cè)機(jī)制可并行操作。在一個(gè)實(shí)施例中，CCK標(biāo)識(shí)器228和OFDM標(biāo)識(shí)器227可實(shí)現(xiàn)弱信號(hào)的檢測(cè)機(jī)制，并將它們的輸出提供給分組檢測(cè)塊260。相反，強(qiáng)信號(hào)的檢測(cè)機(jī)制可包括所接收信號(hào)的平均功率跳變的指示(例如，ADC處的平均功率超過coarse_high)。在一個(gè)實(shí)施例中，功率測(cè)量塊140可檢測(cè)到此跳變，并將該確定提供給分組檢測(cè)塊160。
在弱信號(hào)檢測(cè)的一個(gè)實(shí)施例中，CCK標(biāo)識(shí)器228的互相關(guān)技術(shù)可將在CCK信號(hào)的前同步碼中找到的抑制調(diào)制模式與檢測(cè)到的信號(hào)相比較。此相關(guān)值的功率可用相關(guān)樣本的平方和功率來歸一化。CCK標(biāo)識(shí)器228可將此經(jīng)歸一化的值提供給分組檢測(cè)塊260，后者隨即可將此經(jīng)歸一化的值與CCK調(diào)制的預(yù)定閾值weak_sig_thr_cck(例如，0.5)相比較。如果此經(jīng)歸一化的相關(guān)超過weak_sig_thr_cck，則可基于從分組檢測(cè)塊260和功率測(cè)量塊240向增益控制212的輸出來對(duì)諸可變放大器執(zhí)行一次或多次增益微調(diào)。
可使用OFDM標(biāo)識(shí)器227的自相關(guān)技術(shù)來執(zhí)行實(shí)質(zhì)上相似的過程。在此情形中，可將每個(gè)樣本乘以固定個(gè)數(shù)的樣本之前的一個(gè)樣本的共軛，并對(duì)固定量的時(shí)間求和?？蓪⒋酥档钠骄β蔯yc_rssi與OFDM調(diào)制的另一個(gè)預(yù)定閾值cyc_pwr_thr1(例如，1dB)相比較。如果cyc_rssi小于cyc_pwr_thr1(例如，1dB)，則該分組被忽略。反過來，如果cyc_rssi超過cyc_pwr_thr1，則可基于從分組檢測(cè)塊260到增益控制212的輸出，對(duì)諸可變放大器執(zhí)行一次或多次增益微調(diào)。
在弱信號(hào)檢測(cè)中，標(biāo)識(shí)器227和228中有第一個(gè)超過其閾值之后，分組檢測(cè)塊260記錄標(biāo)識(shí)出來的調(diào)制類型，并停止搜索模式。在一個(gè)實(shí)施例中，表決塊230在搜索模式期間，從標(biāo)識(shí)器227/228確定調(diào)制類型，并將此標(biāo)識(shí)提供給分組檢測(cè)塊260。以此方式，在agc_done信號(hào)被賦值之后，即可發(fā)生弱信號(hào)最為可能的調(diào)制類型的標(biāo)識(shí)。由表決塊230執(zhí)行的這一標(biāo)識(shí)過程在Atheros Communications公司于2003年10月XX日提交的題為“Voting Block For Identifying WLAN SignalModulation Type(用于標(biāo)識(shí)WLAN信號(hào)調(diào)制類型的表決塊)”的美國(guó)專利申請(qǐng)第10/XXX,XXX號(hào)中描述，并且其內(nèi)容通過引用而被包括。
顯然，干擾信號(hào)會(huì)產(chǎn)生分組處理錯(cuò)誤，這是人們所不希望的。例如，每當(dāng)擴(kuò)頻時(shí)鐘干擾(SSCI)掃描時(shí)鐘偽影進(jìn)入接收器通帶時(shí)，它就會(huì)產(chǎn)生錯(cuò)誤。如果合法分組已在接受處理，則當(dāng)根據(jù)調(diào)制類型以及干擾和分組的相對(duì)大小來處理該合法分組時(shí)，就可能造成錯(cuò)誤。即使沒有分組正在接受處理，所檢測(cè)到的功率變化也可能會(huì)錯(cuò)誤地觸發(fā)信號(hào)檢測(cè)和解調(diào)。一旦被標(biāo)識(shí)為干擾而不是合法分組，適當(dāng)?shù)慕獯a器塊就將向虛假檢測(cè)塊215(圖2A)發(fā)放分組處理出錯(cuò)。
