專利名稱：同相/正交相位失衡補償?shù)闹谱鞣椒?br> 技術領域：
本發(fā)明一般地涉及正交調(diào)制，并且更特別地涉及在收發(fā)信機中補償同相/正交相位失衡的方法和裝置。
背景技術：
一些射頻(RF)收發(fā)信機提供了直接或低中頻(IF)轉換體系結構，其中可以利用單級正交調(diào)制，而無需體積大的模擬濾波器。在這些體系結構中，收發(fā)信機經(jīng)常在并行的信號流之間產(chǎn)生與被調(diào)制載波的同相(I)和正交相位(Q)分量相關的失衡。這些I/Q失衡能夠包括大約1％-3％的振幅和/或相位不匹配。通常，這種I/Q失衡由涉及在集成電路(IC)的微加工中的有限容差的錯誤產(chǎn)生。因此，I/Q失衡不能完全從IC收發(fā)信機的模擬分量中予以消除。
在IC收發(fā)信機中，數(shù)字信號處理器(DSP)能夠補償由收發(fā)信機的模擬電路產(chǎn)生的I/Q失衡。實際上，DSP輔助I/Q補償器優(yōu)于模擬的相對物，并且通常易于修改以允許電路自適應。
有多種類型的DSP輔助I/Q失衡補償器。一種DSP輔助I/Q補償器是被配置成通過訓練周期評估I/Q失衡，并且隨后開發(fā)出自適應算法以補償I/Q失衡。另一種DSP輔助I/Q補償器具有對在低IF接收機中的I/Q失衡進行補償?shù)淖赃m應濾波器。
DSP輔助I/Q補償器可能具有多種缺點?？赡艿娜秉c包括并入相當多的額外電路以搜集反饋信息、缺少對在校準電路中的自身的非標準性進行的補償和/或?qū)﹄x線路訓練的信任。因此，迫切需要具有補償在正交調(diào)制收發(fā)信機中的I/Q失衡的其它的方法和裝置。

發(fā)明內(nèi)容
各種實施例都包括通過開發(fā)收發(fā)信機的雙工特性來補償I/Q收發(fā)信機失衡的收發(fā)信機。I/Q補償器的校準包括將發(fā)射機的輸出耦合至接收機的輸入。由發(fā)射機發(fā)送的信號流起由校準電路用以補償由硬件導致的I/Q失衡的訓練流的作用。因此，一些新的收發(fā)信機能夠校準I/Q補償電路，而無需使用離線路訓練周期。
根據(jù)本發(fā)明的一種實施例，公開了一種包括發(fā)射機、接收機和電反饋線路的收發(fā)信機。發(fā)射機具有正交調(diào)制器，并且被配置成補償由發(fā)射機硬件產(chǎn)生的同相/正交相位失衡。正交調(diào)制器被配置成正交調(diào)制載波波形。接收機具有正交解調(diào)器，并且被配置成補償由在接收機中的硬件產(chǎn)生的同相/正交相位失衡。正交解調(diào)器被配置成解調(diào)被正交調(diào)制的載波。電反饋線路將發(fā)射機的輸出連接至接收機的輸入。
根據(jù)本發(fā)明的另一種實施例，公開了一種減少在收發(fā)信機中的同相/正交相位(I/Q)失衡的方法。該方法包括更新收發(fā)信機的一個或多個I/Q補償器的配置以減少在并行的信號流之間的往返I/Q失衡，收發(fā)信機將所述并行的信號流正交調(diào)制在載波波形上，并且隨后從載波波形上解調(diào)。
根據(jù)本發(fā)明的另一種實施例，公開了一種包括發(fā)射機、接收機和同相/正交相位補償控制器的收發(fā)信機。發(fā)射機具有同相/正交相位數(shù)字補償器以從第一和第二輸入數(shù)字信號流并行地產(chǎn)生第一和第二被補償?shù)臄?shù)字信號流。發(fā)射機具有利用所述第一和第二被補償?shù)臄?shù)字信號流正交調(diào)制載波波形的模擬電路。接收機具有通過解調(diào)被正交調(diào)制的載波并行地產(chǎn)生第一和第二被解調(diào)的信號流的模擬電路。接收機具有同相/正交相位數(shù)字補償器以從第一和第二被解調(diào)的信號流并行地產(chǎn)生第三和第四被補償?shù)妮敵鰯?shù)字信號流。同相/正交相位補償控制器被配置成為信號確定同相/正交相位不匹配，所述信號二者都由發(fā)射機正交調(diào)制和由接收機解調(diào)。


