專利名稱：正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中均衡快衰落信道的方法及裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)，尤其涉及在OFDM系統(tǒng)中均衡快衰落信道的方法及裝置。
背景技術(shù)：
在衰落的環(huán)境下，對OFDM系統(tǒng)必有信道檢測和均衡。通常來說，現(xiàn)有的實際信道估算方法假定信道沖激響應(yīng)(CIR)在一個OFDM符號期間恒定不變，而且均衡器在頻域中可以用一個抽頭的結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)。
如果在自動頻率控制(AFC)后，多普勒效應(yīng)或殘留頻率偏移太大而不能忽略時，上述的假定將不成立，這樣就會使傳統(tǒng)均衡器的性能大大降低。有人已經(jīng)提出在快衰落信道中均衡OFDM信號的方法，但是計算復(fù)雜度太高以至于難以實時應(yīng)用。
因此，我們提出一個非常實用的用于實時處理的均衡方法及相應(yīng)的均衡器，通過該方法可以輕易地得到頻域中帶有載波間干擾(ICI)的信道矩陣，而對于快衰落信道的現(xiàn)有均衡器來說，要通過非常復(fù)雜的計算來獲得該信道矩陣，難以時實應(yīng)用。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的之一是提供一種在正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中均衡快衰落信道的方法，該方法準(zhǔn)確度高，計算復(fù)雜度低，適合于實時應(yīng)用。
本發(fā)明的目的之二是提供一種在OFDM系統(tǒng)中均衡快衰落信道的均衡裝置，該均衡裝置即均衡器處理過程簡單，在快速衰落和大頻率偏移的情況下的性能好，可以有效地對抗多普勒效應(yīng)和頻率偏移。
本發(fā)明的一種在正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中均衡快衰落信道的方法包含以下步驟a、在發(fā)送端每第B個正交頻分復(fù)用(OFDM)符號的開端插入訓(xùn)練符號，其中B是大于等于1的正整數(shù)；b、在接收端通過信道估計獲得訓(xùn)練符號出現(xiàn)處的信道沖激響應(yīng)；
c、然后利用線性插值的方法從訓(xùn)練符號出現(xiàn)時的信道沖激響應(yīng)得到中間每個采樣點上的信道沖激響應(yīng)(CIR)，由這些信道沖激響應(yīng)得到信道沖激響應(yīng)矩陣H；d、根據(jù)信道沖激響應(yīng)矩陣H，利用矩陣變換得到訓(xùn)練符號出現(xiàn)時刻的沖激響應(yīng)矩陣A0、常量矩陣D以及相鄰沖激響應(yīng)差的矩陣A1，其中矩陣A0、A1是托普勒茲(Toeplitz)矩陣，矩陣D是對角陣；e、根據(jù)托普勒茲(Toeplitz)矩陣的特性，通過快速付立葉變換(FFT)由矩陣A0、A1得到矩陣A0’、A1’，其中矩陣A0’、A1’是對角陣；f、對對角陣D進(jìn)行快速付立葉變換(FFT)得到矩陣D’，其中矩陣D’是托普勒茲(Toeplitz)矩陣；g、由矩陣A0’、A1’、D’得到信道矩陣G，其中矩陣G是對角線占優(yōu)的稀疏矩陣；h、用雅各比(Jacobi)疊代法對矩陣G求反，疊代的初始值定為接收端接收到的經(jīng)OFDM解調(diào)后的信號Y與G對角線元素相除的值，經(jīng)疊代以后，可獲得均衡后發(fā)送端各子載波上發(fā)送的調(diào)制符號 步驟c假定信道沖激響應(yīng)在一個正交頻分復(fù)用(OFDM)符號中是線性變化的，按照下式進(jìn)行插值得到中間每個采樣點的信道沖激響應(yīng)(CIR)，即hk,l=h0,l+k·hN-1,l-h0,lN-1=h0,l+k·hl′N-1,0≤l,k≤N-1,]]>其中N為子載波數(shù)，hn，l表示第l條路徑n時刻的信道沖激響應(yīng)(CIR)，從而獲得H=h0,0h0,N-1···h0,1h1,1h1,0···h1,2············hN-1,N-1hN-1,N-2···hN-1,0N×N.]]>步驟d中矩陣變換如下進(jìn)行，即矩陣H可以分解為H=h0,0h0,N-1···h0,1h1,1h1,0···h1,2············hN-1,N-1hN-1,N-2···hN-1,0N×N=h0,0h0,N-1...h0,1h0,1+1×h1′N-1h0,0+1×h0′N-1...h0,2+1×h2′N-1............h0,N-1+(N-1)×hN-1′N-1h0,N-2+(N-1)×hN-2′N-1...h0,0+(N-1)×h0′N-1N×N]]>
