專利名稱：提取正交頻分多路復(fù)用信號樣本的相位的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及處理正交頻分多路復(fù)用(OFDM)信號。
背景技術(shù)：
這個部分旨在向讀者介紹可能與下面所述和/或所要求的本發(fā)明的各個方面有關(guān)的現(xiàn)有技術(shù)的各個方面。我們相信，這個討論有助于向讀者提供背景信息，便于更好地了解本發(fā)明的各個方面。于是，應(yīng)該明白，這些敘述起的就是這樣的作用，而不是作為現(xiàn)有技術(shù)的介紹。
無線局域網(wǎng)(WLAN)是作為建筑物或校園內(nèi)的有線局域網(wǎng)的替代物或擴充物實現(xiàn)的靈活數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)。利用電磁波，WLAN在空中發(fā)送和接收數(shù)據(jù)，使對有線連接的需要降到最低程度。因此，WLAN將數(shù)據(jù)連通性與用戶移動性結(jié)合在一起，并且，通過簡化配置就可以使移動LAN(局域網(wǎng))得以實現(xiàn)。已經(jīng)從利用便攜式終端(例如，筆記本電腦)發(fā)送和接收實時信息的生產(chǎn)率提高中獲益的一些產(chǎn)業(yè)是數(shù)字本地連網(wǎng)產(chǎn)業(yè)、保健產(chǎn)業(yè)、零售產(chǎn)業(yè)、制造產(chǎn)業(yè)、和倉儲產(chǎn)業(yè)。
WLAN的制造者在設(shè)計WLAN的時候，有形形色色的發(fā)送技術(shù)可供選擇。一些示范性的技術(shù)是多載波系統(tǒng)、擴頻系統(tǒng)、窄帶系統(tǒng)、和紅外線系統(tǒng)。盡管每種系統(tǒng)都有它自身的優(yōu)缺點，但已經(jīng)證明一種特定類型的多載波發(fā)送系統(tǒng)-正交頻分多路復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)對于WLAN通信格外有用。
OFDM是在信道上有效發(fā)送數(shù)據(jù)的強抗干擾技術(shù)。該技術(shù)利用信道帶寬內(nèi)的數(shù)個副載波頻率(副載波)發(fā)送數(shù)據(jù)。將這些副載波安排成與可能浪費部分信道帶寬的傳統(tǒng)頻分多路復(fù)用(FDM)相比最佳的帶寬效率，以便分離和孤立副載波頻譜，從而避免載波間干擾(ICI)。相比之下，盡管OFDM副載波的頻譜在OFDM信道帶寬內(nèi)顯著重疊，但OFDM仍然使已經(jīng)調(diào)制在每個副載波上的信息得到分辨和恢復(fù)。
通過OFDM信號經(jīng)由信道發(fā)送數(shù)據(jù)還提供了比傳統(tǒng)發(fā)送技術(shù)好得多的幾個其它優(yōu)點。這些優(yōu)點的一些是對多路徑延遲擴展和頻率選擇性衰落的容忍度、高效的譜使用、簡化的子信道均衡、和良好的干擾特性。
在處理OFDM信號時，往往希望確定與輸入信號相對應(yīng)的給定復(fù)數(shù)的相位。這樣復(fù)數(shù)的一個例子是頻域副載波值。確定代表輸入信號的復(fù)數(shù)的相位的能力對于許多目的都是有用的，譬如，使接收數(shù)據(jù)信號同步，以便與發(fā)送數(shù)據(jù)相比，最大程度地保證接收數(shù)據(jù)的完整性。傳統(tǒng)上，確定復(fù)數(shù)的相位需要首先求出復(fù)數(shù)相位的正切正切＝虛部/實部在確定了復(fù)數(shù)的正切之后，使用反正切查用表來確定與輸入信號相對應(yīng)的復(fù)數(shù)的相位角。取決于所要求的精度，這樣的反正切查用表可能非常巨大，用硬件來實現(xiàn)十分昂貴。無需訪問反正切查用表就能夠確定與輸入信號相對應(yīng)的復(fù)數(shù)的相位的方法和設(shè)備是眾望所歸。

發(fā)明內(nèi)容