圖1是實現(xiàn)了同相/正交相位(I/Q)硬件失衡的動態(tài)補償?shù)恼徽{(diào)制收發(fā)信機的結構圖；圖2是一種操作圖1的收發(fā)信機的方法的時序圖；圖3是示意在圖1中所示的發(fā)射機的模擬(A)和數(shù)字(D)電路的結構圖；圖4A是在圖3中所示的發(fā)射機的模擬處理線路的一種實施例的結構圖；圖4B是在圖3中所示的接收機的模擬處理線路的一種實施例的結構圖；圖5A是在圖3中所示的發(fā)射機的正交調(diào)制器的一種示例的實施例的結構圖；圖5B是在圖3中所示的接收機的正交解調(diào)器的一種示例的實施例的結構圖；圖6A是在圖3中所示的發(fā)射機的I/Q數(shù)字前置補償器的一種實施例的結構圖；圖6B是在圖3中所示的接收機的I/Q數(shù)字后置補償器的一種實施例的結構圖；圖7A和7B表示在圖3的接收機中的2×2開關的兩種模式；圖8是表示一種校準在圖3中所示的收發(fā)信機的I/Q前置補償器和I/Q后置補償器的方法的流程9A-9E示意了當為在圖3中所示的收發(fā)信機的第一示例的實施例執(zhí)行圖8的方法的時候，I/Q增益失衡的演變；圖10表示當為在圖3中示意的收發(fā)信機的第二示例的實施例執(zhí)行圖8的方法的時候，I/Q補償增益和相位的演變的仿真。
在附圖和文字中，相同的附圖標記指示具有類似功能的單元。
在附圖和具體實施方式
中，描述了各種實施例。然而，本發(fā)明可以使用各種形式予以實現(xiàn)，并且不被限制于在附圖和具體實施方式
中所描述的實施例。
具體實施例方式
圖1示意了實現(xiàn)正交調(diào)制電路，例如，具有4個或16個信號點星座圖的正交相移鍵控或16進制相移鍵控的收發(fā)信機10。收發(fā)信機10包括發(fā)射機12、接收機14和同相/正交相位(I/Q)數(shù)字補償控制器16。
發(fā)射機12將并行地接收到的數(shù)字基帶信號流VI，m和VQ，m轉換調(diào)制在載波波形，例如RF波形的同相和正交相位分量上。該轉換包括在數(shù)字(D)和模擬(A)電路中處理并行的信號流。由于微加工容差的固有的局限性和操作環(huán)境的變化，典型地，A電路在這兩個并行的信號流的對應信號之間引入I/Q失衡，也就是，振幅和/或相位失衡。發(fā)射機12在輸出O輸出被正交調(diào)制的載波波形，在這里，例如，在通過發(fā)射天線路20發(fā)送至信道之前，功率放大器18放大被調(diào)制的載波。
接收機14將在輸入I接收到的被正交調(diào)制的載波波形轉換為并行的VI，d和VQ，d數(shù)字基帶信號流。被正交調(diào)制的載波，例如，從接收天線路22通過另一個低噪聲放大器19和2×1開關24得以接收。該轉換包括利用A電路和D電路處理從被正交調(diào)制的載波產(chǎn)生的并行的信號流。由于微加工容差的固有的局限性和/或操作環(huán)境的變化，典型地，A電路在并行的信號流中的信號的對應信號之間引入I/Q失衡，也就是，振幅和/或相位失衡。
I/Q補償控制器16利用通過線路26、28傳輸?shù)目刂菩盘杽討B(tài)地控制發(fā)射機12和接收機14。特別地，I/Q補償控制器16校準發(fā)射機12和接收機14的DSP，也就是D電路，以便DSP補償在每個設備的A電路中產(chǎn)生的振幅和相位I/Q失衡。I/Q補償控制器16在校準模式期間動態(tài)地調(diào)節(jié)DSP。