該方法中的托普勒茲矩陣的特性就是對于一個對角矩陣X，左邊乘以付立葉變換矩陣N·W-1，右面乘以W，就得到托普勒茲矩陣Y，它的首行元素就是X的對稱角線元素進(jìn)行離散付立葉變換的輸出，其余各行由首行循環(huán)移位得到。即令x＝[X0，0X1，1…Xk，k…XN-1，N-1]Ty＝DFT(x)＝[y0y1…yN-1]T，Y＝N·W-1·X·W則Y就是Yj，k＝y(tǒng)(k-j)modN，0≤k，j≤N-1。
信道矩陣G與矩陣]A0’、A1’、D’之間的關(guān)系是G＝A0’+1/(N+1)·D’·A1’。
雅各比(Jacobi)疊代法的迭代等式是sm＝s0-D-1(G-D)sm-1，其中s0是初始向量，s0={s0,0s0,1s0,2......s0,N-2s0,N-1}={y0g0,0y1g1,1......yN-2gN-2,N-2yN-1gN-1,N-1}]]>D＝diag(g0，0g1，1g2，2… …gN-2，N-2gN-1，N-1)。
本發(fā)明的一種OFDM系統(tǒng)中均衡快衰落信道的均衡器，位于接收端，根據(jù)該接收端中信道估計裝置輸出的訓(xùn)練符號出現(xiàn)時刻的信道沖激響應(yīng)對接收端接收到的經(jīng)OFDM解調(diào)后的信號進(jìn)行快衰落信道均衡，輸出均衡后的發(fā)送端各子載波上發(fā)送的調(diào)制信號，該均衡器包含對信道估計裝置輸出的訓(xùn)練符號處信道沖激響應(yīng)(CIR)進(jìn)行線性插值得到每個采樣點上的信道沖激響應(yīng)(CIR)并生成信道沖激響應(yīng)矩陣H的裝置；對矩陣H進(jìn)行變換輸出矩陣A0、A1、D的裝置，其中矩陣A0是訓(xùn)練符號出現(xiàn)時刻的沖激響應(yīng)矩陣、矩陣D是常量矩陣、矩陣A1是相鄰沖激響應(yīng)差的矩陣；根據(jù)托普勒茲(Toeplitz)矩陣的特性，通過快速付立葉變換(FFT)由矩陣A0、A1、D得到矩陣A0’、A1’、D’的裝置；由矩陣A0’、A1’、D’變換得到信道矩陣G的裝置；用雅各比(Jacobi)疊代法對信道矩陣G求反，疊代的初始值定為接收端接收到的經(jīng)OFDM解調(diào)后的信號Y與G對角線元素相除的值，經(jīng)疊代以后，可獲得均衡后發(fā)送端各子載波上發(fā)送的調(diào)制符號 的裝置。
本發(fā)明利用托普勒茲矩陣和快速付立葉變換(FFT)矩陣的特性，輕易地得到了頻域中帶有載波間干擾(ICI)的信道矩陣，并利用矩陣的稀疏和對角線占優(yōu)的特性，運(yùn)用基于雅各比(Jacobi)固定迭代運(yùn)算法則的非常有效的方法來對該信道矩陣進(jìn)行求反，降低了計算復(fù)雜度，提高了準(zhǔn)確度，使本發(fā)明的均衡器的性能得到了有效地提高，適用于實時應(yīng)用。


圖1表示具有本發(fā)明均衡器一實施例的通信裝置的示意圖；圖2表示均衡快衰落信道的本發(fā)明均衡器-實施例結(jié)構(gòu)的示意圖；圖3是本發(fā)明的對比例之一的信噪比-誤比特率的曲線圖；圖4是本發(fā)明的對比例之二的信噪比-誤比特率的曲線圖。
具體實施例方式
下面結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明作進(jìn)一步的說明。
圖1顯示的是具有本發(fā)明均衡器一實施例的通信裝置。如圖1所示，在OFDM系統(tǒng)中，首先發(fā)射機(jī)的信道編碼器111和交織器112對輸入的信息進(jìn)行信道編碼和交織，接著經(jīng)過信號調(diào)制裝置113對輸入的信號進(jìn)行BPSK、QPSK或16QAM等調(diào)制，并將輸出的頻域信號S送到OFDM調(diào)制裝置115，OFDM調(diào)制裝置115結(jié)合頻域?qū)ьl裝置114產(chǎn)生的頻域?qū)ьl信號對頻域信號S進(jìn)行OFDM調(diào)制即對信號S進(jìn)行反向快速付立葉變換(IFFT)，得到時域發(fā)送信號s，即發(fā)送信號為s=IFFTN{S}=1NW·S]]>其中W=11...11ej2π/N...ej2π(N-1)/N............1ej2π(N-1)/N...ej2π(N-1)(N-1)/NN×N]]>表示反向快速付立葉變換(IFFT)矩陣，N表示子載波數(shù)。