公開的實施例涉及無需實現(xiàn)額外昂貴的電路或應(yīng)用相對慢的反正切查用表，利用存在于典型正交頻分多路復(fù)用(OFDM)接收機中的電路來求出與輸入信號相對應(yīng)的復(fù)數(shù)的相位。將與輸入信號相對應(yīng)的復(fù)數(shù)的幅度歸一化，這樣做具有提取樣本的復(fù)部的指數(shù)的效果。可以讓指數(shù)經(jīng)過包括數(shù)控振蕩器(NCO)的閉環(huán)。到閉環(huán)的輸入值在長到足以使循環(huán)對輸入樣本的任何相位都收斂的預(yù)定個數(shù)時鐘周期內(nèi)保持常數(shù)。在收斂之后，NCO的輸出將是與對應(yīng)于輸入信號的復(fù)數(shù)的相位成正比的信號?？赡苄枰郊拥臄?shù)學(xué)處理將NCO輸出轉(zhuǎn)換成所希望相位值。


在附圖中圖1是示范性O(shè)FDM接收機的方塊圖；圖2是例示訓(xùn)練序列、用戶數(shù)據(jù)、和導(dǎo)頻信號在OFDM碼元幀內(nèi)的位置的圖形；圖3是提取與輸入信號相對應(yīng)的復(fù)數(shù)的相位的電路的方塊圖；圖4是歸一化與輸入信號相對應(yīng)的復(fù)數(shù)的電路的可替代實施例；和圖5是例示本發(fā)明的示范性實施例的操作的過程流程圖。
具體實施例方式
通過舉例給出如下描述，本發(fā)明的特征和優(yōu)點將更加清楚。
參照圖1，典型OFDM接收機10的第一單元是RF(射頻)接收機12。存在許多種RF接收機12的變型，并且在現(xiàn)有技術(shù)中是眾所周知的，但是，通常，RF接收機12包括天線14、低噪聲放大器(LNA)16、RF帶通濾波器18、自動增益控制(AGC)電路20、RF混頻器22、RF載頻本機振蕩器24、和IF(中頻)帶通濾波器26。
通過天線14，RF接收機12在RF OFDM調(diào)制載波經(jīng)過信道之后，接入RFOFDM調(diào)制載波。然后，通過將它與RF本機振蕩器24生成的頻率fcr的接收機載波混合，RF接收機12下變頻轉(zhuǎn)換RF OFDM調(diào)制載波，以獲得接收IF OFDM信號。接收機載波和發(fā)射機載波之間的頻差對載頻偏移Δfc有貢獻。
將這個接收IF OFDM信號耦合到要分別與同相IF信號和90°相移(正交)IF信號混頻的混頻器28和混頻器30，以便分別生成同相和正交OFDM信號。饋入混頻器28的同相IF信號是IF本機振蕩器32生成的。饋入混頻器30的90°相移IF信號是將它提供給混頻器30之前，讓同相IF信號經(jīng)過90°相移器34，從IF本機振蕩器32的同相IF信號中導(dǎo)出的。
然后，讓同相和正交OFDM信號分別經(jīng)過模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)36和38，在ADC 36和38中以時鐘電路40確定的取樣速率fck_r數(shù)字化它們。ADC 36和38分別生成形成同相和正交離散時間OFDM信號的數(shù)字樣本。接收機的取樣速率和發(fā)射機的取樣速率之差是取樣速率偏移Δfck＝fck_r-fck_t。
然后，讓來自ADC 36和38的未濾波同相和正交離散時間OFDM信號分別經(jīng)過數(shù)字低通濾波器42和44。低通數(shù)字濾波器42和44的輸出分別是接收OFDM信號的濾波同相和正交樣本。這樣，接收OFDM信號被轉(zhuǎn)換成分別代表復(fù)值OFDM信號ri＝qi+jpi的實部和虛部的同相(qi)和正交(pi)樣本。然后，將接收OFDM信號的這些同相和正交(實部和虛部)樣本傳送給FFT 46。應(yīng)該注意到，在接收機10的一些傳統(tǒng)實現(xiàn)中，模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換是在IF混頻處理之前完成的。在這樣的實現(xiàn)中，混頻處理涉及數(shù)字混頻器和數(shù)字頻率合成器的使用。此外，還應(yīng)該注意到，在接收機10的許多傳統(tǒng)實現(xiàn)中，模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換是在濾波之后進行的。
