專利名稱：有線電視信號的寬頻帶多通道正交振幅調(diào)制的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是關(guān)于數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)，更特定地說，本發(fā)明是關(guān)于數(shù)字編碼數(shù)據(jù)流在電纜、光學(xué)纖維或類似的傳輸媒體上的多通道分布，且仍更特定地說，本發(fā)明是關(guān)于數(shù)字電視數(shù)據(jù)與相關(guān)數(shù)據(jù)源的多通道QAM調(diào)制。
背景技術(shù)：
在最近的幾年中，數(shù)字有線與衛(wèi)星電視廣播的可用性已得到顯著增長。隨著對數(shù)字程序化的需求繼續(xù)增長，有線電視供應(yīng)者正自模擬有線傳輸系統(tǒng)與轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)變至混合模擬/數(shù)字與全數(shù)字式有線分布系統(tǒng)。增加數(shù)字衛(wèi)星服務(wù)供應(yīng)者的競爭力已對更多且不同的數(shù)字有線服務(wù)(包括數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)服務(wù)、交互式程序化服務(wù)和如視頻點播(VOD)的“按需”服務(wù))的增長的需求作出了貢獻(xiàn)。VOD的一個有品位的變體″全面點播″(EOD)為每個用戶提供了一專用、全時的視頻與音頻流。EOD流可用于通過諸如暫停、快進(jìn)、隨機訪問“書簽”等類似于VCR的完全控制來觀看時移電視、電影或由內(nèi)容供應(yīng)者在網(wǎng)絡(luò)頭端處所存儲的其它內(nèi)容。
與如交互式程序化、有線因特網(wǎng)服務(wù)等其它服務(wù)結(jié)合，這些每個用戶的服務(wù)需要比純廣播服務(wù)顯著更多的基礎(chǔ)結(jié)構(gòu)。這些更加新穎的、有品位的服務(wù)需要一服務(wù)器子系統(tǒng)以每個用戶為基礎(chǔ)提供動態(tài)定制的多程序多路復(fù)用。顯然，這需要許多高速、高效能處理、數(shù)據(jù)路徑選擇、可能否則不需要的編碼與多路復(fù)用硬件。
隨著對這些有品位、每個用戶的服務(wù)的需求繼續(xù)增長，存在對創(chuàng)造大量定制程序多路復(fù)用的更有效、更具成本效益的方法的增長的需求。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明性技術(shù)通過將一反轉(zhuǎn)快速傅立葉變換(IFFT)用作一多通道調(diào)制器而為多通道QAM調(diào)制提供了一種高效、具成本效益的技術(shù)。QAM編碼將數(shù)據(jù)符號表達(dá)為復(fù)平面中的叢點，使得每個QAM符號均代表一已應(yīng)用其的載波頻率的特定相位與振幅。在多通道系統(tǒng)中，所述載波頻率通常以通道間隔頻率(對于美國的數(shù)字有線系統(tǒng)來說為6MHz)而被均勻間隔。充當(dāng)合成均勻濾波器組的IFFT接受一組頻域輸入，其中每個頻域輸入均代表一6MHz次頻帶。所述輸入皆得以均勻間隔，因此假定以一用以提供其頻域輸入之間的適當(dāng)頻率間隔的速率對IFFT取樣，所述IFFT將產(chǎn)生應(yīng)用于被調(diào)制至具有所要通道間距的載波上的其各個輸入的QAM符號的時域表示。
通常，將基帶濾波應(yīng)用于QAM輸入流以使基帶頻譜成形且與接收器濾波合作來控制符號間干擾。并且，將反成像濾波器應(yīng)用于IFFT輸出以確保適當(dāng)?shù)耐ǖ篱g距。
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，一典型的多通道QAM調(diào)制器包括QAM編碼構(gòu)件、反轉(zhuǎn)FFT(IFFT)處理構(gòu)件、D/A轉(zhuǎn)換與上變頻。所述QAM編碼構(gòu)件將多個數(shù)字輸入流編碼成多個對應(yīng)的QAM符號流。IFFT以數(shù)字形式創(chuàng)造QAM符號流在中間復(fù)合基帶中的所要調(diào)制與通道間隔。所述D/A轉(zhuǎn)換構(gòu)件將來自IFFT轉(zhuǎn)換過程的數(shù)字輸出轉(zhuǎn)換成模擬形式，且所述上變頻構(gòu)件將所得多通道IF QAM信號向上頻移至一目標(biāo)頻帶以實現(xiàn)一用于傳輸?shù)亩郣F輸出。
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，可根據(jù)ITU說明書J.83附錄B對數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流進(jìn)行256-QAM或64-QAM編碼。
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，基帶濾波、反成像與內(nèi)插皆被組合成一單一后IFFT時變數(shù)字濾波級。
接著，在組合中，借助于一組QAM編碼器、IFFT處理構(gòu)件、后IFFT組合濾波構(gòu)件、D/A轉(zhuǎn)換構(gòu)件與上變頻器構(gòu)件實現(xiàn)一用于將復(fù)數(shù)個數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流調(diào)制至單一多輸出上的多通道QAM調(diào)制器的一個實施例。所述QAM編碼器提供了數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)輸入流的QAM符號流編碼。如先前所述，IFFT處理在一中頻帶中執(zhí)行并行多通道QAM調(diào)制。后IFFT組合濾波有效地將基帶濾波、反成像濾波與速率內(nèi)插組合成單一濾波級。所述D/A轉(zhuǎn)換將來自后IFFT濾波構(gòu)件的IF輸出自數(shù)字形式轉(zhuǎn)換為模擬形式，且所述上變頻器構(gòu)件將所得模擬信號頻移至多RF輸出上的一目標(biāo)頻帶中。
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，可在數(shù)字域中利用數(shù)字正交校正構(gòu)件以預(yù)校正/預(yù)補償模擬上變頻器構(gòu)件的非理想行為。
根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，可在數(shù)字域中利用數(shù)字偏移校正以預(yù)校正模擬D/A轉(zhuǎn)換與上變頻器構(gòu)件中的DC偏移。
也可將本發(fā)明性技術(shù)表達(dá)為一種用于在數(shù)字信號處理器、FPGA、ASIC或其它處理器上進(jìn)行實施的方法。
根據(jù)本發(fā)明，可通過以下步驟實現(xiàn)多通道QAM調(diào)制提供復(fù)數(shù)個數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)輸入流；將所述數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流中的每一者編碼成一組QAM編碼流；經(jīng)由反轉(zhuǎn)FFT(IFFT)處理所述QAM編碼流以將所述復(fù)數(shù)個QAM編碼流調(diào)制成單一數(shù)字多通道IF流從而將所述多個QAM編碼流編碼至一中頻帶中的一組均勻間隔的載波頻率上；將所述數(shù)字多通道IF流轉(zhuǎn)換為模擬形式；且將所述模擬多通道IF流頻移至多RF輸出上的一目標(biāo)頻帶。
根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，可經(jīng)由組合的基帶與反成像濾波器來對數(shù)字多通道IF流進(jìn)行后IFFT濾波。
根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，可內(nèi)插數(shù)字多通道IF流以補償QAM符號速率與通道間隔(取樣速率)之間的任何差異。
根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，可數(shù)字正交校正數(shù)字多通道IF流以預(yù)校正頻移過程的非理想行為(尤其是一模擬正交調(diào)制器中的誤差)。
根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，可應(yīng)用數(shù)字偏移校正以補償數(shù)字-至-模擬轉(zhuǎn)換與頻移過程中的DC偏移。
本發(fā)明的另一個實施例通過利用高速數(shù)字-至-模擬轉(zhuǎn)換器而提供了直接至RF調(diào)制，而無需上變頻器。在此實施例中，提供了一高速、低相位噪聲主時鐘。執(zhí)行上文所描述的IFFT處理，使得可以一等于主時鐘頻率的取樣速率進(jìn)行。接著將所得″IF″多通道復(fù)合數(shù)字流同步轉(zhuǎn)換為模擬并借助于正交雙平衡混合器將其向上頻移，所述正交雙平衡混合器以主時鐘頻率的一半對正交時鐘進(jìn)行操作。例如，如果主時鐘頻率為1000MHz，那么所得經(jīng)頻移的多通道QAM編碼信號將占據(jù)一以主時鐘頻率的一半為中心的頻帶。
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，可使用多速率技術(shù)來達(dá)成數(shù)字處理，借此使數(shù)字功能被若干次復(fù)制為一組數(shù)字段，其中每個段均以主時鐘頻率的分諧波操作從而以所述分諧波速率產(chǎn)生復(fù)合數(shù)字輸出。接著使用多路復(fù)用器從而以主時鐘速率在數(shù)字段的輸出之間進(jìn)行切換，從而以主時鐘速率產(chǎn)生復(fù)合輸出。