如果窄帶干擾信號(hào)(例如，雜波)偏移載波大約1.25MHz的倍數(shù)，但落在被接收的帶寬內(nèi)，則該干擾信號(hào)會(huì)觸發(fā)OFDM標(biāo)識(shí)器227的弱信號(hào)檢測(cè)機(jī)制。因此，雜波干擾還會(huì)錯(cuò)誤地觸發(fā)信號(hào)檢測(cè)和解調(diào)，這進(jìn)而會(huì)導(dǎo)致分組處理出錯(cuò)。
圖3A和3B示出一種示例性虛假檢測(cè)減少技術(shù)300的流程圖。在此技術(shù)中，可執(zhí)行SSCI減少步驟和雜波/巴克碼(一般稱為非SSCI)減少步驟。這些步驟的排序可基于將虛假檢測(cè)最小化的可能性。例如，可在雜波/巴克碼減少步驟之前執(zhí)行SSCI減少步驟，其中經(jīng)驗(yàn)證據(jù)表明，與雜波/巴克碼減少步驟相比，SSCI減少步驟將虛假檢測(cè)最小化的可能性較高。虛假檢測(cè)減少技術(shù)的其它實(shí)施例可提供不同的排序，或僅選擇一組減少步驟。
在步驟301，可設(shè)置抗干擾參數(shù)來提供對(duì)各種干擾信號(hào)最低的抗干擾性。注意，抗干擾性越低，接收器的靈敏性就越高。因此，步驟301還具有將接收器的靈敏性最大化的作用。本位狀態(tài)302保留抗干擾參數(shù)的值(稱為默認(rèn)抗干擾性)。由此，至少在最初，本位狀態(tài)302的默認(rèn)抗干擾性等于最低抗干擾性。
諸如圖1中所示的WLAN環(huán)境100等典型的WLAN環(huán)境可能會(huì)有許多干擾信號(hào)。將接收器設(shè)置到最低抗干擾性可能會(huì)導(dǎo)致許多虛假檢測(cè)，它們會(huì)影響接收器的性能，這是人們所不希望的。因此，如以下所解釋的，可基于測(cè)得的虛假檢測(cè)率或滿足預(yù)定條件來調(diào)整這些參數(shù)。
例如，步驟303可確定稱為“許多虛假檢測(cè)”測(cè)試的結(jié)果。此測(cè)試將虛假檢測(cè)率與閾值相比較。在一個(gè)實(shí)施例中，可在虛假檢測(cè)塊215(圖2A)中通過計(jì)數(shù)預(yù)定個(gè)數(shù)的虛假檢測(cè)錯(cuò)誤，并測(cè)量被計(jì)數(shù)的一組虛假檢測(cè)錯(cuò)誤中被計(jì)數(shù)的第一和最末的虛假檢測(cè)錯(cuò)誤之間的時(shí)間戳之差，來計(jì)算虛假檢測(cè)率。此方法具有迅速檢測(cè)高虛假檢測(cè)率的優(yōu)點(diǎn)。在其它實(shí)施例中，可在預(yù)定的一段時(shí)間里進(jìn)行虛假檢測(cè)錯(cuò)誤的計(jì)數(shù)。
虛假檢測(cè)減少技術(shù)300可包括使用高(H)閾值(例如，2,500/秒)的“許多虛假檢測(cè)”測(cè)試、以及另一個(gè)使用低(L)閾值(例如，1,000/秒)的“許多虛假檢測(cè)”測(cè)試。在一個(gè)實(shí)施例中，步驟303執(zhí)行一次使用高(H)閾值的“許多虛假檢測(cè)”測(cè)試，而后續(xù)的數(shù)次“許多虛假檢測(cè)”測(cè)試具有低(L)閾值。由此，步驟303反映出對(duì)改變抗干擾系數(shù)的反抗，尤其是在接收器處于高靈敏性的時(shí)候。
如果在步驟303沒有檢測(cè)到“許多虛假檢測(cè)”，則可將抗干擾參數(shù)組的參數(shù)調(diào)整到甚至更高的接收器靈敏性。在一個(gè)實(shí)施例中，步驟307確定對(duì)于該次調(diào)整，是否滿足預(yù)定條件。在一個(gè)實(shí)施例中，預(yù)定條件可與該過程是否已通過此步驟N次相關(guān)。在其它實(shí)施例中，預(yù)定條件可與預(yù)定的一段時(shí)間是否已經(jīng)到期相關(guān)。如果沒有滿足預(yù)定條件，則該過程回到本位狀態(tài)302。