FFT 46對接收OFDM信號進行快速付里葉變換(FFT)，以便恢復(fù)在每個OFDM碼元間隔內(nèi)用于調(diào)制副載波的頻域子碼元的序列。然后，F(xiàn)FT 46將子碼元的這些序列傳送到解碼器48。
解碼器48從FFT 46傳送給它的頻域子碼元的序列中恢復(fù)發(fā)送數(shù)據(jù)位。這種恢復(fù)是通過解碼頻域子碼元，以獲得理論上應(yīng)該與饋送到OFDM發(fā)射機的數(shù)據(jù)位流匹配的數(shù)據(jù)位流進行的。這種解碼過程可以包括，例如，軟維特比(Viterbi)解碼和/或里德-索洛蒙(Reed-Solomon)解碼，以便從該塊和/或傳統(tǒng)編碼子碼元中恢復(fù)數(shù)據(jù)。
轉(zhuǎn)到圖2，圖2示出了本發(fā)明的示范性O(shè)FDM碼元幀50。碼元幀50包括訓(xùn)練序列或碼元52、和預(yù)定個數(shù)的成對循環(huán)前綴54和用戶數(shù)據(jù)56，訓(xùn)練序列或碼元52包含OFDM碼元中每個副載波的已知發(fā)送值。例如，推薦的ETSI-BRAN HIPERLAN/2(歐洲)和IEEE 802.11a(美國)無線LAN標準(特此引用，以供參考)將64個已知值或子碼元(即，52個非零值和12個零值)指定給訓(xùn)練序列的所選訓(xùn)練碼元(例如，推薦ETSI標準的“訓(xùn)練碼元C”和推薦IEEE標準的“長OFDM訓(xùn)練碼元”)。用戶數(shù)據(jù)56含有預(yù)定個數(shù)的導(dǎo)頻信號58，導(dǎo)頻信號58內(nèi)嵌在預(yù)定副載波中，也包含已知發(fā)送值。例如，推薦ETSI和IEEE標準含有位于箱體或副載波±7和±21上的4個導(dǎo)頻信號。盡管本發(fā)明被描述成在遵從推薦ETSI-BRAN HIPERLAN/2(歐洲)和IEEE 802.11a(美國)無線LAN標準的接收機中工作，但本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)該認識到，也可以在其它OFDM系統(tǒng)中實現(xiàn)本發(fā)明的原理。
圖3是提取與輸入信號相對應(yīng)的復(fù)數(shù)的相位的電路的方塊圖。在處理OFDM信號時，常常希望確定復(fù)數(shù)，譬如，來自BPF 26(圖1)的輸出的相位。希望知道其相位的復(fù)數(shù)在圖3中用標號60標識。復(fù)數(shù)一般可以表示如下|a|ej*phi]]>在這個表示中，|a|是復(fù)數(shù)的幅度，和phi是用弧度表示的復(fù)數(shù)相位角。
為了提取這個相位角，必須用數(shù)學(xué)方法運算復(fù)數(shù)表示，以確定角度phi。這種數(shù)學(xué)運算的第一步是從樣本的復(fù)表示中提取指數(shù)。指數(shù)的提取可以通過將樣本的幅度歸一化成1來完成。歸一化復(fù)數(shù)的幅度保證了不變增益閉環(huán)操作，這又保證了在固定個時鐘周期上的循環(huán)收斂。歸一化復(fù)數(shù)幅度的步驟使環(huán)路輸出在預(yù)定個數(shù)時鐘周期(即，在已知循環(huán)已經(jīng)收斂之后)之后得到取樣，從而不需要實現(xiàn)相當(dāng)昂貴和可能不可靠的鎖環(huán)指示器。
為了歸一化復(fù)數(shù)，求平方電路62求出復(fù)數(shù)幅度|a|的平方，求平方電路62通常存在于大多數(shù)OFDM接收機中(即，無需專門包括)。求平方電路64求出復(fù)數(shù)總值(實部和虛部兩者)的平方。如果在本發(fā)明得以實現(xiàn)的OFDM接收機中不存在另外的求平方電路，求平方電路62可以用于求出復(fù)數(shù)的平方，以及確定復(fù)數(shù)幅度的平方。求倒數(shù)電路66(通常也存在于大多數(shù)OFDM接收機中)用于求出求平方電路62的輸出的倒數(shù)。乘法器68將求平方電路64的輸出和求倒數(shù)電路66的輸出組合在一起。乘法器68的輸出等于復(fù)數(shù)平方的歸一化值，它可以表達成e2j*phi。