在每個校準模式中，2×1開關24連接在發(fā)射機12的輸出O和接收機14的輸入I之間的電反饋線路30，并且將接收天線路22從輸入I斷開。在校準模式中，I/Q補償控制器16反復地調(diào)節(jié)DSP，以便VI，d/VQ，d和VI，m/VQ，m在幅度和相位上都相等。校準模式可以被并入收發(fā)信機10的標準雙工操作。
圖2表示了一種將校準(Cal)模式并入標準雙工操作的方法，在其中，收發(fā)信機10插入接收時隙(Rx)和發(fā)送時隙(Tx)。在Rx時隙期間，發(fā)射機12保持空閑，以便收發(fā)信機10的無線路傳輸不干擾來自其它收發(fā)信機(沒有被顯示)的無線路傳輸?shù)慕邮?。然而，在Tx時隙，接收機14不保持空閑。相反，接收機14積極地接收和處理在Tx時隙傳輸?shù)谋徽徽{(diào)制的載波。實際上，這個反饋的被正交調(diào)制的載波被用來校準DSP的I/Q補償電路。優(yōu)選地，該接收是在輸出O和輸入I之間直接進行的，以避免在放大器18、19中的非線路性失真。將已知的輸入信號流，也就是VQ，m和VI，m，與由接收機14產(chǎn)生的兩個并行的信號流，也就是VQ，d和VI，d，相比較能夠確定是否需要I/Q補償。因此，Tx時隙同時用于至其它的收發(fā)信機的通信的傳輸和收發(fā)信機10自身的數(shù)字I/Q補償電路的校準(Cal)。由于這個原因，額外的訓練周期不被用來校準涉及補償I/Q失衡的電路。
鑒于發(fā)射機12和接收機14的A信號處理電路產(chǎn)生I/Q失衡，I/Q補償控制器16動態(tài)地校準數(shù)字前置和后置補償以消除在發(fā)射機12和接收機14中的總的I/Q失衡。
在圖2的方法和圖1的收發(fā)信機10中，I/Q補償?shù)男适褂昧送档男盘枌?，也就是首先在收發(fā)信機的發(fā)射機12中予以正交調(diào)制，并且隨后在收發(fā)信機的接收機14中予以解調(diào)的信號對。由于這個原因，I/Q補償?shù)男时容^不易受在被用來確定I/Q失衡的電路中的錯誤的影響。
圖3示意了圖1的發(fā)射機12和接收機14的D和A電路的部分。
在發(fā)射機12中，A電路包括第一信號流的第一模擬處理線路34、并行的第二信號流的第二模擬處理線路36，也就是I和Q分支，以及正交調(diào)制器38，并且D電路包括數(shù)字I/Q前置補償器32。第一和第二模擬處理線路34、36獨立地處理從輸入VI，m和VQ，m數(shù)字基帶信號流分別地產(chǎn)生的信號流。示例的模擬處理線路34、36包括如在圖4A中所示的數(shù)字/模擬(D/A)轉換器和低通濾波器。正交調(diào)制器38利用從各自的第一和第二處理線路34、36接收到的被處理的信號流混合載波波形的I和Q分量以在輸出O產(chǎn)生被正交調(diào)制的載波。示例的正交調(diào)制器38包括如在圖5A中所示的載波波形源(S)、90°相移器(PS)、模擬混頻器(M)和模擬合并器(AC)。數(shù)字I/Q前置補償器32處理輸入數(shù)字基帶信號流VI，m和VQ，m以前置補償將在模擬第一和第二處理線路34、36和模擬正交調(diào)制器38中產(chǎn)生的I/Q失衡。
在接收器12中，A電路包括正交解調(diào)器50、第一模擬處理線路46和并行的第二模擬處理線路48，也就是I和Q分支，并且D電路包括2×2開關44和I/Q后置補償器43。正交解調(diào)器50利用載波波形混合接收到的信號以從信號的I分量和Q分量產(chǎn)生在基帶或在中頻范圍的兩個并行的信號流。示例的正交解調(diào)器50包括如在圖5B中所示的載波波形源(S)、90°相移器(PS)和模擬混頻器(M)。模擬處理線路46、48執(zhí)行由正交解調(diào)器50產(chǎn)生的兩個并行的信號流的獨立的處理。示例的模擬處理線路46、48包括如在圖4B中所示的LP濾波器，例如用以恢復基帶，以及模/數(shù)(A/D)轉換器。I/Q數(shù)字后置補償器42處理并行的基帶數(shù)字信號流以動態(tài)地補償I/Q失衡，也就是由處理線路46、48和正交解調(diào)器50產(chǎn)生的幅度和/或相位失衡。2×2開關44允許可控地交換來自模擬處理線路46、48的兩個信號流以提供兩種連接模式，也就是，模式A和B。