將詳細(xì)參考本發(fā)明的較佳實施例，其實例在隨附圖式中得以說明。所述圖式意欲具有說明性而非限制性。盡管將在這些較佳實施例的內(nèi)容中描述本發(fā)明，但是應(yīng)了解，并不意欲將本發(fā)明的精神與范疇限制至這些特定實施例。
在考慮了結(jié)合隨附圖式而進(jìn)行的以下描述后，本發(fā)明的本較佳實施例的結(jié)構(gòu)、操作與優(yōu)點將變得進(jìn)一步明顯，其中圖1為根據(jù)先前技術(shù)的多通道正交振幅調(diào)制(QAM)調(diào)制器的方塊圖。
圖2為圖1多通道QAM調(diào)制器直接變換至數(shù)字形式的方塊圖。
圖3為一根據(jù)本發(fā)明利用反轉(zhuǎn)快速傅立葉變換的全數(shù)字式多通道QAM調(diào)制器的方塊圖。
圖4為根據(jù)本發(fā)明的圖3多通道QAM調(diào)制器的簡化型式的方塊圖。
圖5為一根據(jù)本發(fā)明的16通道QAM調(diào)制器的較佳實施例的方塊圖。
圖6為一根據(jù)本發(fā)明的能消除對上變頻器的需求的直接至RF多通道QAM調(diào)制器的另一實施例的方塊圖。
具體實施例方式
本發(fā)明性技術(shù)提供了一種用于將數(shù)字電視與其它數(shù)據(jù)的多個“通道”多路復(fù)用至單一傳輸媒體的有效、具成本效益的方法。
通常將大多數(shù)先前技術(shù)的多通道QAM調(diào)制器組織成如圖1中所示，所述圖1展示了經(jīng)由RF組合器114而得以組合(合計)以產(chǎn)生多通道RF輸出信號(多RF輸出)的獨立通道調(diào)制器的系統(tǒng)100。在圖1中，對應(yīng)于“n”個獨立程序源的MPEG數(shù)據(jù)流102A，102B，...，102n各自由一個別通道編碼器104A，104B，...，104n編碼，以產(chǎn)生一代表所述MPEG數(shù)據(jù)流102A，102B，...，102n的個別QAM“符號”流106A，106B，...，106n。根據(jù)一用于數(shù)字有線電視QAM流編碼的適當(dāng)標(biāo)準(zhǔn)(例如，ITU-T J.83附錄A或附錄B，其由International Telecommunications Union，Geneva，Switzerland提供)來編碼每個QAM符號流，借此每個QAM“符號”代表復(fù)合頻率空間中的一組預(yù)定相位/振幅“叢點”中的一者。例如，256-QAM界定復(fù)平面中一矩形16x16叢點陣列。所述陣列中的每個叢點代表一以一特定載波振幅與相位角編碼的唯一8位二進(jìn)制值。
根據(jù)數(shù)字有線電視的美國頻率計劃，以6MHz間隔隔開通道，且在256-QAM的情況下以5.360537Mbaud的符號速率對所述通道進(jìn)行編碼?；鶐V波器108A，108B，...，108n各自接收一個別編碼的5.360537 Mbaud QAM符號流106A，106B，...，106n，并執(zhí)行一般的通道“成形”。(大多數(shù)歐洲系統(tǒng)以8MHz通道間距操作)。接著由個別數(shù)字-至-模擬(D/A)轉(zhuǎn)換器110A，110B，...，110n將來自基帶濾波器108A，108B，...，108n的輸出自數(shù)字轉(zhuǎn)換為模擬。由一個別上變頻器112A，112B，...，112n將來自D/A轉(zhuǎn)換器110A，110B，...110n的模擬輸出各自上變頻至一個別通道頻率。每個上變頻器112‘x′將一來自個別D/A轉(zhuǎn)換器110‘x′的模擬QAM編碼流頻移至一特定通道頻率。接著由RF組合器114將來自上變頻器112A，112B，...112n的輸出組合(合計)至單一多RF輸出上，以用于在一合適的同軸電纜、光纖或混合光纖/同軸(HFC)信號分布網(wǎng)絡(luò)上進(jìn)行隨后的傳輸。
所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員將立即認(rèn)識到，盡管將至圖1多通道調(diào)制器的輸入展示為MPEG數(shù)據(jù)流，但是可利用任何合適的數(shù)字信息源(針對其可界定QAM或類似的編碼)。一個實例為DOCSIS數(shù)據(jù)(有線電視網(wǎng)絡(luò)上的數(shù)據(jù)接口規(guī)格)，借此可將諸如因特網(wǎng)通信的數(shù)字通信編碼至一數(shù)字有線電視傳輸媒體。DOCSIS將MPEG傳送流用作收斂子層。
圖1此多通道調(diào)制器100經(jīng)受一些固有的低效率。第一，數(shù)字-至-模擬(D/A)轉(zhuǎn)換在過程中發(fā)生得太早，且其僅對相對低頻寬的基帶流進(jìn)行操作。結(jié)果，浪費了大多數(shù)現(xiàn)代D/A轉(zhuǎn)換器的相對高的取樣速率能力。第二，所述上變頻器各自僅處理單一通道，其占據(jù)頻譜極小的6MHz削波。此導(dǎo)致差的轉(zhuǎn)換器利用及高成本。
盡管針對每個6MHz通道而言一獨立上變頻器的可用性允許極大的頻率捷變，因為每個通道可獨立于其它通道來安置，但是當(dāng)今應(yīng)用不需要此捷變，且對于任何將來的數(shù)字有線應(yīng)用來說并不預(yù)見此捷變。鄰接通道塊提供了用于頻譜計劃的足夠的靈活性。(用戶的置頂盒并不關(guān)心哪個RF通道正傳播節(jié)目；可在頻譜通道槽中幾乎完全任意地配置RF通道，其僅受到操作便利性的限制。)一種用以改進(jìn)圖1多通道調(diào)制器的成本有效性的方法為將盡可能多的其模擬組件(主要是上變頻器)變換成其數(shù)字等效組件且將其移回至單一D/A轉(zhuǎn)換器的“后方”。此極大地改進(jìn)了D/A轉(zhuǎn)換器利用率且消除了離散的上變頻器。在此方法中，數(shù)字控制器振蕩器(NCO)將執(zhí)行局部振蕩器(LO)的功能，數(shù)字乘法器將執(zhí)行雙平衡混合器的功能，數(shù)字加法器將替代模擬RF組合器且數(shù)字濾波器將用于內(nèi)插于基帶通道QAM符號速率(例如，5.360537Mbaud)與有助于實施所需的6MHz通道間距的6MHz數(shù)字轉(zhuǎn)換速率之間。此方法假定被消除的模擬功能的成本將超量地抵消實施新數(shù)字功能的額外成本。