接著加循環(huán)前綴裝置116和插入時域訓(xùn)練符號處理裝置117對獲得的發(fā)送信號s進(jìn)行加循環(huán)前綴和插入時域訓(xùn)練符號處理，并將處理后得到的信號發(fā)送到發(fā)射機(jī)的無線前端118，由無線前端將該信號發(fā)射到無線信道119中。
接收機(jī)的無線前端120從無線信道119中接收發(fā)射機(jī)的無線前端118發(fā)出的信號，接著頻率與定時同步裝置121、時域訓(xùn)練符號處理裝置122以及去循環(huán)前綴處理裝置123依次對接收到的信號進(jìn)行頻率與定時同步、時域訓(xùn)練符號處理以及去循環(huán)前綴處理。由于接收信號的循環(huán)前綴比信道的最大延時還長，因此符號間干擾(ISI)就不存在，信道的線性卷積就變成了循環(huán)卷積。這樣接收信號r就可以表示為r=[r1r2...rN-1]T=H·s+N=h0,0h0,N-1···h0,1h1,1h1,0···h1,2············hN-1,N-1hN-1,N-2···hN-1,0N×N·s0s1...sN-1+N]]>其中hn，l表示第l條路徑n時刻的信道沖激響應(yīng)(CIR)，N＝[w0w1…wN-1]T是加性高斯白噪聲矢量。
在圖1中的接收端，OFDM解調(diào)裝置124將經(jīng)去循環(huán)前綴處理后的接收信號r進(jìn)行OFDM解調(diào)即進(jìn)行快速付立葉變換(FFT)轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)換成頻域信號Y，這時的頻域信號Y＝[y0y1…yN-1]T是各子載波上的數(shù)據(jù)，可以表示為Y=FFT(r)=N·W-1·r=N·W-1·H·s+N~=N·W-1·H·1N·W·S+N~-----(1)]]>如果假定在一個OFDM符號期間，信道沖激響應(yīng)(CIR)是恒定不變的，也就是hi，l＝hj，l，i≠j，0≤i，j≤N-1，那么矩陣H就是托普勒茲(Toeplitz)矩陣，也就是說，除了循環(huán)移動外，則每行都相同。這個結(jié)構(gòu)是由信號與信道之間的循環(huán)卷積得到的，在這種情況下，矩陣W-1·H·W＝diag(H(0)H(1)…H(N-1))是對角矩陣，并且一個分支的均衡器可以容易地恢復(fù)所傳輸?shù)男盘枴Ｈ欢绻诺涝谝粋€OFDM符號期間不斷變化，H矩陣將不是托普勒茲(Toeplitz)矩陣，并且我們也不能獲得對角矩陣，那么就會產(chǎn)生載波間干擾(ICI)現(xiàn)象。產(chǎn)生和轉(zhuǎn)置這個信道矩陣W-1·H·W就需要進(jìn)行非常復(fù)雜的矩陣處理，而且當(dāng)N即子載波數(shù)非常大時，也不能進(jìn)行實時處理。
因此本發(fā)明提供了一種在OFDM系統(tǒng)中均衡快衰落信道的均衡器，如圖1所示，該均衡器位于接收端，能夠根據(jù)信道估計裝置輸出的訓(xùn)練符號出現(xiàn)時的信道沖激響應(yīng)對OFDM解調(diào)后的各子載波信號Y進(jìn)行快衰落信道的均衡處理，輸出均衡后的各子載波上發(fā)送的調(diào)制符號 其中信道估計裝置結(jié)合OFDM解調(diào)過程中產(chǎn)生的頻域?qū)ьl對時域訓(xùn)練符號處理的結(jié)果進(jìn)行處理，得到訓(xùn)練符號出現(xiàn)時的信道沖激響應(yīng)。
圖1中，接收機(jī)的信號解調(diào)裝置127、解交織器128、信道解碼器129將經(jīng)過本發(fā)明的均衡器的處理得到的各子載波上發(fā)送的調(diào)制符號 依次進(jìn)行信號解調(diào)即BPSK、QPSK或16QAM等解調(diào)，解交織和信道解碼處理后輸出信息。
本發(fā)明的均衡器是基于本發(fā)明的一種在正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中均衡快衰落信道的方法，該方法包括以下步驟a、在發(fā)送端每第B個正交頻分復(fù)用(OFDM)符號的開端插入訓(xùn)練符號，其中B是大于等于1的正整數(shù)；b、在接收端通過信道估計獲得訓(xùn)練符號出現(xiàn)處的信道沖激響應(yīng)；c、然后利用線性插值的方法從訓(xùn)練符號出現(xiàn)時的信道沖激響應(yīng)得到中間每個采樣點上的信道沖激響應(yīng)(CIR)，由這些信道沖激響應(yīng)得到信道沖激響應(yīng)矩陣H；d、根據(jù)信道沖激響應(yīng)矩陣H利用矩陣變換得到訓(xùn)練符號出現(xiàn)時刻的沖激響應(yīng)矩陣A0、常量矩陣D以及相鄰沖激響應(yīng)差的矩陣A1，其中矩陣A0、A1是托普勒茲(Toeplitz)矩陣，矩陣D是對角陣；e、根據(jù)托普勒茲(Toeplitz)矩陣的特性，通過快速付立葉變換(FFT)由矩陣A0、A1得到矩陣A0’、A1’，其中矩陣A0’、A1’是對角陣；f、對對角陣D進(jìn)行快速付立葉變換(FFT)得到矩陣D’，其中矩陣D’是托普勒茲(Toeplitz)矩陣；g、由矩陣A0’、A1’、D’得到信道矩陣G，其中矩陣G是對角線占優(yōu)的稀疏矩陣；h、用雅各比(Jacobi)疊代法對矩陣G求反，疊代的初始值定為接收端接收到的經(jīng)OFDM解調(diào)后的信號Y與G對角線元素相除的值，經(jīng)疊代以后，可獲得均衡后發(fā)送端各子載波上發(fā)送的調(diào)制符號 步驟c假定信道沖激響應(yīng)在一個正交頻分復(fù)用(OFDM)符號中是線性變化的，按照下式進(jìn)行插值得到中間每個采樣點的信道沖激響應(yīng)(CIR)，即hk,l=h0,l+k·hN-1,l-h0,lN-1=h0,l+k·hl′N-1,0≤l,k≤N-1,]]>其中N為子載波數(shù)，hn，l表示第l條路徑n時刻的信道沖激響應(yīng)( CIR)，從而獲得H=h0,0h0,N-1···h0,1h1,1h1,0···h1,2············hN-1,N-1hN-1,N-2···hN-1,0N×N.]]>步驟d中矩陣變換如下進(jìn)行，即矩陣H可以分解為H=h0,0h0,N-1···h0,1h1,1h1,0···h1,2············hN-1,N-1hN-1,N-2···hN-1,0N×N=h0,0h0,N-1...h0,1h0,1+1×h1′N-1h0,0+1×h0′N-1...h0,2+1×h2′N-1............h0,N-1+(N-1)×hN-1′N-1h0,N-2+(N-1)×hN-2′N-1...h0,0+(N-1)×h0′N-1N×N]]>=h0,0h0,N-1...h0,1h0,1h0,0...h0,2............h0,N-1h0,N-2...h0,0+1N-10×h0′0×hN×1′...0×h1′1×h1′1×h0′...1×h2′............(N-1)hN-1′(N-1)hN-2′...(N-1)h0′]]> 將信道沖激響應(yīng)矩陣H分解后得到的等式代入(1)式中，得到Y(jié)=N·W-1·H·1N·W·S+N~=W-1·(A0+1N-1D·A1)·W·S+N~]]>=W-1·A0·W·S·+1(N-1)W-1·D·A1·W·S+N~------(2)]]>其中A0、A1是托普勒茲(Toeplitz)矩陣，D是對角矩陣。托普勒茲(Toeplitz)矩陣有個非常有用的特性，使用它就可以簡化等式。
托普勒茲(Toeplitz)矩陣的特性如下所述對于一個對角矩陣X，左邊乘以付立葉變換矩陣N·W-1，右面乘以W，就得到托普勒茲矩陣Y，它的首行元素就是X的對角線元素進(jìn)行離散付立葉變換的輸出，其余各行由首行循環(huán)移位得到。即令x＝[X0，0X1、1… Xk，k… XN-1，N-1]T
y＝DFT(x)＝[y0y1… yN-1]T，Y＝N·W-1·X·W則Y就是Yj，k＝y(tǒng)(k-j)mod N，O≤k，j≤N-1根據(jù)上述托普勒茲(Toeplitz)矩陣特性，我們可以從等式(2)中得到 =G·S+N~]]>其中A′0、A′1是對角矩陣，D’是托普勒茲矩陣，由于矩陣1N-1·D′·A0′]]>不是對角矩陣，所以導(dǎo)致載波間干擾(ICI)的出現(xiàn)。
矩陣D’是常量矩陣D進(jìn)行付立葉變換的結(jié)果。設(shè)列向量d＝
Td＝DFT(d)/N＝[d0d1d2… dkdN-2dN-1]T/N是矩陣D′的第一行，其它行由循環(huán)移位獲得。
由于向量d的元素是線性增加，所以它的FFT輸出必然是Sa(n)的函數(shù)形式，而且能量主要集中在低頻部分。在較高頻部分我們忽略N-P元素(用零替代)，其中0≤P≤N-1。這樣的話，矩陣G的大部分能量就集中在主對角線周圍。下面的例子中，僅保留3個元素(P＝3) 現(xiàn)在，G是對角線占優(yōu)的稀疏矩陣，由稀疏矩陣的理論可知，根據(jù)傳統(tǒng)矩陣的迭代方法這種矩陣必然收斂，就象非常簡單的雅各比(Jacobi)方法。所以我們采用非常簡單的雅各比(Jacobi)迭代法來對矩陣G求反。