現(xiàn)在，復(fù)數(shù)的幅度已經(jīng)被歸一化，確定復(fù)數(shù)相位角的第二步包括通過閉環(huán)發(fā)送乘法器68的輸出。通常在OFDM接收機(即，無需專門加入)中實現(xiàn)的二階載波跟蹤環(huán)用于這個目的。
本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)該認識到，必須在預(yù)定個數(shù)時鐘周期內(nèi)將乘法器68的輸出提供給跟蹤環(huán)(從退旋器70開始)，以保證循環(huán)穩(wěn)定化。本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員可以容易地確定在給定OFDM接收機配置中保證循環(huán)穩(wěn)定化所需的確切時鐘周期個數(shù)。此外，循環(huán)穩(wěn)定化所需的時鐘周期個數(shù)的確定不是本發(fā)明的關(guān)鍵方面。
繼續(xù)描述諸如典型OFDM接收機的載波跟蹤環(huán)之類的閉環(huán)對復(fù)數(shù)的處理，將來自乘法器68的輸出饋送到退旋器70和讓退旋器70的輸出經(jīng)過相位檢測器72。讓相位檢測器72的輸出經(jīng)過積分增益放大器74和比例增益放大器76。將積分增益放大器74的輸出饋送到積分器78。求和電路80將積分器78的輸出與比例增益放大器76的輸出組合在一起。將求和電路80的輸出饋送到數(shù)控振蕩器(NCO)82，數(shù)控振蕩器(NCO)82將輸出饋送到正弦/余弦查用表84。將正弦/余弦查用表84的輸出作為反饋提供給退旋器70。
在所示的實施例中，NCO 82的輸出等于與輸入信號相對應(yīng)的復(fù)數(shù)的相位的兩倍。除法器電路84將NCO 82的輸出除以2得出相當(dāng)于復(fù)數(shù)的相位角phi的信號86。因此，本發(fā)明無需麻煩的和昂貴的反正切查用表就可以確定與輸入信號相對應(yīng)的復(fù)數(shù)的相位角。
圖4是歸一化復(fù)數(shù)的電路的可替代實施例。在如圖4所示的實施例中，求倒數(shù)電路90求出復(fù)數(shù)60的倒數(shù)。復(fù)共軛電路92確定樣本倒數(shù)的復(fù)共軛。乘法器94將復(fù)共軛電路92的輸出乘以復(fù)數(shù)60(實部和虛部兩者)?？梢詫⒊朔ㄆ?4的輸出-復(fù)數(shù)60的歸一化值饋送到從退旋器70開始的如圖3所示的閉環(huán)電路。然后，繼續(xù)像參照圖3所述的那樣的信號處理。
圖5是例示本發(fā)明的示范性實施例的操作的過程流程圖。整個過程用標號100表示。過程從步驟102開始。在步驟104中，獲取與輸入信號相對應(yīng)的復(fù)數(shù)。這個復(fù)數(shù)可以代表OFDM接收機接收的OFDM信號的一部分。在步驟106中，歸一化復(fù)數(shù)。歸一化可以利用包括硬件方法、軟件方法、和硬件和軟件組合方法在內(nèi)的任何已知方法進行?？梢杂糜跉w一化復(fù)數(shù)的電路例子如圖3(饋送到退旋器70的電路)和圖4所示和參照圖3和圖4所述。如上所述，與輸入信號相對應(yīng)的復(fù)數(shù)的歸一化保證了在預(yù)定個數(shù)接收機時鐘周期內(nèi)的循環(huán)收斂。
接著，在步驟108中將歸一化復(fù)數(shù)饋送到閉環(huán)。這樣環(huán)路的例子是通常存在于OFDM接收機中的載波跟蹤環(huán)。在步驟110中，保持到閉環(huán)的輸入在預(yù)定個數(shù)時鐘周期內(nèi)不變。如上所述，等待預(yù)定個數(shù)時鐘周期的目的是允許循環(huán)收斂在與復(fù)數(shù)的相位成正比的值附近。在步驟112中，將環(huán)路輸出除以2，得出復(fù)數(shù)的相位。本發(fā)明的方法不需要實現(xiàn)昂貴的和費時的反正切查用表來確定與輸入信號相對應(yīng)的復(fù)數(shù)的相位。在步驟114中，結(jié)束圖5的過程。