圖2為此實施方案的方塊圖。在圖2中，多通道QAM調(diào)制器200包含一數(shù)字處理區(qū)塊230、隨后為一單一D/A轉(zhuǎn)換器210和上變頻器212。在所述數(shù)字處理區(qū)塊230中，通道編碼器204A，204B，...，204n(比較圖1的104‘x′)接收MPEG流輸入(或其它合適的數(shù)字流數(shù)據(jù))并根據(jù)一組基帶QAM編碼規(guī)則(例如，QAM-256)對其進(jìn)行編碼。接著由一相應(yīng)數(shù)字基帶濾波器208A，208B，...，208n(比較圖1的108‘x′)處理來自每個通道編碼器204A，204B，...，204n的QAM編碼數(shù)據(jù)。接著由一相應(yīng)數(shù)字內(nèi)插器220A，220B，...，220n處理來自每個基帶濾波器208A，208B，...，208n的輸出，所述相應(yīng)數(shù)字內(nèi)插器220A，220B，...，220n補償5.360537 Mbaud QAM符號速率與6n MhzD/A取樣速率之間的差異，其中n為通道數(shù)目。所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員將立即明白，盡管QAM符號速率與通道間距在歐洲頻率計劃下將是不同的，但是原理保持相同且易于應(yīng)用相同的技術(shù)。
內(nèi)插后，由一個別數(shù)字上變頻器處理每個內(nèi)插器220A，220B，...，220n的輸出，所述個別數(shù)字上變頻器包含一個別數(shù)制振蕩器(NCO)222A，222B，...，222n與一個別數(shù)字乘法器224A，224B，...，224n。每個NCO 222‘x′表現(xiàn)為局部振蕩器(LO)的數(shù)字均等物，且每個數(shù)字乘法器224‘x′表現(xiàn)為雙平衡調(diào)制器(DBM或“混合器”)的數(shù)字均等物。在組合時，每個NCO/乘法器對(222‘x′/224‘x′)產(chǎn)生一數(shù)字輸出流，所述數(shù)字輸出流數(shù)字性地代表一個被上變頻至一不同中頻的QAM編碼通道。接著在一數(shù)字加法器226中將數(shù)字乘法器224A，224B，...，224n的輸出合計在一起，以產(chǎn)生一多通道數(shù)字流，從而對多個經(jīng)適當(dāng)間隔的QAM通道進(jìn)行編碼(但是在一中頻(IF)帶中)。接著由D/A轉(zhuǎn)換器210將此多通道數(shù)字流轉(zhuǎn)換成模擬形式。將一最終的上變頻器212用于將整個模擬IF多通道流頻移至正確的頻帶中以用于傳輸(多RF輸出)。
在數(shù)字信號處理系統(tǒng)成本中的其中兩個最重要因素是數(shù)字信號處理器(DSP)自身的成本與D/A轉(zhuǎn)換器的成本。半導(dǎo)體密度已展示出40年來未減的指數(shù)增加率。此趨勢預(yù)測任何基于DSP或基于數(shù)字邏輯的技術(shù)將隨著時間的過去因增加密度并降低與數(shù)字電路有關(guān)的成本而受益。D/A轉(zhuǎn)換器遵循類似的密度與成本曲線，其部分地受到展頻數(shù)字蜂窩通信與無線數(shù)據(jù)通信市場的效能需求與大量生產(chǎn)的驅(qū)動。
可以從全定制專用功能集成電路(IC)到ASIC(特殊應(yīng)用集成電路)到現(xiàn)場可程序化閘陣列(FPGA)的廣泛多種技術(shù)來實施數(shù)字信號處理技術(shù)。與邏輯合成技術(shù)組合的諸如Verilog與VHDL的硬件描述語言(HDL)促進(jìn)了數(shù)字設(shè)計在這些各種技術(shù)平臺上的可攜帶性。每種技術(shù)關(guān)于開發(fā)成本、單位定價及靈活性都具有其優(yōu)點與缺點，且所有技術(shù)皆能夠每秒執(zhí)行數(shù)億次數(shù)字操作。
寬頻帶數(shù)字-至-模擬轉(zhuǎn)換器(也為“D/A轉(zhuǎn)換器”，“D/A”或“DAC”)已經(jīng)達(dá)到了先進(jìn)的發(fā)展階段。例如，來自模擬設(shè)備的AD9744可以$11的成本轉(zhuǎn)換具有無雜散動態(tài)范圍為65dB的165Ms/s。此取樣速率代表數(shù)百個視頻用戶，因此每個用戶的成本幾乎可忽略。
圖2中所示的多通道調(diào)制器方法可適用于其中通道被稀疏地分布于頻譜上的情形，且其可通過利用用于濾波器(例如，CIC濾波器)的多速率技術(shù)而變得相當(dāng)有效。然而，有線電視頻譜通常完全填充有均勻間隔的通道。此證明了一種更有效的方法。
通過認(rèn)識到對均勻間隔的通道進(jìn)行的QAM編碼僅為復(fù)數(shù)個均勻間隔的、獨立的復(fù)合頻率分量的表示，來實現(xiàn)顯著的效率改進(jìn)。此建議使用基于變換的技術(shù)以實現(xiàn)將一均勻間隔的復(fù)合頻率陣列同時向上轉(zhuǎn)換至一合成的多路復(fù)用的時域表示，如許多年來在諸如FDM/TDM傳輸多路復(fù)用器的應(yīng)用中所進(jìn)行的那樣。舉例來說，為離散傅里葉變換(DFT)的一個特殊情況的快速傅立葉變換(FFT)技術(shù)已眾所周知、意義明確，其為用于在信號的時域與頻域表示之間轉(zhuǎn)變的計算上有效的技術(shù)。所述離散傅立葉變換又為更一般的連續(xù)傅里葉變換的一個特殊情況，其將一時變信號表示為一組均勻間隔的復(fù)合頻率分量的線性和。在其反轉(zhuǎn)形式中，反轉(zhuǎn)DFT(IDFT)將一組均勻間隔的復(fù)合頻率分量(一頻率“頻譜”陣列)變換為其對應(yīng)的時域表示。FFT與反轉(zhuǎn)FFT(IFFT)分別為DFT與IDFT的計算上最佳的型式，其利用遞歸結(jié)構(gòu)以最小化計算并最大化速度。
如果將QAM流表達(dá)為一組時變復(fù)合頻率系數(shù)對(即，表示為復(fù)數(shù)[A，jB]的Acosωnt+jBsinωnt)并將其指派給一復(fù)合IFFT的輸入陣列中的一特定位置，并假定對IFFT定比例及取樣使得其輸入陣列的頻率間距對應(yīng)于所要的通道間距，那么IFFT將產(chǎn)生被調(diào)制至一組均勻間隔的載波上并被合計在一起的所有QAM流的一離散時域表示。因此，在單一計算區(qū)塊中，IFFT可有效地替代圖1與圖2所有的上變頻器與局部振蕩器(NCO/乘法器)。
圖3為多通道QAM調(diào)制器300的一基于IFFT的實施的方塊圖。在圖3中，如圖1與圖2中那樣，復(fù)數(shù)‘n′個MPEG輸入流(或其它合適的數(shù)字輸入流)302A，302B，...，302n由個別復(fù)數(shù)個通道編碼器304A，304B，...，304n來編碼，且其后由個別復(fù)數(shù)個基帶濾波器308A，308B，...，308n來處理以對由通道編碼器304‘x’產(chǎn)生的QAM編碼復(fù)合頻率符號流執(zhí)行每通道成形并產(chǎn)生一組復(fù)合頻率分量。所得基帶濾波QAM流接著被指派給一IFFT輸入陣列中的一個別復(fù)合頻率位置，并由IFFT 340處理。(眾多變換皆適用于實現(xiàn)均勻的濾波器組，例如，離散余弦變換(DCT)，但為簡單性，將僅論述IFFT型式。)由一組反成像濾波器342A，342B，...，342n來處理IFFT 340的結(jié)果(ho(z)，h1(z)，...，hn(z)以確保適當(dāng)?shù)耐ǖ栏綦x，且由數(shù)字加法器326將反成像濾波器342‘x’的輸出合計在一起以產(chǎn)生一復(fù)合多通道QAM編碼數(shù)字時域流，其隨后由D/A轉(zhuǎn)換器310而被轉(zhuǎn)換為模擬并由上變頻器312而被頻移至一適當(dāng)?shù)念l帶中從而產(chǎn)生一多RF輸出。