雅各比(Jacobi)迭代等式sm＝s0-D-1(G-D)sm-1，其中s0是初始向量，s0={s0,0s0,1s0,2......s0,N-2s0,N-1}={y0g0,0y1g1,1......yN-2gN-2,N-2yN-1gN-1,N-1}]]>D＝diag(g0，0g1，1… … gN-2，N-2gN-1，N-1}由于在對角線上的元素的能量比其它的多千倍，所以‖Gk‖的值很小，這里‖…‖表示矩陣范數(shù)。
‖ek‖≤‖e0‖·‖Gk‖，ek，是在k次迭代后的誤差向量。所以在非常少的迭代步驟之后，誤差將會收斂，我們發(fā)現(xiàn)僅僅在1到3步的迭代后，誤差向量就收斂于誤差。
以上矩陣G(P＝3)的迭代法可以表述為 其中Sk，m是在k次迭代后在第m個子載波的估計值。
圖2顯示的是均衡快衰落信道的本發(fā)明均衡器一實施例結(jié)構(gòu)。該均衡器126包括對信道估計裝置輸出的訓(xùn)練符號處信道沖激響應(yīng)(CIR)進(jìn)行線性插值得到每個采樣點上的信道沖激響應(yīng)(CIR)并生成信道沖激響應(yīng)矩陣H的裝置21；對矩陣H進(jìn)行變換輸出矩陣A0、A1、D的裝置22，其中矩陣A0是訓(xùn)練符號出現(xiàn)時刻的沖激響應(yīng)矩陣、矩陣D是常量矩陣、矩陣A1是相鄰沖激響應(yīng)差的矩陣；根據(jù)托普勒茲矩陣的特性，通過快速付立葉變換(FFT)由矩陣A0、A1、D得到矩陣A0’、A1’、D’的裝置23；由矩陣A0’、A1’、D’變換得到信道矩陣G的裝置24；用用雅各比(Jacobi)疊代法對矩陣G求反，疊代的初始值定為接收端接收到的經(jīng)OFDM解調(diào)后的信號Y與G對角線元素相除的值，經(jīng)疊代以后，可獲得均衡后發(fā)送端各子載波上發(fā)送的調(diào)制符號 的裝置25。
其中所述線性插值是假定信道沖激響應(yīng)在一個正交頻分復(fù)用(OFDM)符號中是線性變化的，并按照下式進(jìn)行插值得到中間每個采樣點的信道沖激響應(yīng)(CIR)，即hk,l=h0,l+k·hN-1,l-h0,lN-1=h0,l+k·hl′N-1,0≤l,k≤N-1,]]>其中N為子載波數(shù)，hn，l表示第l條路徑n時刻的信道沖激響應(yīng)(CIR)，從而獲得H=h0,0h0,N-1···h0,1h1,1h1,0···h1,2············hN-1,N-1hN-1,N-2···hN-1,0N×N.]]>矩陣H的變換如下進(jìn)行，即可以分解為H=h0,0h0,N-1···h0,1h1,1h1,0···h1,2············hN-1,N-1hN-1,N-2···hN-1,0N×N=h0,0h0,N-1...h0,1h0,1+1×h1′N-1h0,0+1×h0′N-1...h0,2+1×h2′N-1............h0,N-1+(N-1)×hN-1′N-1h0,N-2+(N-1)×hN-2′N-1...h0,0+(N-1)×h0′N-1N×N]]> 其中托普勒茲矩陣的特性就是，對于一個對角矩陣X，左邊乘以付立葉變換矩陣N·W-1，右面乘以W，就得到托普勒茲矩陣Y，它的首行元素就是X的對角線元素進(jìn)行離散付立葉變換的輸出，其余各行由首行循環(huán)移位得到。即令x＝[X0，0X1，1…Xk，k…XN-1，N-1]Ty＝DFT(x)＝[y0y1…yN-1]T，Y＝N·W-1·X·W則Y就是Yj，k＝y(tǒng)(k-j)mod N，0≤k，j≤N-1根據(jù)托普勒茲(Toeplitz)矩陣的特性，信道矩陣G與矩陣A0’、A1’、D’的關(guān)系是G＝A0’+1/(N+1)·D’·A1’。
雅各比(Jacobi)疊代法的迭代等式是sm＝s0-D-1(G-D)sm-1，其中s0是初始向量，s0={s0,0s0,1s0,2......s0,N-2s0,N-1}={y0g0,0y1g1,1......yN-2gN-2,N-2yN-1gN-1,N-1}]]>D＝diag(g0，0g1，1g2，2……gN-2，N-2gN-1，N-1)。
通過對本發(fā)明的一種在正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中均衡快衰落信道的方法分析，我們發(fā)現(xiàn)該方法的總復(fù)雜度很低，步驟a、b、c，d的復(fù)雜度可以忽略，在步驟e中需要做兩次N-FFT，需要做N·log2N次的復(fù)數(shù)乘法以及2N·log2N次的復(fù)數(shù)加法。如果信道的最大延時L很小，那么復(fù)雜度還會降低。在步驟f中，D’可以事先算好，存放在ROM中，每次使用時讀取改矩陣。在步驟g中需要P*N次乘法(一個操作數(shù)是常量)和N次加法。在步驟h中，只要M*2*(P-1)*N次相乘(除法也看作乘法)，再進(jìn)行M*N*(p-1)次加法，M是迭代的次數(shù)。