圖6A和6B分別地表示了I/Q數(shù)字前置補償器32和I/Q數(shù)字后置補償器42的示例的實施例。
參照圖6A，I/Q前置補償器32包括數(shù)字復用器52、數(shù)字復用器54和數(shù)字加法器56。數(shù)字復用器52在一個輸入上具有可控的復用器因子tan(mc)，也就是增益因子，并且數(shù)字復用器54在一個輸入上具有可控的復用器因子1/gmccos(mc)，也就是增益因子。在這里，gmc和mc是由I/Q補償控制器16基于反饋的VQ，m與VI，m和VQ，d與VI，d的增益比和相位差動態(tài)地和反復地設置的參數(shù)。數(shù)字復用器52、54的tan(mc)和1/gmccos(mc)增益因子由通過線路26接收到的控制信號予以設置。如果A電路在正交調(diào)制載波波形的I和Q分量的兩個并行的信號流之間產(chǎn)生gmc的增益失衡和mc的相位失衡，I/Q數(shù)字前置補償器32補償發(fā)射機12的A電路。
參照圖6B，I/Q后置補償器42包括數(shù)字復用器58、數(shù)字復用器60和數(shù)字加法器62。數(shù)字復用器58在一個輸入上具有可控的復用器因子tan(dc)，也就是增益因子，并且數(shù)字復用器60在一個輸入上具有可控的復用器因子1/gdccos(dc)，也就是增益因子。再一次，gdc和dc是由I/Q補償控制器16基于反饋的VQ，m與VI，m和VQ，d與VI，d的增益比和相位差動態(tài)地和反復地設置的參數(shù)。數(shù)字復用器58、60的tan(dc)和1/gdccos(dc)增益因子由通過線路28接收到的控制信號予以設置。如果A電路在通過正交解調(diào)載波波形的I和Q分量生成的兩個并行的信號流之間產(chǎn)生gdc的增益失衡和dc的相位失衡，I/Q數(shù)字后置補償器42補償接收機14的A電路。
參照圖7A-7B，2×2開關44具有輸入1、2和輸出3、4。開關44以兩個模式之一將接收機的模擬處理線路46、48電力地連接至I/Q后置補償器42的輸入。在模式A中，輸入1、2通過在圖7A中所示的不交叉的配置連接至輸出3、4。在模式B中，輸入1、2通過在圖7B中所示的交叉的配置連接至輸出3、4。在模式B中，開關44的連接線路之一可以包括數(shù)字反相器(INV)。在I/Q后置補償器42的輸入，這種單一的反相器INV將有效地導致dc向-dc的等價轉換，在其中，dc是I/Q后置補償器42的相位參數(shù)。開關44以一種響應通過線路28從I/Q補償控制器16接收到的控制信號的方式在模式A和B之間切換。
在另一個實施例中，2×2數(shù)字開關44為在接收機14的A電路中的模擬開關所代替。然后，模擬開關(沒有顯示)將依次地將模擬處理線路46的輸入連接至正交解調(diào)器50的一個輸出，并且將依次地將其它模擬處理線路48的輸入連接至正交解調(diào)器50的其它輸出。再一次，典型地，這種開關的交叉的或B模式能夠在開關的一個內(nèi)部線路上具有反相器。