圖3調(diào)制器300的設(shè)計利用兩個獨立的濾波階段一基帶濾波階段(308‘x’-前IFFT)及一反成像濾波器階段(342‘x’-后IFFT)。盡管可成功地利用此機制，但是濾波階段之間的分割很棘手且對基帶與反成像濾波器的設(shè)計需要大量關(guān)注，以確保其級聯(lián)效應(yīng)通過IFFT產(chǎn)生所要的結(jié)果。此外，使用兩個獨立的數(shù)字濾波階段在電路和/或計算方面代價昂貴，從而針對每個階段需要獨立的電路和/或計算。
此缺陷可通過將前IFFT基帶濾波器與后IFFT反成像濾波器組合成一單一后IFFT濾波器階段而得以解決。圖4展示了以此方式實施的多通道QAM調(diào)制器。
圖4為一基于IFFT的多通道QAM調(diào)制器400的方塊圖，其中兩階段的基帶濾波與反成像濾波已被組合成單一階段的后IFFT濾波。在圖4中，如圖1、2、與3中那樣，由類似的復(fù)數(shù)個個別通道編碼器404A，404B，...，404n對復(fù)數(shù)‘n′個通道MPEG(或其它數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù))源402A，402B，...，402n進(jìn)行QAM編碼。不同于上文關(guān)于圖3所描述的實施，將所述QAM編碼符號流直接應(yīng)用于IFFT 440的輸入，而無需基帶濾波；因此IFFT以QAM符號速率操作。接著由一組后IFFT組合的通道成形與反成像內(nèi)插濾波器444A，444B，...，444n來處理IFFT的輸出，從而產(chǎn)生經(jīng)濾波的輸出，接著由數(shù)字加法器426將所述經(jīng)濾波的輸出合計起來以產(chǎn)生中頻(IF)帶中的一復(fù)合數(shù)字多通道QAM編碼多路復(fù)用。接著此多路復(fù)用經(jīng)由D/A轉(zhuǎn)換器410而被轉(zhuǎn)換成模擬形式，且由上變頻器412而被頻移至一適當(dāng)?shù)念l帶以產(chǎn)生一多RF輸出。
圖4多通道調(diào)制器400要求所有輸入通道(402‘x’)均具有相同的調(diào)制格式與符號速率，因為基帶成形與反成像被組合在一單一濾波階段中。此外，IFFT以QAM符號速率操作，而非以D/A取樣速率操作。這些為合理的限制且不難適應(yīng)于任何現(xiàn)代數(shù)字電視傳輸情況中。
現(xiàn)在將關(guān)注引導(dǎo)至本發(fā)明的一個較佳事實例，如下文關(guān)于圖5所展示并描述。應(yīng)注意，在圖5中由雙頭箭頭表示諸如復(fù)合頻率或復(fù)合時域信號的復(fù)量(其各自具有兩個值，一個“真實”部分與一個“虛構(gòu)”部分)。表示單一值的真實值在圖5中由單頭箭頭表示。
圖5為16通道調(diào)制器500的方塊圖，所述16通道調(diào)制器500用于將16MPEG信號流(或任何其它合適的QAM-256可編碼數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)源，例如，DOCSIS數(shù)據(jù))多通道QAM-256編碼成一多通道RF信號以經(jīng)由電纜、光纖或HFC傳輸媒體進(jìn)行傳輸。轉(zhuǎn)換器500包含一數(shù)字處理部分530、一“復(fù)合”D/A轉(zhuǎn)換器510與一上變頻器512(其在實踐中可由兩個D/A轉(zhuǎn)換器(一個用于真實部分且一個用于虛構(gòu)部分)及一個正交調(diào)制器組成)。
在圖5中，根據(jù)ITU J.83附錄B對復(fù)數(shù)‘n′個MPEG(或數(shù)據(jù))流502A，502B，...，502n進(jìn)行QAM-256編碼，以產(chǎn)生一組復(fù)合頻率QAM符號表示(由雙頭箭頭指示)。24點IFFT功能540以QAM符號速率操作且利用其以將至IFFT 540的24個復(fù)合頻域輸入轉(zhuǎn)換成類似的眾多時域輸出。將頭4個與最后4個IFFT復(fù)合頻率輸入設(shè)定為復(fù)數(shù)“零”的一個固定值(即(0，j0))，同時將復(fù)合QAM編碼流應(yīng)用于16個“中間”IFFT輸入。此在復(fù)合頻域中創(chuàng)造了一限制QAM輸入流的矩形“窗函數(shù)”，且促進(jìn)了隨后的內(nèi)插。
由自IFFT按順序移出連續(xù)復(fù)合時域值(真實/虛構(gòu)值對)的并行-至-串行(P/S)功能550對IFFT功能540的24個輸出串行化。每個IFFT轉(zhuǎn)換組成了一IFFT“幀”，并組織P/S功能550使得針對每個IFFT幀發(fā)生24個移出，從而產(chǎn)生一具有幀長度為24的復(fù)合串行流輸出。
所述來自并列至串行轉(zhuǎn)換器550的復(fù)合串行輸出由“第i”階FIR(有限脈沖響應(yīng))數(shù)字濾波器處理，所述數(shù)字濾波器包含復(fù)數(shù)i-1個按順序連接的延遲元件552、“i”個復(fù)合數(shù)字乘法器554與一個數(shù)字加法器556。每個延遲元件552將先前階段的復(fù)合串行輸出延遲恰好一個完整IFFT幀(即，24個復(fù)值)。因此，來自串行連接的延遲元件552中的每一者的輸出提供了一特定延遲子取樣。經(jīng)由所述復(fù)合數(shù)字乘法器554中一個別的一個復(fù)合數(shù)字乘法器使每個延遲子取樣(與至串行連接的陣列)乘以實值系數(shù)(hx)。因為所述系數(shù)hx為實值系數(shù)，所以復(fù)合乘法器554無需處理復(fù)合叉積且可比“真實”復(fù)合乘法器更簡單。(而“真實”復(fù)合乘法器需要四次乘法運算及兩次加法運算，簡化的復(fù)值乘以實值乘法器實施僅需要兩次乘法運算且不需要加法運算)。由數(shù)字加法器556將來自這些乘法器的復(fù)合乘積輸出合計在一起以產(chǎn)生一濾波器輸出。
一包含一直接數(shù)字合成器562(DDS)的充當(dāng)一用于一組系數(shù)ROM 564的地址產(chǎn)生器的系數(shù)產(chǎn)生器以IFFT幀同步方式循環(huán)過FIR濾波器的系數(shù)，從而并行地產(chǎn)生一組“i”個系數(shù)值(ho，h1，h2，...，hi-2，hi-1)。DDS 562針對并行至串行轉(zhuǎn)換器550的每個階來更新系數(shù)值，重復(fù)每個IFFT幀的系數(shù)值的序列。在組合時，這些元件產(chǎn)生一內(nèi)插濾波器，其充當(dāng)基帶濾波器、反成像濾波器及內(nèi)插器(以補償QAM符號速率與通道間距之間的差異)。