如果滿足預(yù)定條件，則在步驟306可將不處在其最小值的一個(gè)或多個(gè)抗干擾參數(shù)向它們的最小值調(diào)整?！白钚≈怠笔侵笇?duì)抗干擾性具有更少作用、由此提高接收器靈敏性的值。在一個(gè)實(shí)施例中，所有抗干擾參數(shù)都可被最小化。在另一個(gè)實(shí)施例中，步驟306可影響一組參數(shù)。例如，就通過步驟307和306的次數(shù)T而言，對(duì)于T＝1，可減小影響SSCI減少的參數(shù)，而對(duì)于T＝2，可減少影響雜波/巴克碼減少的參數(shù)。當(dāng)在步驟306調(diào)整了適當(dāng)參數(shù)之后，該過程可回到本位狀態(tài)302。由步驟302、303、307和306形成的循環(huán)可有利地將基于暫態(tài)干擾事件調(diào)整抗干擾參數(shù)組的需要最小化，與此同時(shí)確保接收器的靈敏性不斷提高。
如果在步驟303檢測(cè)到“許多虛假檢測(cè)”(H)，則可啟動(dòng)SSCI減少。特別地，在步驟304，可選擇與特定抗干擾參數(shù)組相關(guān)聯(lián)的索引。在一個(gè)實(shí)施例中，能以表的格式來組織抗SSCI干擾參數(shù)。表的索引可指向抗干擾參數(shù)特定的、憑經(jīng)驗(yàn)確定的值集。此表可被存儲(chǔ)在WLAN設(shè)備的存儲(chǔ)器中，并可在SSCI減少期間被訪問。表1示出示例性的抗SSCI干擾參數(shù)組。
表1示例性抗SSCI干擾參數(shù)在此實(shí)施例中，表1包括四個(gè)抗干擾參數(shù)組條目及其相關(guān)聯(lián)的索引，其中索引＝1表示以最低抗干擾性(和最大接收器靈敏性)操作的WLAN設(shè)備的參數(shù)值。盡管表1包括四個(gè)條目，但是其它的表可包括更多或更少的在組中具有相同或不同值的條目。
注意，實(shí)際的表的實(shí)現(xiàn)通常不會(huì)包括測(cè)得的抗干擾性的值(在此提供這些值是為說明目的)。還要注意，firpwr本質(zhì)上不是抗干擾性的一部分，而是應(yīng)基于coarse_low和totalsize_deisred的值而改變。firpwr是使用強(qiáng)信號(hào)檢測(cè)來確保ADC210(圖2A)處頻帶內(nèi)信號(hào)的絕對(duì)大小的檢查。即，firpwr將相鄰的頻帶外信號(hào)所引起的虛假觸發(fā)最小化。如果信號(hào)的大小低于所需的firpwr，則實(shí)際的分組可能會(huì)檢測(cè)不到。當(dāng)信號(hào)在粗略增益下調(diào)后被確定是在coarse_high和coarse_low之間之后，即可執(zhí)行firpwr檢查。在表1的這一實(shí)施例中，參數(shù)coarse_high、coarse_low、totalsize_desired和firpwr被表達(dá)為1/2dB的增量(在此實(shí)施例中，控制寄存器中的整數(shù)步長(zhǎng)被設(shè)為所需精度，以使變化可按1/2dB來測(cè)量。
在一個(gè)實(shí)施例中，步驟304可選擇索引4，即，可提供最大抗干擾性(以及最小的接收器靈敏性)的抗SSCI干擾參數(shù)組。使用所選擇的抗干擾參數(shù)組，步驟305隨即可執(zhí)行“許多虛假檢測(cè)(L)”測(cè)試。如果沒有檢測(cè)到許多虛假檢測(cè)(低閾值)，則在步驟308可調(diào)整抗干擾性。為使用表1來實(shí)現(xiàn)步驟308，首先可減小所選擇的索引(例如，從4到3)。然后，可通過確定是否檢測(cè)到許多虛假檢測(cè)(低閾值)(例如，步驟305)來確定此索引的作用?？芍貜?fù)這一參數(shù)調(diào)整/測(cè)試，即，通過降低抗干擾性來提高接收器的靈敏性，直至達(dá)到或超過許多虛假檢測(cè)的低閾值。在這個(gè)時(shí)間點(diǎn)，最后一次調(diào)整可被撤消，由此來提供具有可接受的虛假檢測(cè)數(shù)的最大可能的抗干擾性。
如果在步驟305檢測(cè)到許多虛假檢測(cè)(L)，由此指示SSCI不是重要干擾源，或者可能不是唯一的干擾源，則該過程前進(jìn)至步驟311(圖3B)，該步驟啟動(dòng)雜波/巴克碼減少。步驟311確定接收器是否被配置成接收OFDM信號(hào)(回憶前文提及接收器可包括如圖2B中所示的OFDM和/或CCK標(biāo)識(shí)器，用于檢測(cè)弱信號(hào)(并協(xié)助標(biāo)識(shí)調(diào)制類型))。
