專利名稱：無線通信設(shè)備和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明總體涉及到無線通信系統(tǒng)，并且更加特別地涉及到改善無線通信系統(tǒng)下行鏈路的性能。
背景技術(shù)：
無線移動(dòng)通信會(huì)受到四種主要的損害路徑損耗、多徑衰落、符號(hào)間干擾(ISI)以及共道干擾。自適應(yīng)天線可以被用于抑制這些因素的影響，以改善無線通信系統(tǒng)的性能。存在有兩種類型的自適應(yīng)天線分集天線和射束形成天線。在分集天線系統(tǒng)中，為了補(bǔ)償多徑衰落，需要得到多個(gè)低相關(guān)或者獨(dú)立的衰落信道，以獲得分集增益。另一方面，射束形成天線通過利用空間方向性，可以提供射束形成增益，這樣就可以在某種程度上補(bǔ)償路徑損耗，并且抑制共道干擾。
在分集天線系統(tǒng)中，特別是對于小角度擴(kuò)展環(huán)境來說，為了得到低相關(guān)/獨(dú)立的衰落信道，通常要求天線間距要足夠大(例如10λ)。然而射束形成天線需要獲得空間方向性，因此所有天線接收和/或發(fā)送的信號(hào)必須是相關(guān)的。這就意味著對于射束形成天線來說，天線間距通常較小，例如對均勻線陣(ULA)來說是半個(gè)波長。由于分集天線系統(tǒng)和射束形成系統(tǒng)所要求的天線間距之間的沖突，因此存在不能同時(shí)獲得分集增益和射束形成增益的缺陷。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一個(gè)目的在于尋求提供一種能夠同時(shí)從分集增益和射束形成增益中獲得好處的無線通信系統(tǒng)。
相應(yīng)地，本發(fā)明的一個(gè)方面提供在具備有多發(fā)送天線的基站與有單接收天線的移動(dòng)終端的通信系統(tǒng)內(nèi)獲得發(fā)送分集增益的方法，該方法中包括步驟提供要被發(fā)送的信號(hào)s(n)；對信號(hào)s(n)進(jìn)行空時(shí)編碼，生成至少兩個(gè)單獨(dú)的信號(hào)s1(n)、s2(n)，每個(gè)信號(hào)在各自的輸出上；把每個(gè)輸出信號(hào)s1(n)、s2(n)送到具有各自函數(shù)g1(k)、g2(k)的迫零預(yù)均衡器，生成輸出信號(hào)x1(n)、x2(n)；把每個(gè)預(yù)均衡器的輸出信號(hào)x1(n)、x2(n)送到發(fā)送天線；通過各自的物理信道h1(k)、h2(k)，發(fā)送輸出信號(hào)x1(n)、x2(n)；在單接收天線中接收輸出信號(hào)x1(n)、x2(n)；并且對接收信號(hào)進(jìn)行空時(shí)解碼，其中選擇迫零預(yù)均衡器的函數(shù)g1(k)、g2(k)，使得各個(gè)物理信道h1(k)、h2(k)的信道響應(yīng)g1(k)*h1(k)、g2(k)*h2(k)是平衰落信道。
通信系統(tǒng)最好是時(shí)分雙工系統(tǒng)，并且該方法中還包括從上行鏈路信道系數(shù)中得到真正的信道系數(shù)，供選擇預(yù)均衡器的函數(shù)g1(k)、g2(k)使用的步驟。
方便地是，從上行鏈路信道系數(shù)中得到真正信道系數(shù)的步驟中使用來自上行鏈路信道的訓(xùn)練符號(hào)。
好處是，從上行鏈路信道系數(shù)中得到真正信道系數(shù)的步驟中使用盲技術(shù)。
通信系統(tǒng)最好是頻分雙工系統(tǒng)，并且該方法中還包括步驟通過向移動(dòng)終端的接收天線發(fā)送一組訓(xùn)練符號(hào)，由移動(dòng)終端估計(jì)真正信道系數(shù)，并且把信道系數(shù)信息反饋回基站，而得到該真正信道系數(shù)。