參照圖1和3，I/Q數(shù)字補償控制器16在校準時隙期間，例如，如在圖2中所示，動態(tài)地更新I/Q前置補償器32和I/Q后置補償器42的配置。每次更新都得以基于一組來自VI，m、VQ，m、VI，d和VQ，d數(shù)字信號流的對應的信號值。這組對應的數(shù)字信號值通過線路64、65、66、67被反饋至I/Q數(shù)字補償控制器16。在這里，在周期k，對應的組{VI，d(k)，VQ，d(k)，VI，m(k)，VQ，m(k)}包括輸入單個周期“k”的VI，m(k)和VQ，m(k)數(shù)字基帶信號，并且輸出通過在接收機14中解調(diào)利用基帶VI，m(k)和VQ，m(k)信號正交調(diào)制的載波波形而產(chǎn)生的VI，d(k)和VQ，d(k)數(shù)字基帶信號。執(zhí)行這個解調(diào)包括連接在發(fā)射機12的輸出O和接收機14的輸入I之間的反饋線路30和將2×2開關44設置為模式A或B。更確切地說，信號組{VI，d(k)，VQ，d(k)，VI，m(k)，VQ，m(k)}與通過同一收發(fā)信機10的發(fā)射機12和接收機14往返的信號對相關。從每個這種對應的信號組VI，d(k)，VQ，d(k)，VI，m(k)，VQ，m(k)，I/Q數(shù)字補償控制器16被配置成產(chǎn)生對應的振幅錯誤信號，eg(k)，和對應的相位錯誤信號，e(k)。這些錯誤信號的示例的表達式是eg(k)=|VI,m(k)/VQ,m(k)VI,d(k)/VQ,d(k)|-1]]>eφ(k)=arg{VI,m(k)+iVQ,m(k)}-sin-1{VQ,d(k)VI,m(k)VI,d(k)|VI,m(k)+iVQ,m(k)|}]]>從對應的錯誤信號eg(k)和e(k)，I/Q數(shù)字補償控制器16被配置成產(chǎn)生定義I/Q前置補償器32和I/Q后置補償器42在周期“k”的處理特性的參數(shù)gmc(k)、gdc(k)、mc(k)和dc(k)的迭代更新。一次更新利用被更新的周期(k+1)參數(shù)值gmc(k+1)、gdc(k+1)、mc(k+1)和dc(k+1)分別地代替周期k參數(shù)值gmc(k)、gdc(k)、mc(k)和dc(k)。被更新的參數(shù)和原始參數(shù)之間的示例的關系可以，例如，具有如下的形式gmc(k+1)＝gmc(k)[1+μgeg(k)]，gdc(k+1)＝gdc(k)[1+μgeg(k)]，φmc(k+1)＝φmc(k)+μφeφ(k)，φdc(k+1)＝φdc(k)+μφeφ(k)。
在這里，μg和μ是定義參數(shù)gmc(k)、gdc(k)、mc(k)和dc(k)在單個更新周期內(nèi)怎樣得以增加的步長。上述的示例的關系提供了在單個更新周期內(nèi)由相等的數(shù)調(diào)整gmc(k)和gdc(k)，以及在單個更新周期內(nèi)由相等的數(shù)移位mc(k)和dc(k)的更新操作。在校準時隙期間，I/Q補償控制器16以減少在發(fā)射機12和接收機14中的總的I/Q失衡的方式反復地為I/Q前置補償器32和I/Q后置補償器42更新這些參數(shù)。
在收發(fā)信機10的其它的實施例中，上述更新關系的eg(k)和e(k)錯誤信號可以被實現(xiàn)為具有其它的形式。例如，相位錯誤信號e(k)的一個形式由下式給定eφ(k)＝[φI，d(k)-φQ，d(k)]-[φI，m(k)-φQ，m(k)]。
在這里，I，d(k)、Q，d(k)、I，m(k)和Q，m(k)是VI，d(k)，VQ，d(k)，VI，m(k)和VQ，m(k)各自的相位。
圖8示出了校準圖1和3的收發(fā)信機10的I/Q補償器32、42，如此也提供了在發(fā)射機12和接收機14二者中I/Q失衡的補償?shù)姆椒?0的一種實施例。