FIR濾波器的輸出有效地為一在中頻(IF)帶中具有適當(dāng)通道間距的多通道QAM調(diào)制流，其被內(nèi)插并準(zhǔn)備進(jìn)行向上轉(zhuǎn)換。所述輸出首先由正交校正器558進(jìn)行處理以預(yù)校正最后階段的上變頻器512的非理想行為。經(jīng)由一數(shù)字加法器560將一偏移加至正交校正器558的輸出以預(yù)補償隨后的DC偏移。將所述偏移補償?shù)慕Y(jié)果應(yīng)用于D/A轉(zhuǎn)換器510以轉(zhuǎn)換至模擬形式。應(yīng)注意，F(xiàn)IR濾波器輸出、正交輸出與偏移補償?shù)妮敵鼋詾閺?fù)量。數(shù)字加法器560為“雙倍加法器”且偏移為復(fù)量。D/A轉(zhuǎn)換器510事實上由兩個用于將其復(fù)合輸入的真實部分與虛構(gòu)部分獨立轉(zhuǎn)換為模擬形式的轉(zhuǎn)換器組成。將D/A轉(zhuǎn)換器510的復(fù)合輸出應(yīng)用于最后階段的上變頻器512以將經(jīng)完全補償并校正的IF多通道QAM編碼流向上頻移至一所要的最終頻帶以產(chǎn)生一用于傳輸?shù)亩郣F輸出。
提供了對多通道調(diào)制器的數(shù)字部分的完整Verilog HDL描述而作為此說明書的附錄。
本發(fā)明的另一個實施例是針對一用于數(shù)字有線電視的具成本效益的寬頻帶調(diào)制器。所述調(diào)制器使用多通道濾波器組技術(shù)與高速數(shù)字-至-模擬轉(zhuǎn)換器以在一單一過程中實現(xiàn)一覆蓋整個有線電視基帶頻譜的調(diào)制器。每個通道的成本得以顯著降低，因為不需要上變頻器(從而消除了其相關(guān)的振蕩器、濾波器與頻率合成鏈)。通過使用實施有一SAW振蕩器與高Q諧振器的單一固定頻率局部振蕩器(LO)達(dá)成了非常低的相位。
用于數(shù)字有線電視的本先前技術(shù)調(diào)制器(不管是用于處理單一6MHz或8MHz通道還是若干此類通道)總是需要通常為雙轉(zhuǎn)換超外差型的上變頻器，以將信號置于其目標(biāo)RF頻帶中。這些上變頻器昂貴且笨重，并且因為其在約50MHz至850MHz的整個有線頻譜形式上必須具有頻率捷變，所以其必須通常利用至少一寬頻帶電壓控制振蕩器(VCO)。通常這些振蕩器為可變電抗器調(diào)諧型振蕩器。給定可變電抗器調(diào)諧的效能限制，這些振蕩器通常展示顯著的相位噪聲。
然而，近來在高速、高精確性數(shù)字-至-模擬轉(zhuǎn)換器(DAC)設(shè)計中的進(jìn)展建議一更簡單、代價更少的調(diào)制器架構(gòu)。例如，富士通的MB-86064雙DAC允許以$80價格的轉(zhuǎn)換速率800Ms/s(每秒百萬個樣品)。此雙DAC為一般的寬頻帶信號提供了與70db ACPR(鄰近通道功率比)一致的AC精確性。由于可得到這些高D/A轉(zhuǎn)換速率，所以為數(shù)字有線調(diào)制器數(shù)字地執(zhí)行所有頻率變換變得實際。
圖6為一直接至RF多通道QAM調(diào)制器600的方塊圖，所述多通道QAM調(diào)制器600通過利用高效能、高速1000Ms/s DAC 676A與676B而消除了對上變頻器的需求。單一低相位噪聲振蕩器680為調(diào)制器600提供了1000MHz主時鐘。振蕩器680較佳為SAW(表面聲波)振蕩器，但也可實施有一基于高Q諧振器的振蕩器。這些SAW振蕩器(SO)與電壓控制SAW振蕩器共同用于電信應(yīng)用中，諸如SONET(同步光學(xué)網(wǎng)絡(luò))時鐘恢復(fù)。
一實施于(例如)諸如FPGA(現(xiàn)場可程序化閘陣列)的邏輯設(shè)備中的數(shù)字信號處理系統(tǒng)670實施所述直接至RF調(diào)制器的主要數(shù)字部分以對一組數(shù)字流輸入602A，602B，602C，...，602n進(jìn)行QAM編碼，并將其調(diào)制至一中頻(IF)帶中的一組″基帶″載波頻率上。為保持于廣泛可用的FPGA的效能限制(例如，250Mhz通過量)內(nèi)，將數(shù)字功能670(與圖5的530相同)重復(fù)成四個并行執(zhí)行段，各個執(zhí)行段以所需1000MHz調(diào)制器有效時鐘頻率的四分之一操作。此比單一更高速段需要更多的電路，但可將每個段上的計算性效能需求降低4倍。數(shù)字除法器682以4除主時鐘頻率并將250MHz四分之一速率時鐘提供給分段。時鐘緩沖器684將主時鐘的多個低變形型式提供給電路的剩余部分。通過并行操作，四個250MHz段每250MHz時鐘周期可產(chǎn)生四個復(fù)合輸出。將基于多路復(fù)用器的數(shù)據(jù)選擇機制(概念上類似于DDR機制)用于以主時鐘全速率掃描穿過所述四個段，借此以1000MHz主時鐘速率產(chǎn)生復(fù)合輸出。在圖6所示的實施例中，數(shù)字功能被分成八個獨立的并行分段(630A、630B、630C、630D、630AA、630BB、630CC與630DD)，其中若干對的段(630A與630AA、630B與630BB，等等)以四分之一時鐘速率(250MHz)協(xié)力地操作從而每250MHz時鐘周期產(chǎn)生復(fù)合輸出的真實部分與虛構(gòu)部分一次。有效地，所述分段對一致充當(dāng)單一“復(fù)合”段從而以一個四分之一主時鐘速率產(chǎn)生復(fù)合輸出。四個第一階段的2∶1多路復(fù)用器672A、672B、672C與672D將第一階段的多路復(fù)用提供給500MHz的有效數(shù)據(jù)速率(主時鐘速率的一半)。此每個500MHz時鐘周期產(chǎn)生兩個復(fù)合結(jié)果(四個值)。兩個額外的2∶1多路復(fù)用器674A與674B以1000MHz全時鐘速率在第一階段多路復(fù)用器的兩個復(fù)合輸出之間切換，從而在其輸出處每1000MHz時鐘周期提供一個復(fù)合輸出。
如圖中所示，在晶片上DDR多路復(fù)用器(通常提供于高效能FPGA的輸出電路中)中實施第一階段的多路復(fù)用器672A、672B、672C與672D。在數(shù)字功能670外部提供第二階段的多路復(fù)用器674A與674B作為獨立、專用的高速多路復(fù)用器。