如果步驟311確定接收器被配置成接收OFDM信號(hào)，則步驟312禁用OFDM弱信號(hào)檢測(cè)。在一個(gè)實(shí)施例中，是通過設(shè)置若干參數(shù)以使OFDM弱信號(hào)檢測(cè)不可能，而不是通過物理地禁用弱信號(hào)檢測(cè)電路(即，OFDM標(biāo)識(shí)器227)來禁用OFDM弱信號(hào)檢測(cè)的。表2示出此類參數(shù)的示例性值。注意，bb_m1thres和bb_m2thres是指歸一化的自相關(guān)閾值，而bb_m2count_thr是指自相關(guān)值的個(gè)數(shù)(其中典型的計(jì)數(shù)不會(huì)超過31)，而bb_use_self_corr_low是指啟用位值。
表2禁用OFDM弱信號(hào)檢測(cè)的參數(shù)在禁用弱信號(hào)檢測(cè)之后，步驟313隨即可執(zhí)行“許多虛假檢測(cè)”(L)測(cè)試。如果檢測(cè)到許多虛假檢測(cè)(低閾值)，由此指示步驟312無效，則步驟317確定是否在使用802.11g。換言之，持續(xù)的干擾可能是來自因?yàn)楦浇褂?Mb/s模式或2Mb/s模式的IEEE-802.11b WLAN的接收而被檢測(cè)為前同步碼的巴克碼數(shù)據(jù)(即，在任何1和2Mbps分組的沖突之后，數(shù)據(jù)可能表現(xiàn)為巴克碼報(bào)頭)。步驟318可有利地解決這一問題。因此，如果接收器被配置成接收CCK信號(hào)，則該過程前進(jìn)至步驟318以調(diào)整weak_sig_thr_cck和firstep。如果步驟317隱含確定接收器沒有被配置成接收CCK信號(hào)，則該過程前進(jìn)至如上所述的重置步驟301。
如果在步驟313沒有檢測(cè)到許多虛假檢測(cè)，由此指示OFDM弱信號(hào)檢測(cè)的禁用成功地減少了干擾，則步驟314重新啟用弱信號(hào)檢測(cè)。在步驟315，可將閾值bb_cycpwr_thr1提高1dB，由此來降低抗干擾性。
提高閾值bb_cycpwr_thr1實(shí)際上提高了標(biāo)識(shí)OFDM分組的閾值(例如，對(duì)于OFDM標(biāo)識(shí)器227(見圖2B))。換言之，盡管弱信號(hào)檢測(cè)已被標(biāo)識(shí)為干擾源，但是仍需要弱信號(hào)檢測(cè)來標(biāo)識(shí)弱OFDM信號(hào)。因此，可提高閾值bb_cycpwr_thr1，由此允許較大的弱OFDM信號(hào)的檢測(cè)，同時(shí)將虛假檢測(cè)率最小化。
然后，可在步驟316通過確定是否檢測(cè)到許多虛假檢測(cè)(低閾值)(例如，步驟313)來測(cè)試此次調(diào)整的作用?？芍貜?fù)這一閾值調(diào)整/測(cè)試，即通過降低抗干擾性來提高接收器的靈敏性，直至達(dá)到或超過許多虛假檢測(cè)的低閾值。在這個(gè)時(shí)間點(diǎn)，最后一次調(diào)整可被撤消，由此提供具有可接受的虛假檢測(cè)數(shù)的最大可能的抗干擾性。在這個(gè)時(shí)間點(diǎn)，該過程可回到步驟308。
如果接收器沒有被配置成接收OFDM信號(hào)，則步驟318提高閾值weak_sig_thr_cck和firstep。換言之，步驟318假定存在看起來像是CCK信號(hào)但實(shí)際不是的某個(gè)信號(hào)。因此，為將此干擾信號(hào)過濾掉，可將閾值weak_sig_thr_cck(即，CCK標(biāo)識(shí)器228(見圖2B)所使用的閾值)從6提高到8，由此實(shí)際上提高了標(biāo)識(shí)CCK分組的閾值。
為使用相關(guān)性來檢測(cè)弱信號(hào)，必須已檢測(cè)到頻帶內(nèi)功率的一定增長(zhǎng)。隨即可將此功率增長(zhǎng)，即，功率增量δ與閾值firstep相比較。如果功率增量δ等于或大于firstep，則檢測(cè)到弱信號(hào)。由此，步驟318還提高了檢測(cè)任何弱信號(hào)的閾值。