盡管本發(fā)明可容許各種變型和可替代形式，但在附圖中通過例子示出了和在本文中詳細描述了特定實施例。應(yīng)該明白，本發(fā)明無意限于所公開的特定形式，而是，本發(fā)明涵蓋落在所附權(quán)利要求書所限定的本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)的所有變型、等效物和替代物。
權(quán)利要求
1.一種確定與輸入信號相對應(yīng)的復(fù)數(shù)的相位的方法，該方法包括如下步驟歸一化(106)復(fù)數(shù)以獲得歸一化的復(fù)數(shù)；通過閉環(huán)處理(108)歸一化的復(fù)數(shù)，以生成與復(fù)數(shù)的相位成正比的信號；和從與復(fù)數(shù)的相位成正比的信號中確定(110，112)復(fù)數(shù)的相位。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，包括接收(104)正交頻分多路復(fù)用OFDM信號；和其中，復(fù)數(shù)對應(yīng)于OFDM信號的至少一部分。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，處理歸一化的復(fù)數(shù)的步驟包括等待(110)循環(huán)收斂。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的方法，其中，等待(110)步驟是在預(yù)定個數(shù)時鐘周期內(nèi)執(zhí)行的。
5.根據(jù)權(quán)利要求3所述的方法，其中，確定相位的步驟包括將與復(fù)數(shù)的相位成正比的信號除以(112)一個數(shù)，以得出復(fù)數(shù)的相位。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其中，這個數(shù)是2。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，歸一化(106)復(fù)數(shù)的步驟包括求出復(fù)數(shù)的倒數(shù)(90)以獲得復(fù)數(shù)倒數(shù)；確定(92)復(fù)數(shù)倒數(shù)的復(fù)共軛；和將復(fù)數(shù)倒數(shù)的復(fù)共軛乘以(94)復(fù)數(shù)。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，歸一化(106)復(fù)數(shù)的步驟包括求出復(fù)數(shù)的幅度的平方(62)，以生成復(fù)數(shù)幅度平方；求出復(fù)數(shù)幅度平方的倒數(shù)(66)，以生成復(fù)數(shù)幅度平方倒數(shù)；求出復(fù)數(shù)的平方(64)，以獲得復(fù)數(shù)平方；和將復(fù)數(shù)幅度平方倒數(shù)乘以(68)復(fù)數(shù)平方。
9.一種確定復(fù)數(shù)相位的設(shè)備，該設(shè)備包括歸一化復(fù)數(shù)以生成歸一化的復(fù)數(shù)的電路(62-68)；和接收歸一化的復(fù)數(shù)并生成與復(fù)數(shù)的相位成正比的輸出的閉環(huán)電路(70-84)。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的設(shè)備，其中，該設(shè)備包含在正交頻分多路復(fù)用(OFDM)接收機中。
11.根據(jù)權(quán)利要求9所述的設(shè)備，其中，與復(fù)數(shù)的相位成正比的輸出(86)是復(fù)數(shù)的相位的兩倍。