所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員將立即明白，存在用于實施上文所描述的均等數(shù)字功能670的許多可能方式。例如，可利用更多并行段及多路復(fù)用的更多層以實施更低速的邏輯中的功能，或可在更高速的邏輯中利用較少段與多路復(fù)用的較少層。圖6中所示的實施例意欲代表一較佳的實施，但不應(yīng)將其認(rèn)為具有限制性。然而，實現(xiàn)了數(shù)字處理，呈同相及正交數(shù)據(jù)字(復(fù)合輸出的“真實”/“虛構(gòu)”分量)的最后復(fù)合基帶信號被呈現(xiàn)給兩個高效能DAC 676A與676B，(其兩者皆可位于單一設(shè)備上，如與上文所提及的富士通部分那樣)以自數(shù)字形式轉(zhuǎn)換至模擬形式，從而產(chǎn)生兩個模擬輸出。
由低通防混淆濾波器678A與678B(其也將有用的頻寬限制至約650MHz，或約1086MHz通道)來處理這些模擬輸出。接著通過正交混合器將所述經(jīng)濾波的輸出向上頻移500MHz，所述正交混合器包含通過同步產(chǎn)生的500MHz正交時鐘686A與686B而得以計時的第一與第二雙平衡混合器688A與688B，以產(chǎn)生一橫跨自約175MHz至825MHz頻率范圍的輸出信號。由一將1000MHz主時鐘分成兩個成90度分離的500MHz正交分量的數(shù)字除法器686來產(chǎn)生正交時鐘686A與686B，其中0度正交時鐘分量686A應(yīng)用于第一混合器688A，且90度移位的正交時鐘分量686B應(yīng)用于第二混合器688B。這些雙平衡混合器688A與688B可為常規(guī)雙平衡被動二極管混合器，其由于其固有的差分接口與寬的頻寬而很好地適合于此應(yīng)用。轉(zhuǎn)換損失必須由功率放大器鏈來彌補，但以這些頻率獲得增益卻簡單且便宜。
如上文所描述，通過用2除可自1000MHz主時鐘獲得500MHz正交時鐘686A與686B。此為低相位噪聲操作，假定良好品質(zhì)的除法器，那么500MHz正交信號展示出低相位噪聲。使用1000MHz主時鐘的上升邊緣以產(chǎn)生一個500MHz正交時鐘并利用下降邊緣以產(chǎn)生另一個500MHz正交時鐘，此可產(chǎn)生兩個呈相位正交的500MHz信號。兩個信號的反轉(zhuǎn)型式也可自除法器獲得，從而產(chǎn)生差分時鐘信號以饋入給混合器688A與688B的LO端口。
盡管1000MHz信號的工作循環(huán)將并非精確為50％且除法器的延遲可能并不精確匹配，但是無論如何其將非常穩(wěn)定。因此，可以上文關(guān)于圖5所描述的方式來數(shù)字性地補償任何所得正交誤差。一種用以產(chǎn)生正交時鐘信號686A與686B的替代方法是使用一單一除法器以自1000MHz主時鐘獲得單一500MHz時鐘，接著利用一傳輸線延遲以產(chǎn)生所需的90度相移。(注意此處固定頻率的便利性。)需要約40-45dB的邊帶抑制以保持256-QAM的可接受的信號品質(zhì)。
最后，在合計區(qū)塊690中合計兩個混合器688A與688B的輸出，并由一功率放大器將所述輸出放大以產(chǎn)生一個多RF輸出694。
上文關(guān)于圖6所描述的調(diào)制器的種類在當(dāng)已應(yīng)用了其的有線頻譜主要為數(shù)字頻譜時最有用，從而需要很少或不需要與“傳統(tǒng)”模擬信號的RF組合。由于數(shù)字電視分布朝專有的數(shù)字傳輸遷移得更近，所以此情形很可能發(fā)生同時頻率增加。當(dāng)有線頻譜主要為數(shù)字頻譜時，那么RF組合網(wǎng)絡(luò)可幾乎完全消除，因為調(diào)制器將已經(jīng)組合了所有必需的信號。至多一些傳統(tǒng)模擬通道可能不得不組合于有線頻譜中。因此，與被動RF組合網(wǎng)絡(luò)有關(guān)的插入損失得以消除，從而減少了對調(diào)制器中高度線性、高功率放大器(PA)的需求，其輸出功率的大部分從前在組合器損失中被浪費。(在全面點播(EOD)環(huán)境中及任何其中信號分布純粹數(shù)字地完成的環(huán)境中，在頭端處的同通道隔離需求完全消失。)如果調(diào)制器放大器僅需要功率足夠大以驅(qū)動激光傳輸器(在HFC環(huán)境中)，那么此可最小化系統(tǒng)成本；實際上，典型激光傳輸器可以約-10dBm的總信號功率很好地執(zhí)行，所述總信號功率可以必需的線性由相對簡單的低功率反饋放大器(且可能甚至更直接地由某些混合器)來供應(yīng)。
所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員將立即了解，上文所展示并描述的較佳實施例表示適應(yīng)當(dāng)前可用的數(shù)字信號處理、D/A轉(zhuǎn)換器和/或上變頻器技術(shù)的特定實施，且可不難作出對那些實施例的修改以適應(yīng)替代性技術(shù)。例如，給定足夠的速度，圖5多通道QAM調(diào)制器的所有部分或一部分均可實施于數(shù)字信號處理器或通用處理器上的軟件中，從而用均等的計算機代碼代替數(shù)字邏輯。此系統(tǒng)可經(jīng)特定設(shè)計以執(zhí)行本發(fā)明性技術(shù)的功能，或可實施于一市售處理器上。在此系統(tǒng)中，可將代碼存儲為計算機可讀取媒體中的計算機指令。計算機可讀取媒體的實例包括(但不限于)磁性媒體，諸如硬碟、軟盤與磁帶；光學(xué)媒體，諸如CD-ROM與全息設(shè)備；磁光媒體，諸如光磁軟盤；和經(jīng)特定配置以存儲并執(zhí)行程序代碼的硬件設(shè)備，諸如特殊應(yīng)用集成電路(“ASIC”)、可程序化邏輯設(shè)備(“PLD”)及ROM與RAM設(shè)備。計算機代碼的實例包括諸如由編譯程序產(chǎn)生的機器代碼和包含更高級代碼并由一計算機使用解釋程序來執(zhí)行的文件。例如，本發(fā)明的一個實施例可使用Java、C或其它面向?qū)ο蟮某绦蛘Z言及開發(fā)工具來實施。本發(fā)明的另一個實施例可實施于硬連線的電路中以代替或組合機器可執(zhí)行軟件指令。
盡管已關(guān)于某一較佳實施例或一些較佳實施例展示并描述了本發(fā)明，但是對于所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員來說，在閱讀并了解了此說明書及附屬圖式之后，將想起某些均等的變更與修改。特別關(guān)于由上述組件(總成、設(shè)備、電路等)所執(zhí)行的各種功能來說，用于描述這些組件的術(shù)語(包括對″構(gòu)件″的參考)意欲對應(yīng)于(除非另有指示)執(zhí)行所描述的組件的特定功能的任何組件(即，其為功能上的均等物)，即使結(jié)構(gòu)上與所揭示的執(zhí)行本文所說明的本發(fā)明示范性實施例中的功能的結(jié)構(gòu)不均等。此外，盡管已關(guān)于若干實施例中的僅一個實施例揭示了本發(fā)明的一特定特征，但是此特征可與其它實施例的一或多個特征組合，如對于任何給定或特定應(yīng)用而言為所要的且有利的。
modulator_256qam.vAPPENDIXmodulator_256qam.v