在提高了這些閾值之后，步驟319隨即執(zhí)行“許多虛假檢測(cè)”(L)測(cè)試。如果檢測(cè)到許多虛假檢測(cè)(低閾值)，由此指示虛假檢測(cè)減少?zèng)]有成功，則該過程回到重置步驟301。在一些實(shí)施例中，回到此步驟可能會(huì)引起對(duì)驅(qū)動(dòng)程序軟件升起異常，由此觸發(fā)信道轉(zhuǎn)移。如果沒有檢測(cè)到許多虛假檢測(cè)(低閾值)，則減少努力是成功的，并且該過程前進(jìn)至步驟320。在步驟320，可將閾值weak_sig_thr_cck減小1dB，由此來降低抗干擾性。然后，可通過確定是否檢測(cè)到許多虛假檢測(cè)(低閾值)(例如，步驟319)來測(cè)試此減小的作用?？芍貜?fù)這一參數(shù)調(diào)整/測(cè)試，即通過降低抗干擾性來提高接收器的靈敏性，直至達(dá)到或超過許多虛假檢測(cè)的低閾值。在這個(gè)時(shí)間點(diǎn)，最后一次調(diào)整可被撤消，由此提供具有可接受的虛假檢測(cè)數(shù)的最大可能的抗干擾性。
步驟321確定是否在使用802.11g。注意，依據(jù)步驟312，可能WLAN接收器已被禁止使用OFDM弱信號(hào)檢測(cè)。如果仍然存在許多虛假檢測(cè)(低閾值)，并且接著在步驟317中確定正在使用802.11g，則該過程前進(jìn)至步驟318。步驟321有利地通過回到步驟314來允許OFDM弱信號(hào)被重新啟用。在一個(gè)實(shí)施例中，可在步驟315和316執(zhí)行OFDM閾值調(diào)整，來進(jìn)一步優(yōu)化接收器靈敏性和抗干擾性。然后，該過程可返回步驟308。注意，如果步驟321確定沒有在使用802.11g，由此指示W(wǎng)LAN接收器被配置成僅接收CCK信號(hào)，則該過程可立即前進(jìn)至步驟308。
回到步驟308就允許使用參數(shù)索引來對(duì)抗干擾性進(jìn)行調(diào)整和測(cè)試。注意，依據(jù)步驟304，最大抗干擾參數(shù)組被選擇。由此，在步驟316或步驟321之后執(zhí)行步驟308就有利地允許接收器的靈敏性和抗干擾性被進(jìn)一步優(yōu)化。
盡管本文中已參考附圖詳細(xì)描述了示意性實(shí)施例，但是應(yīng)當(dāng)理解，本發(fā)明并不被限定于那些精確的實(shí)施例。并不試圖使它們成為窮盡性的，或是將本發(fā)明限定于所公開的精確形式。由此，許多修改和變更對(duì)本領(lǐng)域技術(shù)人員將是顯而易見的。
例如，本文中所描述的虛假檢測(cè)技術(shù)能以許多方式來實(shí)現(xiàn)，例如，過程、裝置、系統(tǒng)、諸如計(jì)算機(jī)可讀存儲(chǔ)介質(zhì)等計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)、或其中通過光或電子通信鏈路來發(fā)送軟件程序指令的計(jì)算機(jī)網(wǎng)絡(luò)等。在WLAN接收器的一個(gè)實(shí)施例中，CCK標(biāo)識(shí)器還可包括巴克碼閾值，例如，barker_rssi_thr1，用于檢測(cè)經(jīng)巴克編碼的信號(hào)。在另一個(gè)實(shí)施例中，當(dāng)確定“許多虛假檢測(cè)”測(cè)試的結(jié)果時(shí)，可基于發(fā)送活動(dòng)來使用歸一化的比率。該歸一化的比率將發(fā)送或活動(dòng)地接收分組的時(shí)間納入考慮范圍。例如，歸一化的時(shí)間可等于從總時(shí)間減去發(fā)送時(shí)間加接收時(shí)間之和。
由此，旨在使本發(fā)明的范圍由所附權(quán)利要求書及其等效技術(shù)方案來定義。
權(quán)利要求