方法70包括初始化定義I/Q數(shù)字補償器32、42(步驟72)的特性的參數(shù)。示例的初始值滿足gmc(k)＝gdc(k)＝1和mc(0)＝dc(0)＝0。在方法70中，這些參數(shù)的其它初始值也是可能的，所述方法70應該對特定的初始值相當?shù)夭幻舾小?br> 方法70包括當開關44被保持在模式A(步驟74)時，執(zhí)行定義I/Q前置補償器32和I/Q后置補償器42的參數(shù)的迭代更新周期組。在每個周期k，I/Q補償控制器16如在上述的迭代更新公式中所描述地更新參數(shù)gmc(k)、gdc(k)、mc(k)和dc(k)。每次更新包括由相等的倍增因子調(diào)整gmc(k)和gdc(k)。在這里，每個倍增因子互不相同，數(shù)量與通過收發(fā)信機10的信號對的往返所產(chǎn)生的I/Q振幅失衡成比例。每次更新還包括由相等的位移數(shù)移位mc(k)和dc(k)。在這里，每個位移數(shù)至少與通過收發(fā)信機10的信號對的往返所產(chǎn)生的I/Q相位失衡大致地成比例。迭代更新停止以響應eg(k)和e(k)錯誤信號的幅度小于預選的閥值，或者響應所述的迭代更新的預選數(shù)量已經(jīng)被執(zhí)行了。
接下來，方法70包括將2×2開關44切換至模式B，并且適當?shù)剞D換定義I/Q數(shù)字后置補償器42的參數(shù)(步驟76)。特別地，至模式B的切換互換了由接收機的A電路輸出的兩個并行的信號流。因此，該切換有效地轉化了由所述接收機的A電路產(chǎn)生的I/Q增益失衡，并且改變了由所述接收機的A電路產(chǎn)生的I/Q相位失衡的跡象。在步驟76，關于定義I/Q數(shù)字后置補償器42的參數(shù)的適當?shù)霓D換是gdc(p)→[gdc(p)]-1andφdc(p)→-φdc(p)在這里，p是先于模式切換的迭代更新周期數(shù)。這種轉換允許方法70在后續(xù)的步驟中有效地將不同的更新應用于I/Q補償器32和I/Q補償器42，從而允許在發(fā)射機12和接收機14內(nèi)的不同的I/Q補償。同樣，如果發(fā)射機12和接收機14二者都是完全地I/Q補償?shù)?，當隨模式改變予以執(zhí)行時，這種轉換不會，例如，改變收發(fā)信機10的總的I/Q失衡。
接著，方法70包括當開關44是在模式B(步驟78)時，為定義I/Q前置補償器32和I/Q后置補償器42的參數(shù)執(zhí)行迭代更新周期組。在每個周期k，I/Q補償控制器16依據(jù)在上面所描述的迭代更新公式再次更新參數(shù)gmc(k)、gdc(k)、mc(k)和dc(k)。特別地，每次更新包括由相等的倍增因子調(diào)整gmc(k)和gdc(k)。在這里，每個倍增因子互不相同，數(shù)量與通過收發(fā)信機10的信號對的往返所產(chǎn)生的I/Q振幅失衡成比例。同樣地，每次更新還包括由相等的數(shù)移位mc(k)和dc(k)。在這里，每個位移數(shù)至少與通過收發(fā)信機10的信號對的往返所產(chǎn)生的I/Q相位失衡大致地成比例。迭代更新停止以響應eg(k)和e(k)錯誤信號的幅度小于預選的閥值，或者響應所述的迭代更新的預選數(shù)量已經(jīng)被執(zhí)行了。
接下來，方法70包括將2×2開關44切換至模式A，并且適當?shù)剞D換定義I/Q后置補償器42的參數(shù)(步驟80)。該模式切換有效地轉化了由所述A電路產(chǎn)生的I/Q增益失衡，并且改變了由所述A電路產(chǎn)生的I/Q相位失衡的跡象。在這里，該轉換類似于步驟76的轉換。因此，I/Q補償參數(shù)的適當?shù)霓D換再次是gdc(p’)→[gdc(p’)]-1andφdc(p’)→-φdc(p’)。
在這里，p’是先于模式切換的迭代更新周期數(shù)。再一次，如果發(fā)射機12和接收機14二者都是完全地I/Q補償?shù)?，當隨模式改變予以執(zhí)行時，這種轉換不會改變收發(fā)信機10的總的I/Q失衡。