APPENDIX

附錄-1
mpeg_checksum.vmpeg_checksum.v


附錄-2
mpeg_checksum.v

附錄-3
pad_16_to_24.vpad_16_to_24.v

附錄-4
pipe.vpipe.v

附錄-5
ram.vram.v


附錄-6
rmult.vrmult.v

附錄-7
rom.vrom.v


附錄-8
rom.v


附錄-9
rom.v


附錄-10
rom.v


附錄-11
rom.v


附錄-12
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附錄-13
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附錄-14
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附錄-15
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附錄-16
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附錄-17
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附錄-18
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附錄-19
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附錄-20
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附錄-21
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附錄-22
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附錄-23
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附錄-24
rom.v


附錄-25
rom.v


附錄-26
rom.v


附錄-27
rom.v


附錄-28
rom.v


附錄-29
rom.v


附錄-30
rom.v


附錄-31
rom.v


附錄-32
rom.v


附錄-33
rom.v


附錄-34
rom.v


附錄-35
rom.v


附錄-36
rom.v

附錄-37
fft24.vfft24.v


附錄-38
fft24.v


附錄-39
fft24.v


附錄-40
fft24.v


附錄-41
fft24.v


附錄-42
fft24.v


附錄-43
fft24.v


附錄-44
fft24.v


附錄-45
fft24.v

附錄-46
interpolate_256qam.vinterpolate_256qam.v


附錄-47
interpolate_256qam.v


附錄-48
interpolate_256qam.v


附錄-49
interpolate_256qam.v

附錄-50
e16.ve16.v

附錄-51
fec.vfec.v


附錄-52
fec.v


附錄-53
fec.v


附錄-54
fec.v


附錄-55
fec.v


附錄-56
fec.v


附錄-57
fec.v


附錄-58
fec.v


附錄-59
fec.v


附錄-60
fec.v

附錄-61
lib.vfreq_shift.v


附錄-62
lib.v

附錄-63
lib.vlib.v


附錄-64
lib.v


附錄-65
lib.v


附錄-66
lib.v


附錄-67
lib.v


附錄-68
lib.v


附錄-69
lib.v

附錄-70
interleaver.vinterleaver.v


附錄-71
interleaver.v


附錄-72
interleaver.v


附錄-73
interleaver.v

附錄-74
rs_encoder.vrs_encoder.v


附錄-75
rs_encoder.v

附錄-76
transpose.vtranspose.v


附錄-77
width_7_to_14.vwidth_7_to_14.v


附錄-78
width_8_to_7.vwidth_8_to_7.v


附錄-79
權(quán)利要求
1.一種寬頻帶多通道直接至RF的QAM調(diào)制器，其用于將復(fù)數(shù)個數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流調(diào)制至一單一多RF輸出上，其特征在于一以一主時鐘頻率操作的高頻主時鐘源；編碼構(gòu)件，其用于將所述數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流中的每一者編碼成一組QAM編碼流；反向FFT(IFFT)處理構(gòu)件，其用于將所述復(fù)數(shù)個QAM編碼流同時轉(zhuǎn)換成一單一數(shù)字多通道IF流，從而將所述多個QAM編碼流編碼至一中頻帶中的一組均勻間隔的載波頻率上；數(shù)字-至-模擬轉(zhuǎn)換構(gòu)件，其用于將所述單一數(shù)字多通道IF流轉(zhuǎn)換成一模擬多通道IF流；和同步計時正交調(diào)制構(gòu)件，其用以將所述模擬多通道IF流向上頻移所述主時鐘頻率的一半而移至所述單一多RF輸出上。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的調(diào)制器，其中將所述編碼構(gòu)件及IFFT處理構(gòu)件的至少一部分實施為以所述主時鐘頻率的一個二進(jìn)制分諧波操作的一組并行執(zhí)行段，從而以所述分諧波速率產(chǎn)生輸出。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的調(diào)制器，其特征進(jìn)一步在于多路復(fù)用構(gòu)件，其用于以所述主時鐘速率在所述并行執(zhí)行段的輸出之間進(jìn)行切換從而以所述主時鐘速率產(chǎn)生輸出。