1.一種自適應(yīng)地提高抗干擾性的方法，所述方法包括測(cè)量虛假檢測(cè)率；以及響應(yīng)于所述虛假檢測(cè)率，自動(dòng)調(diào)整一組抗干擾參數(shù)。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，測(cè)量包括對(duì)至少包括第一虛假檢測(cè)事件和最末虛假檢測(cè)事件的多個(gè)虛假檢測(cè)事件加蓋時(shí)間戳；對(duì)所述多個(gè)虛假檢測(cè)事件中的固定個(gè)數(shù)進(jìn)行計(jì)數(shù)；以及計(jì)算所述固定個(gè)數(shù)和所述最末虛假檢測(cè)事件時(shí)間戳與所述第一虛假檢測(cè)事件時(shí)間戳之間的差值的比率。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，測(cè)量包括對(duì)至少包括第一虛假檢測(cè)事件和最末虛假檢測(cè)事件的多個(gè)虛假檢測(cè)事件加蓋時(shí)間戳；對(duì)所述多個(gè)虛假檢測(cè)事件中的固定個(gè)數(shù)進(jìn)行計(jì)數(shù)；以及計(jì)算所述固定個(gè)數(shù)和所述最末虛假檢測(cè)事件時(shí)間戳與所述第一虛假檢測(cè)事件時(shí)間戳之間的差值減去等于活動(dòng)發(fā)送時(shí)間和活動(dòng)接收時(shí)間之和的量的歸一化比率。
4.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，自動(dòng)調(diào)整包括基于干擾類型來選擇抗干擾參數(shù)。
5.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，自動(dòng)調(diào)整包括測(cè)量經(jīng)調(diào)整的抗干擾參數(shù)組的功效。
6.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，還包括生成抗干擾參數(shù)組的表，其中自動(dòng)調(diào)整包括訪問對(duì)應(yīng)于所述表的索引的抗干擾參數(shù)組。
7.如權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于，自動(dòng)調(diào)整包括周期性地減小至少一個(gè)抗干擾參數(shù)組中的非最小值。
8.如權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于，自動(dòng)調(diào)整包括基于所述干擾類型，周期性地減小抗干擾參數(shù)。
9.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，對(duì)每種類型的干擾重復(fù)測(cè)量和自動(dòng)調(diào)整。
10.一種在WLAN接收器中的自適應(yīng)干擾抑制器，所述自適應(yīng)干擾抑制器包括虛假檢測(cè)塊，用于生成虛假檢測(cè)率值；功率測(cè)量塊，用于基于所述虛假檢測(cè)率值來選擇一組抗擴(kuò)頻時(shí)鐘干擾(SSCI)參數(shù)；以及調(diào)制標(biāo)識(shí)器，用于基于所述虛假檢測(cè)率值來調(diào)整抗除SSCI以外的干擾的參數(shù)。
11.如權(quán)利要求10所述的自適應(yīng)干擾抑制器，其特征在于，所述抗SSCI參數(shù)包括coarse_high參數(shù)，它與到所述WLAN接收器的信號(hào)的高功率閾值相關(guān)；以及coarse_low參數(shù)，它與到所述WLAN接收器的信號(hào)的低功率閾值相關(guān)。
12.如權(quán)利要求10所述的自適應(yīng)干擾抑制器，其特征在于，所述抗除SSCI以外的干擾參數(shù)包括bb_cycpwr_thr1閾值，它與所述WLAN接收器中的弱OFDM信號(hào)檢測(cè)相關(guān)。
13.如權(quán)利要求10所述的自適應(yīng)干擾抑制器，其特征在于，所述抗除SSCI以外的干擾參數(shù)包括weak_sig_thr_cck閾值，它與所述WLAN接收器中的弱CCK信號(hào)檢測(cè)相關(guān)。
14.如權(quán)利要求10所述的自適應(yīng)干擾抑制器，其特征在于，所述虛假檢測(cè)塊生成第一虛假檢測(cè)事件時(shí)間戳和最末虛假檢測(cè)事件時(shí)間戳來計(jì)算所述虛假檢測(cè)率值。