接下來，方法70包括評估錯誤信號eg(k)和e(k)的幅度是否低于在模式A種的其它預選閥值(步驟82)。如果錯誤信號的幅度低于閥值，I/Q數(shù)字前置補償器32和I/Q數(shù)字后置補償器42的校準得以完成。否則，方法70可以包括執(zhí)行循環(huán)80以返回再次執(zhí)行步驟74-82。
實例一圖9A-9E表示收發(fā)信機10的示例的實施例的方法70。在示例的實施例中，發(fā)射機12的A電路具有I/Q失衡，所述I/Q失衡是凈增益gT，在其中，gT＝2。同樣地，在示例的實施例中，接收機14的A電路具有I/Q失衡，所述I/Q失衡是凈增益gR，在其中gR＝8。方法70推算出I/Q數(shù)字補償器32、42的增益gmc和gdc。
在步驟72，方法70包括將I/Q前置補償器32和I/Q后置補償器42二者的增益初始化為1，也就是，如在圖9A中，gmc(0)＝gdc(0)＝1。因此，往返I/P增益失衡g，也就是，g＝|VI，m(k)/VQ，d(k)|/|VI，d(k)/VQ，d(k)|，初始地滿足g＝1×2×8×1＝16。
在步驟74，方法70包括反復地調(diào)整I/Q補償器32、42的增益的值，而開關44處于模式A。在上面所描述的迭代更新公式意味著每次重復將利用相同的因子乘以I/Q補償器32、42二者的增益。在N次重復之后，重復調(diào)整停止了，以響應eg(N)≈0。隨后，總往返增益是1。這意味著gmc(N)＝gdc(N)≈1/4，如在圖9B中所示。
在步驟76，方法70包括切換至模式B，并且適當?shù)剞D換I/Q后置補償器42的增益。切換至模式B有效地將接收機的A電路的增益從8轉化為1/8。因此，I/Q后置補償器的增益gdc的適當?shù)霓D換是倒置轉換，所述倒置轉換將gdc(N)映射為[gdc(N)]-1＝4，如在圖9C中所示。
在步驟78，方法70包括執(zhí)行I/Q前置補償器32和I/Q后置補償器42的增益的額外的M次迭代更新，在其中，額外的更新利用相等的數(shù)調(diào)整增益gmc和gdc，并且當eg(N+M)≈0時停止。由于關于eg(N+M)的條件，當gmc≈1/2和gdc≈8時，該更新停止，如在圖9D中所示。在這里，M是額外迭代數(shù)。
在步驟80，方法70包括從模式B切換回模式A，并且適當?shù)剞D換I/Q后置補償器42的增益。切換至模式A將接收機的A電路的增益返回為8，意味著I/Q后置補償器42的增益的適當?shù)霓D換是gdc-＞[gdc]-1＝1/8，如在圖9E中所示。
在步驟82，方法70包括稟告增益錯誤eg(N+M)的新值。在步驟80之后，增益錯誤的新值是零。由于這個原因，I/Q補償器32、42的校準得以完成。方法70完全成功地補償了在發(fā)射機12和接收機14中的I/P增益失衡。
實例二圖10示意了當這些失衡被圖7的方法70糾正時，在其它的收發(fā)信機中的補償I/Q增益和I/Q相位的評估的仿真。在該仿真中，發(fā)射機12的A電路具有1.02的初始I/P增益和2度的初始I/P相位，接收機14的A電路具有1.04的初始I/P增益和4度的初始I/P相位。圖10的放置結果示意了在模式A的大約22次迭代和在模式B的大約20次迭代足以補償這個示例的實施例的發(fā)射機12和接收機14二者的I/P失衡。因此，小的I/Q失衡能夠迅速地動態(tài)地予以補償。
依據(jù)這些描述、附圖和權利要求，對本領域的技術人員而言，本發(fā)明的其它實施例是顯然的。
權利要求