對M＝2，L＝N＝1024，P＝3，所有的計算復(fù)雜度(包括估算和均衡)近似于21*N次復(fù)數(shù)乘法和25*N次加法。這非常低，相當(dāng)于兩個N點的FFT。
在論文“An Equalizatin Technique for Orthogonal Frequency-Division MultiplexingSystems in Time-Variant Multipath Channels”IEEE Transactions On Communications，Vol.4 7，NO.1，Jan.1999，中提到了與本發(fā)明相類似假設(shè)，但復(fù)雜度非常高。例如它在計算信道矩陣G時就需要P·N·N次N點的FFT運(yùn)算(L＝N)，而本發(fā)明只需要不到3次的N點FFT運(yùn)算。在步驟h中對矩陣求反中，該論文采用近似的方法，將大矩陣分解成小矩陣，但要丟掉一些元素。它的復(fù)雜度為10*N次乘法和4*N次加法，與本發(fā)明的方法比較，復(fù)雜度相當(dāng)，但由于本發(fā)明沒有丟棄元素，計算比它更精確。
對比例1對比例1給出了多普勒(Doppler)300Hz(相對多普勒頻移0.03)時的性能，參見圖3。圖3示出傳統(tǒng)ZF方法、本發(fā)明方法的信噪比-誤比特率(BET)的曲線，其中曲線a表示傳統(tǒng)ZF方法的實驗曲線；曲線b表示本發(fā)明方法P＝3、疊代3次的實驗曲線；曲線c表示本發(fā)明的直接對矩陣求反的理想曲線。上述曲線是在簡化都市無山區(qū)的信道模式下，使用數(shù)字音頻廣播系統(tǒng)(DAB)并設(shè)定16QAM(正交調(diào)幅)調(diào)制，子載波數(shù)N＝1024，相對頻率偏移＝0，以及相對多普勒頻移＝0.03的條件下測得的。所檢測到的信道沖激響應(yīng)(CIR)是h(n)＝0.707δ(n+2)+δ(n)+0.707δ(n-3)+0.5δ(n-13)+0.4δ(n-19)+0.31625δ(n-44)。由圖3可知，傳統(tǒng)ZF方法的誤比特率最大；在實際情況下，采用P＝3、疊代3次的本發(fā)明的方法后得到的誤比特率明顯比傳統(tǒng)ZF方法小得多；而在理想的情況下，采用本發(fā)明的直接對矩陣求反的方法后得到的誤比特率最小。測試表明本發(fā)明的方法可以有效地對抗多普勒效應(yīng)，而且性能比常規(guī)方法要好得多。
對比例2；對比例2給出了頻偏＝0.1時的性能，參見圖4。圖4示出傳統(tǒng)FPFI方法、本發(fā)明方法的信噪比-誤比特率(BET)的曲線，其中曲線a′表示傳統(tǒng)FPFI方法的實驗曲線；曲線b′表示本發(fā)明方法P＝3、疊代3次的實驗曲線；曲線c′表示本發(fā)明的直接對全部矩陣求反的理想曲線。上述曲線是在簡化都市無山區(qū)的信道模式下，使用數(shù)字音頻廣播系統(tǒng)(DAB)并設(shè)定16QAM(正交調(diào)幅)調(diào)制，子載波數(shù)N＝1024，相對頻率偏移＝0.1，以及相對多普勒頻移＝0的條件下測得的。所檢測到的信道沖激響應(yīng)(CIR)是h(n)＝0.707δ(n+2)+δ(n)+0.707δ(n-3)+0.5δ(n-13)+0.4δ(n-19)+0.31625δ(n-44)。由圖4可知，傳統(tǒng)FPFI方法的誤比特率最大；在實際情況下，采用P＝3、疊代3次的本發(fā)明的方法后得到的誤比特率明顯比傳統(tǒng)FPFI方法小得多；而在理想的情況下，采用本發(fā)明的直接對全部矩陣求反的方法后得到的誤比特率最小。測試表明本發(fā)明的方法能大大地對抗頻偏，并且其性能相對于傳統(tǒng)的技術(shù)方案要好很多。
權(quán)利要求
1.一種在正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中均衡快衰落信道的方法，其特征在于，所述方法包含以下步驟a、在發(fā)送端每第B個正交頻分復(fù)用(OFDM)符號的開端插入訓(xùn)練符號，其中B是大于等于1的正整數(shù)；b、在接收端通過信道估計獲得訓(xùn)練符號出現(xiàn)處的信道沖激響應(yīng)；c、然后利用線性插值的方法從訓(xùn)練符號出現(xiàn)時的信道沖激響應(yīng)得到中間每個采樣點上的信道沖激響應(yīng)(CIR)，由這些信道沖激響應(yīng)得到信道沖激響應(yīng)矩陣H；d、根據(jù)信道沖激響應(yīng)矩陣H利用矩陣變換得到訓(xùn)練符號出現