15.如權(quán)利要求10所述的自適應(yīng)干擾抑制器，其特征在于，所述抗SSCI干擾參數(shù)是在帶有索引的表中提供的。
16.一種自適應(yīng)地提高WLAN接收器中的抗干擾性的方法，所述方法包括將第一測(cè)得虛假檢測(cè)率與虛假檢測(cè)高閾值相比較；如果所述第一測(cè)得虛假檢測(cè)率超過所述虛假檢測(cè)高閾值，則調(diào)整第一抗干擾參數(shù)組以提供最大抗擴(kuò)頻時(shí)鐘干擾(SSCI)性；將在調(diào)整所述第一抗干擾參數(shù)組之后所測(cè)得的第二測(cè)得虛假檢測(cè)率與虛假檢測(cè)低閾值相比較；如果所述第二測(cè)得虛假檢測(cè)率低于所述虛假檢測(cè)低閾值，則調(diào)整所述第一抗干擾參數(shù)組，直至預(yù)定個(gè)數(shù)的虛假檢測(cè)消失；以及如果所述第二測(cè)得虛假檢測(cè)率超過所述虛假檢測(cè)低閾值，則基于所述WLAN接收器中可用的一類信號(hào)調(diào)制檢測(cè)，來調(diào)整第二抗干擾參數(shù)組。
17.如權(quán)利要求16所述的方法，其特征在于，如果OFDM信號(hào)調(diào)制檢測(cè)可用，則禁用OFDM弱信號(hào)檢測(cè)；將在禁用OFDM弱信號(hào)檢測(cè)之后測(cè)得的第三測(cè)得虛假檢測(cè)率與所述虛假檢測(cè)低閾值相比較；以及如果所述第三測(cè)得虛假檢測(cè)率低于所述虛假檢測(cè)低閾值，則啟用OFDM弱信號(hào)檢測(cè)，并提高與所述WLAN接收器中的弱OFDM信號(hào)檢測(cè)相關(guān)的閾值，直至預(yù)定個(gè)數(shù)的虛假檢測(cè)消失。
18.如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于，如果OFDM信號(hào)調(diào)制檢測(cè)不可用，則提高與所述WLAN接收器中的弱CCK信號(hào)檢測(cè)相關(guān)的閾值。
19.如權(quán)利要求18所述的方法，其特征在于，還包括將在提高與弱CCK信號(hào)檢測(cè)相關(guān)的閾值之后測(cè)得的第四測(cè)得虛假檢測(cè)率與所述虛假檢測(cè)低閾值相比較；如果所述第四測(cè)得虛假檢測(cè)率低于所述虛假檢測(cè)低閾值，則使用所述與弱CCK信號(hào)檢測(cè)相關(guān)聯(lián)的閾值來降低抗干擾性，直至預(yù)定個(gè)數(shù)的虛假檢測(cè)消失；以及如果所述第四測(cè)得虛假檢測(cè)率高于所述虛假檢測(cè)低閾值，則重置所有抗干擾參數(shù)來提供最小抗干擾性。
20.如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于，如果所述第三測(cè)得虛假檢測(cè)率高于所述虛假檢測(cè)低閾值，則確定所述WLAN接收器是否被配置成接收802.11g信號(hào)，如果是，則著手提高所述與弱CCK信號(hào)檢測(cè)相關(guān)的閾值，以及如果不是，則著手重置所有抗干擾參數(shù)以提供最小抗干擾性。
21.一種用于減少WLAN接收器中的虛假檢測(cè)的系統(tǒng)，所述系統(tǒng)包括用于生成虛假檢測(cè)率值的裝置；用于基于所述虛假檢測(cè)率值來選擇一組擴(kuò)頻時(shí)鐘干擾(SSCI)參數(shù)的裝置；以及用于基于所述虛假檢測(cè)率值來調(diào)整抗非SSCI干擾參數(shù)的裝置。
22.如權(quán)利要求21所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述抗SSCI干擾參數(shù)包括與所述WLAN接收器所接收的信號(hào)的高功率閾值相關(guān)的參數(shù)；以及與所述WLAN接收器所接收的信號(hào)的低功率閾值相關(guān)的參數(shù)。