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的多通道QAM調(diào)制器，其中根據(jù)ITU J.83附錄B來對所述數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流進(jìn)行QAM-256編碼。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的多通道QAM調(diào)制器，其特征進(jìn)一步在于后IFFT組合濾波構(gòu)件，其用于執(zhí)行基帶與反成像濾波的組合等效內(nèi)容。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的多通道QAM調(diào)制器，其特征進(jìn)一步在于內(nèi)插構(gòu)件，其用于補償一QAM符號速率與一通道間距之間的一差異。
7.一種多通道直接至RF的QAM調(diào)制器，其用于將復(fù)數(shù)個數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流調(diào)制至一多RF輸出上，其特征在于QAM編碼構(gòu)件，其用于將所述數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流編碼成類似的復(fù)數(shù)個QAM編碼符號流；IFFT處理構(gòu)件，其使每個QAM編碼符號流被施加至其一特定復(fù)合頻率輸入，所述IFFT處理構(gòu)件產(chǎn)生一時域信號，所述時域信號代表被調(diào)制至一中頻(IF)帶中的一組均勻間隔載波頻率上的所述復(fù)數(shù)個QAM編碼符號流；后IFFT濾波構(gòu)件，其產(chǎn)生一經(jīng)濾波的時域信號，以執(zhí)行基帶濾波、反成像濾波與速率內(nèi)插的所述組合等效物從而補償一QAM符號速率與一通道間距之間的一差異；數(shù)字-至-模擬轉(zhuǎn)換構(gòu)件，其用于將所述經(jīng)濾波的時域信號自復(fù)合數(shù)字形式轉(zhuǎn)換為復(fù)合模擬形式；和同步計時正交調(diào)制構(gòu)件，其將所述模擬多通道IF流向上頻移所述主時鐘頻率的一半而移至所述單一多RF輸出上。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的調(diào)制器，其特征進(jìn)一步在于數(shù)字正交校正構(gòu)件，其用于補償所述同步計時正交調(diào)制構(gòu)件中的正交誤差。
9.根據(jù)權(quán)利要求7所述的調(diào)制器，其中將所述編碼構(gòu)件及IFFT處理構(gòu)件的至少一部分實施為以所述主時鐘頻率的一個二進(jìn)制分諧波操作的一組并行執(zhí)行段，從而以所述分諧波速率產(chǎn)生輸出。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的調(diào)制器，其特征進(jìn)一步在于多路復(fù)用構(gòu)件，其用于以所述主時鐘速率在所述并行執(zhí)行段的輸出之間進(jìn)行切換，從而以所述主時鐘速率產(chǎn)生輸出。
11.一種用于將復(fù)數(shù)個數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流直接至RF多通道QAM調(diào)制至一多RF輸出上的方法，包含以一主時鐘頻率提供一高頻率主時鐘源；提供復(fù)數(shù)個數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)輸入流；將所述數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流中的每一者編碼成一組QAM編碼流；經(jīng)由一反向FFT(IFFT)以所述主時鐘頻率處理所述QAM編碼流以將所述復(fù)數(shù)個QAM編碼流調(diào)制成一單一復(fù)合數(shù)字多通道IF流，從而將所述多個QAM編碼流編碼至一中頻帶中的一組均勻間隔的載波頻率上；將所述數(shù)字多通道IF流轉(zhuǎn)換成模擬形式；和將所述模擬多通道IF流向上同步頻移所述主時鐘頻率的一半而移至所述多RF輸出上。
12.根據(jù)權(quán)利要求10所述的方法，其進(jìn)一步包含根據(jù)ITU J.83附錄B對所述數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流進(jìn)行QAM-256編碼。
13.根據(jù)權(quán)利要求10所述的方法，其進(jìn)一步包含在一組合的基帶與反成像濾波器中對所述數(shù)字多通道IF流進(jìn)行后IFFT濾波。
14.根據(jù)權(quán)利要求10所述的多通道QAM調(diào)制器，其進(jìn)一步包含內(nèi)插所述數(shù)字多通道IF流以補償一QAM符號速率與一通道間距之間的一差異。
全文摘要
本發(fā)明描述了寬頻帶、直接至RF的多通道QAM調(diào)制，借此利用IFFT處理將復(fù)數(shù)個編碼符號流(202A，202B，...202C)并行調(diào)制至類似的復(fù)數(shù)個均勻間隔的載波上。利用一高頻率主時鐘與多個高效能、高頻率D/A轉(zhuǎn)換器(210)。所述IFFT調(diào)制處理產(chǎn)生一中間“基帶”頻率下的多通道多路復(fù)用。接著將所述多通道多路復(fù)用同步轉(zhuǎn)換為模擬形式并使用一正交雙平衡混合電路(222A，222B，...222n)將所述多通道多路復(fù)用同步向上頻移主時鐘頻率的一半。所得多通道編碼多路復(fù)用占據(jù)一以主時鐘頻率的一半為中心的頻帶?？衫枚嗨俾始夹g(shù)自不能夠以主時鐘頻率直接操作的數(shù)字邏輯產(chǎn)生高速數(shù)字處理。
文檔編號H04L27/26GK1778084SQ200480010809
公開日2006年5月24日 申請日期2004年4月21日 優(yōu)先權(quán)日2003年4月21日
發(fā)明者彼得·蒙塔 申請人:Rgb網(wǎng)絡(luò)有限公司