(xiàn)時刻的沖激響應(yīng)矩陣A0、常量矩陣D以及相鄰沖激響應(yīng)差的矩陣A1，其中矩陣A0、A1是托普勒茲(Toeplitz)矩陣，矩陣D是對角陣；e、根據(jù)托普勒茲(Toeplitz)矩陣的特性，通過快速付立葉變換(FFT)由矩陣A0、A1得到矩陣A0’、A1’，其中矩陣A0’、A1’是對角陣；f、對對角陣D進(jìn)行快速付立葉變換(FFT)得到矩陣D’，其中矩陣D’是托普勒茲(Toeplitz)矩陣；g、由矩陣A0’、A1’、D’得到信道矩陣G，其中矩陣G是對角線占優(yōu)的稀疏矩陣；h、用雅各比(Jacobi)疊代法對矩陣G求反，疊代的初始值定為接收端接收到的經(jīng)OFDM解調(diào)后的信號Y與G對角線元素相除的值，經(jīng)疊代以后，可獲得均衡后發(fā)送端各子載波上發(fā)送的調(diào)制符號
2.如權(quán)利要求1所述的一種在正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中均衡快衰落信道的方法，其進(jìn)一步特征在于，所述步驟c假定信道沖激響應(yīng)在一個正交頻分復(fù)用(OFDM)符號中是線性變化的，按照下式進(jìn)行插值得到中間每個采樣點的信道沖激響應(yīng)(CIR)，即hk,l=h0,l+k·hN-1,l-h0,lN-1=h0,l+k·hl′N-1,0≤l,k≤N-1,]]>其中N為子載波數(shù)，hn，l表示第l條路徑n時刻的信道沖激響應(yīng)(CIR)，從而獲得H=h0,0h0,N-1···h0,1h1,1h1,0···h1,2············hN-1,N-1hN-1,N-2···hN-1,0N×N.]]>
3.如權(quán)利要求1所述的一種在正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中均衡快衰落信道的方法，其進(jìn)一步特征在于，所述步驟d中矩陣變換如下進(jìn)行，即矩陣H可以分解為H=h0,0h0,N-1···h0,1h1,1h1,0···h1,2············hN-1,N-1hN-1,N-2···hN-1,0N×N=h0,0h0,N-1...h0,1h0,1+1×h1′N-1h0,0+1×h0′N-1...h0,2+1×h2′N-1............h0,N-1+(N-1)×hN-1′N-1h0,N-2+(N-1)×hN-2′N-1...h0,0+(N-1)×h0′N-1N×N]]>
4.如權(quán)利要求1所述的一種在正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中均衡快衰落信道的方法，其進(jìn)一步特征在于，所述托普勒茲矩陣的特性就是對于一個對角矩陣X，左邊乘以付立葉變換矩陣N·W-1，右面乘以W，就得到托普勒茲矩陣Y，它的首行元素就是X的對稱角線元素進(jìn)行離散付立葉變換的輸出，其余各行由首行循環(huán)移位得到，即令x＝[X0，0X1，1…Xk，k…XN-1，N-1]Ty＝DFT(x)＝[y0y1…yN-1]T，Y＝N·W-1·X·W則Y就是Yj，k＝y(tǒng)(kj)mod N，0≤k，j≤N-1。
5.如權(quán)利要求1所述的一種在正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中均衡快衰落信道的方法，其進(jìn)一步特征在于，根據(jù)托普勒茲(Toeplitz)矩陣的特性，所述信道矩陣G與矩陣A0’、A1’、D’的關(guān)系是G＝A0’+1/(N+1)·D’·A1’。
6.如權(quán)利要求1所述的一種在正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中均衡快衰落信道的方法，其進(jìn)一步特征在于，所述雅各比(Jacobi)疊代法的迭代等式是sm＝s0-D-1(G-D)sm-1，其中s0是初始向量，s0={s0,0s0,1s0,2......s0,N-2s0,N-1}={y0g0,0y1g1,1......yN-2gN-2,N-2yN-1gN-1,N-1}]]>D＝diag(g0，0g1，1g2，2… …gN-2，N-2gN-1，N-1)。