12.根據(jù)權(quán)利要求9所述的設(shè)備，其中，在預(yù)定時間間隔內(nèi)向閉環(huán)電路提供歸一化復(fù)數(shù)。
13.根據(jù)權(quán)利要求12所述的設(shè)備，其中，預(yù)定時間間隔對應(yīng)于預(yù)定個數(shù)時鐘周期。
14.根據(jù)權(quán)利要求9所述的設(shè)備，其中，歸一化復(fù)數(shù)的電路包括適合于求出復(fù)數(shù)的倒數(shù)以獲得復(fù)數(shù)倒數(shù)的電路(90)；適合于確定復(fù)數(shù)倒數(shù)的復(fù)共軛的電路(92)；和適合于將復(fù)數(shù)倒數(shù)的復(fù)共軛乘以復(fù)數(shù)的電路(94)。
15.根據(jù)權(quán)利要求9所述的設(shè)備，其中，歸一化復(fù)數(shù)的電路包括適合于求出復(fù)數(shù)幅度的平方以生成復(fù)數(shù)幅度平方的電路(62)；適合于求出復(fù)數(shù)幅度平方的倒數(shù)以生成復(fù)數(shù)幅度平方倒數(shù)的電路(66)；適合于求出復(fù)數(shù)的平方以獲得復(fù)數(shù)平方的電路(64)；和適合于將復(fù)數(shù)幅度平方倒數(shù)乘以復(fù)數(shù)平方的電路(68)。
16.一種正交頻分多路復(fù)用OFDM接收機，包括接收發(fā)送OFDM信號和將發(fā)送OFDM信號的至少一部分轉(zhuǎn)換成復(fù)數(shù)的電路；歸一化復(fù)數(shù)以生成歸一化復(fù)數(shù)的電路(62-68)；和接收歸一化復(fù)數(shù)和生成與復(fù)數(shù)相位成正比的輸出的閉環(huán)電路(70-84)。
17.根據(jù)權(quán)利要求16所述的OFDM接收機，其中，與復(fù)數(shù)相位成正比的輸出是復(fù)數(shù)相位的兩倍。
18.根據(jù)權(quán)利要求16所述的OFDM接收機，其中，在預(yù)定時間間隔內(nèi)向閉環(huán)電路提供歸一化復(fù)數(shù)。
19.根據(jù)權(quán)利要求16所述的OFDM接收機，其中，歸一化復(fù)數(shù)的電路包括適合于求出復(fù)數(shù)的倒數(shù)以獲得復(fù)數(shù)倒數(shù)的電路(90)；適合于確定復(fù)數(shù)倒數(shù)的復(fù)共軛的電路(92)；和適合于將復(fù)數(shù)倒數(shù)的復(fù)共軛乘以復(fù)數(shù)的電路(94)。
20.根據(jù)權(quán)利要求16所述的OFDM接收機，其中，歸一化復(fù)數(shù)的電路包括適合于求出復(fù)數(shù)幅度的平方以生成復(fù)數(shù)幅度平方的電路(62)；適合于求出復(fù)數(shù)幅度平方的倒數(shù)以生成復(fù)數(shù)幅度平方倒數(shù)的電路(66)；適合于求出復(fù)數(shù)的平方以獲得復(fù)數(shù)平方的電路(64)；和適合于將復(fù)數(shù)幅度平方倒數(shù)乘以復(fù)數(shù)平方的電路(68)。
全文摘要
公開的實施例涉及無需實現(xiàn)額外昂貴的電路或應(yīng)用相對慢的反正切查用表，利用存在于典型正交頻分多路復(fù)用(OFDM)接收機中的電路來得到與輸入信號相對應(yīng)的一個復(fù)數(shù)的相位。通過一個閉環(huán)來歸一化(106)并處理(108，110)該復(fù)數(shù)的幅度，以產(chǎn)生與該復(fù)數(shù)的相位成正比的輸出(112)。
文檔編號H04L27/00GK1669256SQ02829690
公開日2005年9月14日 申請日期2002年7月31日 優(yōu)先權(quán)日2002年7月31日
發(fā)明者馬克西姆·B·貝洛特瑟科夫斯基, 文森特·德莫林, 小路易斯·R·利特溫 申請人:湯姆森特許公司