1.一種收發(fā)信機，包括發(fā)射機，所述發(fā)射機具有正交調(diào)制器，并且可配置用于補償由所述發(fā)射機的硬件產(chǎn)生的同相/正交相位失衡，其中所述正交調(diào)制器被配置成對載波波形進行正交調(diào)制；接收機，所述接收機具有正交解調(diào)器，并且可配置用于補償由所述接收機的硬件產(chǎn)生的同相/正交相位失衡，其中所述正交解調(diào)器被配置成解調(diào)被正交調(diào)制的載波；和將所述發(fā)射機的輸出連接至所述接收機的輸入的電反饋線路。
2.按照權利要求1所述的收發(fā)信機，包括被配置成響應于反饋線路將被調(diào)制的載波波形從所述發(fā)射機傳遞至所述接收機，校準在所述接收機和所述發(fā)射機中的同相/正交相位補償?shù)耐?正交相位補償控制器。
3.按照權利要求1所述的收發(fā)信機，其中所述發(fā)射機和所述接收機的其中一個包括一對模擬處理線路和開關，所述模擬線路被配置成并行地處理并行信號流，并且執(zhí)行從所述正交解調(diào)器接收信號流以及向所述正交調(diào)制器發(fā)送所述信號流的其中一種，所述開關能夠?qū)⑺鼍€路中的一個的終點的連接與所述線路中的另一個的終點的連接進行交換。
4.按照權利要求3所述的收發(fā)信機，其中所述發(fā)射機和所述接收機中的另一個包括另一對模擬處理線路，所述另一對模擬處理線路被配置成并行地處理一對信號流，并且執(zhí)行從所述正交解調(diào)器接收信號流以及向所述正交調(diào)制器發(fā)送所述信號流的中的另一種。
5.按照權利要求1所述的收發(fā)信機，還包括被配置成確定由所述發(fā)射機正交調(diào)制且由所述接收機解調(diào)的信號的同相/正交不匹配的同相/正交相位補償控制器。
6.一種減少在收發(fā)信機中的同相/正交相位(I/Q)失衡的方法，包括更新收發(fā)信機的一個或多個I/Q補償器的配置，減少所述收發(fā)信機對載波波形進行正交調(diào)制、并且隨后從所述載波波形解調(diào)的并行的信號流之間的往返I/Q失衡。
7.按照權利要求6所述的方法，還包括切換所述收發(fā)信機的發(fā)射機或接收機的模式，以交換被傳送至其中一個I/Q補償器或從其中一個I/Q補償器接收的多個并行信號流；并且隨后再次更新所述收發(fā)信機的一個或多個I/Q補償器的配置，減少所述收發(fā)信機對載波波形進行正交調(diào)制、并且隨后從所述載波波形解調(diào)的信號流中的往返I/Q失衡。
8.按照權利要求6所述的方法，其中所述更新包括比較由所述發(fā)射機接收到的兩個并行信號流與由所述接收機產(chǎn)生的對應的兩個并行信號流之間的I/Q不匹配。
9.按照權利要求7所述的方法，其中所述再次更新包括測量由所述發(fā)射機接收到的并行信號流與由所述接收機產(chǎn)生的對應的并行信號流之間的I/Q不匹配。
10.按照權利要求7所述的方法，其中所述再次更新還包括重置I/Q補償器的I/Q增益和/或I/Q相位，以補償由并行信號流的交換而產(chǎn)生的I/Q失衡。
全文摘要
一種包括發(fā)射機、接收機和電反饋線路的收發(fā)信機。該發(fā)射機具有正交調(diào)制器，并且被配置成補償由發(fā)射機硬件產(chǎn)生的同相/正交相位失衡。該正交調(diào)制器被配置成正交調(diào)制載波波形。該接收機具有正交解調(diào)器，并且被配置成補償由在接收機中的硬件產(chǎn)生的同相/正交相位失衡。該正交解調(diào)器被配置成解調(diào)被正交調(diào)制的載波。該電反饋線路將發(fā)射機的輸出連接至接收機的輸入。
文檔編號H04L27/38GK1780280SQ200510124889
公開日2006年5月31日 申請日期2005年11月23日 優(yōu)先權日2004年11月24日
發(fā)明者陳信宏, 陳俊才, 陳陽闿, 黃柏鈞, 涂坤裕 申請人:朗迅科技公司