7.一種OFDM系統(tǒng)中均衡快衰落信道的均衡裝置，位于接收端，根據(jù)該接收端中的信道估計裝置輸出的訓(xùn)練符號出現(xiàn)時刻的信道沖激響應(yīng)對接收端接收到的經(jīng)OFDM解調(diào)后的信號進(jìn)行快衰落信道均衡，輸出均衡后的發(fā)送端各子載波上發(fā)送的調(diào)制信號，其特征在于，所述均衡裝置包含對信道估計裝置輸出的訓(xùn)練符號處信道沖激響應(yīng)(CIR)進(jìn)行線性插值得到每個采樣點上的信道沖激響應(yīng)(CIR)并生成信道沖激響應(yīng)矩陣H的裝置；對矩陣H進(jìn)行變換輸出矩陣A0、A1、D的裝置，其中矩陣A0是訓(xùn)練符號出現(xiàn)時刻的沖激響應(yīng)矩陣、矩陣D是常量矩陣、矩陣A1是相鄰沖激響應(yīng)差的矩陣；根據(jù)托普勒茲(Toeplitz)矩陣的特性通過快速付立葉變換(FFT)由矩陣A0、A1、D得到矩陣A0’、A1’、D’的裝置；由矩陣A0’、A1’、D’變換得到信道矩陣G的裝置；用雅各比(Jacobi)疊代法對信道矩陣G求反，疊代的初始值定為接收端接收到的經(jīng)OFDM解調(diào)后的信號Y與G對角線元素相除的值，經(jīng)疊代以后，可獲得均衡后發(fā)送端各子載波上發(fā)送的調(diào)制符號 的裝置。
8.如權(quán)利要求7所述的均衡裝置，其進(jìn)一步特征在于，其中所述線性插值是假定信道沖激響應(yīng)在一個正交頻分復(fù)用(OFDM)符號中是線性變化的，并按照下式進(jìn)行插值得到中間每個采樣點的信道沖激響應(yīng)(CIR)，即hk,l=h0,l+k·hN-1,l-h0,lN-1=h0,l+k·hl′N-1,0≤l,k≤N-1,]]>其中N為子載波數(shù)，hn，l表示第l條路徑n時刻的信道沖激響應(yīng)(CIR)，從而獲得H=h0,0h0,N-1···h0,1h1,1h1,0···h1,2············hN-1,N-1hN-1,N-2···hN-1,0N×N.]]>
9.如權(quán)利要求7所述的均衡裝置，其進(jìn)一步特征在于，其中所述矩陣H的變換如下進(jìn)行，即可以分解為H=h0,0h0,N-1···h0,1h1,1h1,0···h1,2············hN-1,N-1hN-1,N-2···hN-1,0N×N=h0,0h0,N-1...h0,1h0,1+1×h1′N-1h0,0+1×h0′N-1...h0,2+1×h2′N-1............h0,N-1+(N-1)×hN-1′N-1h0,N-2+(N-1)×hN-2′N-1...h0,0+(N-1)×h0′N-1N×N]]>
10.如權(quán)利要求7所述的均衡裝置，其進(jìn)一步特征在于，其中所述托普勒茲矩陣的特性就是對于一個對角矩陣X，左邊乘以付立葉變換矩陣N·W-1，右面乘以W，就得到托普勒茲矩陣Y，它的首行元素就是X的對稱角線元素進(jìn)行離散付立葉變換的輸出，其余各行由首行循環(huán)移位得到，即令x＝[X0，0X1，1…Xk，k…XN-1，N-1]Ty＝DFT(x)＝[y0y1…yN-1]T，Y＝N·W-1·X·W則Y就是Yj，k＝y(tǒng)(k-j)mod N，0≤k，j≤N-1。
11.如權(quán)利要求7所述的均衡裝置，其進(jìn)一步特征在于，其中根據(jù)托普勒茲(Toeplitz)矩陣的特性，所述信道矩陣G與矩陣A0’、A1’、D’的關(guān)系是G＝A0’+1/(N+1)·D’·A1’。
12.如權(quán)利要求7所述的均衡裝置，其進(jìn)一步特征在于，其中所述雅各比(Jacobi)疊代法的迭代等式是sm＝s0-D-1(G-D)sm-1，其中s0是初始向量，s0={s0,0s0,1s0,2......s0,N-2s0,N-1}={y0g0,0y1g1,1......yN-2gN-2,N-2yN-1gN-1,N-1}]]>D＝diag(g0，0g1，1g2，2……gN-2，N-2gN-1，N-1)。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種在快衰落信道中均衡正交頻分復(fù)用(OFDM)信號的方法和裝置，本發(fā)明利用托普勒茲矩陣和快速付立葉變換(FFT)矩陣的特性，輕易地從頻域中得到了帶有載波間干擾(ICI)的信道矩陣，并利用矩陣的稀疏和對角線占優(yōu)的特性，運(yùn)用基于雅各比(Jacobi)固定迭代運(yùn)算法則的非常有效的方法來對該信道矩陣進(jìn)行求反，進(jìn)而降低了計算的復(fù)雜度，提高了準(zhǔn)確度，使本發(fā)明的均衡器的性能得到了有效地提高，適用于實時應(yīng)用。
文檔編號H04J11/00GK1514557SQ0216055
公開日2004年7月21日 申請日期2002年12月31日 優(yōu)先權(quán)日2002年12月31日
發(fā)明者黎光潔, 桂洛寧 申請人:上海貝爾阿爾卡特股份有限公司