23.如權(quán)利要求21所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述抗非SSCI干擾參數(shù)包括與所述WLAN接收器中的弱OFDM信號(hào)檢測(cè)相關(guān)的閾值。
24.如權(quán)利要求21所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述抗非SSCI干擾參數(shù)包括與所述WLAN接收器中的弱CCK信號(hào)檢測(cè)相關(guān)的閾值。
25.如權(quán)利要求21所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述用于生成的裝置確定第一虛假檢測(cè)的第一時(shí)間，以及另一虛假檢測(cè)的第二時(shí)間，并使用所述第一和第二時(shí)間來確定所述虛假檢測(cè)率值。
26.一種電磁波波形，所述電磁波波形包括一種用于減少WLAN接收器中的虛假檢測(cè)的計(jì)算機(jī)程序，所述計(jì)算機(jī)程序還包括第一指令集，用于測(cè)量虛假檢測(cè)率；以及第二指令集，用于響應(yīng)于所述虛假檢測(cè)率來自動(dòng)調(diào)整抗干擾參數(shù)組。
27.如權(quán)利要求26所述的電磁波波形，其特征在于，所述用于測(cè)量的第一指令集包括用于對(duì)至少包括第一虛假檢測(cè)事件和最末虛假檢測(cè)事件的多個(gè)虛假檢測(cè)事件加蓋時(shí)間戳的指令；用于對(duì)所述多個(gè)虛假檢測(cè)事件的固定個(gè)數(shù)進(jìn)行計(jì)數(shù)的指令；以及用于計(jì)算所述固定個(gè)數(shù)和所述最末虛假檢測(cè)事件時(shí)間戳與所述第一虛假檢測(cè)事件時(shí)間戳之間的差值的比率的指令。
28.如權(quán)利要求26所述的電磁波波形，其特征在于，所述用于自動(dòng)調(diào)整的第二指令集包括用于基于干擾類型來選擇抗干擾參數(shù)的指令。
29.如權(quán)利要求26所述的電磁波波形，其特征在于，所述用于自動(dòng)調(diào)整的第二指令集包括用于測(cè)量經(jīng)調(diào)整的抗干擾參數(shù)組的功效的指令。
30.如權(quán)利要求26所述的電磁波波形，其特征在于，還包括第三指令集，用于生成抗干擾參數(shù)組的表，其中所述用于自動(dòng)調(diào)整的第二指令集包括用于訪問對(duì)應(yīng)于所述表的索引的抗干擾參數(shù)組的指令。
31.如權(quán)利要求26所述的電磁波波形，其特征在于，所述用于自動(dòng)調(diào)整的第二指令集包括用于周期性地減小至少一個(gè)抗干擾參數(shù)組中的非最小值的指令。
32.如權(quán)利要求26所述的電磁波波形，其特征在于，所述用于自動(dòng)調(diào)整的第二指令集包括用于基于干擾類型來周期性地減小抗干擾參數(shù)的指令。
33.如權(quán)利要求26所述的電磁波波形，其特征在于，還包括第三指令集，用于對(duì)每種類型的干擾重復(fù)所述用于測(cè)量的第一指令集和所述用于自動(dòng)調(diào)整的第二指令集。
全文摘要
無線局域網(wǎng)必須在達(dá)不到理想狀態(tài)的環(huán)境中工作，包括具有外部和內(nèi)部生成的干擾RF信號(hào)的環(huán)境。干擾信號(hào)可能會(huì)引起信號(hào)檢測(cè)、放大器增益調(diào)整、以及信號(hào)解碼方面相當(dāng)大的問題。WLAN接收器的各個(gè)參數(shù)可被調(diào)整以減輕干擾的作用。通過有選擇地調(diào)整若干組這些參數(shù)，接收器的靈敏性和抗干擾性可被很好地平衡。在一個(gè)實(shí)施例中，可響應(yīng)于不同干擾源來對(duì)這些參數(shù)組進(jìn)行調(diào)整。
文檔編號(hào)H04L12/28GK1875547SQ200480032623
公開日2006年12月6日 申請(qǐng)日期2004年11月5日 優(yōu)先權(quán)日2003年11月7日
發(fā)明者P·J·胡斯特德, H·葉, A·辛格拉 申請(qǐng)人:美商亞瑟羅斯通訊股份有限公司