本發(fā)明的另一方面提供用于通過物理信道h1(k)、h2(k)，與具備單接收天線的移動(dòng)終端進(jìn)行通信的有多發(fā)送天線的基站，該基站中包括具備要被發(fā)送信號(hào)s(n)的輸入和至少兩個(gè)輸出的空時(shí)編碼器，每個(gè)輸出生成單獨(dú)信號(hào)s1(n)、s2(n)；至少兩個(gè)迫零預(yù)均衡器，每個(gè)都被饋送以各自的輸出信號(hào)s1(n)、s2(n)，并且具備各自的函數(shù)g1(k)、g2(k)，以生成輸出信號(hào)x1(n)、x2(n)；以及至少兩個(gè)發(fā)送天線，每個(gè)都被饋送以各個(gè)預(yù)均衡器的輸出信號(hào)x1(n)、x2(n)，其中選擇迫零預(yù)均衡器的函數(shù)g1(k)、g2(k)，使得各個(gè)物理信道h1(k)、h2(k)的信道響應(yīng)g1(k)*h1(k)、g2(k)*h2(k)是平衰落信道。
移動(dòng)終端最好具備單接收天線以及空時(shí)解碼器，以對從基站接收到的信號(hào)進(jìn)行解碼。
本發(fā)明的另一個(gè)方面是在具備有多發(fā)送天線的基站與有單接收天線的移動(dòng)終端的通信系統(tǒng)內(nèi)，提供為頻率選擇性衰落信道獲得組合射束形成和發(fā)送分集的方法，該方法中包括步驟提供要被發(fā)送的信號(hào)S(n；k)；對信號(hào)S(n；k)進(jìn)行空時(shí)編碼，以生成至少兩個(gè)單獨(dú)信號(hào)S1(n；k)、S2(n；k)，每個(gè)信號(hào)在各自的輸出上；把每個(gè)輸出信號(hào)S1(n；k)、S2(n；k)送給發(fā)送處理器，以生成輸出信號(hào)X1(n；k)、X2(n；k)；對每個(gè)輸出信號(hào)X1(n；k)、X2(n；k)應(yīng)用各自所選擇的發(fā)送射束形成權(quán)值；把各個(gè)加權(quán)信號(hào)送到信號(hào)合并器，執(zhí)行信號(hào)的求和功能，并且生成用于發(fā)送的信號(hào)X(n；k)；把求和的信號(hào)X(n；k)發(fā)送給多發(fā)送天線中的每個(gè)天線，進(jìn)行發(fā)送；經(jīng)過各自的物理信道h(n；k)發(fā)送信號(hào)X(n；k)；在單接收天線中接收該接收到的信號(hào)Y(n；k)；把接收到的信號(hào)Y(n；k)送到接收處理器，以生成輸出信號(hào)；以及對接收信號(hào)進(jìn)行空時(shí)解碼。
最好選擇各個(gè)發(fā)送射束形成權(quán)值，作為與物理信道h(n；k)的下行鏈路信道協(xié)方差矩陣(DCCM)中的兩個(gè)最大特征值相對應(yīng)的特征向量。
方便地，物理信道h(n；k)中由兩個(gè)時(shí)延射徑(ray)h1(n；k)、h2(n；k)組成，而且發(fā)送處理器不添加循環(huán)前綴，并且在應(yīng)用各自所選擇的發(fā)送射束形成權(quán)值之前，發(fā)送處理器的其中一個(gè)輸出信號(hào)經(jīng)過Δτ的延時(shí)，選擇射束形成權(quán)值，使得延時(shí)信號(hào)或者其快速付立葉反變換(IFFT)只通過基站多發(fā)送天線和接收天線之間的一條信道h1(n；k)，而未經(jīng)延遲的信號(hào)或其IFFT只經(jīng)過基站多發(fā)送天線和接收天線之間的另一條信道h2(n；k)，由此創(chuàng)建可以經(jīng)過空時(shí)解碼以恢復(fù)被發(fā)送信號(hào)的兩個(gè)不同的信道。
好處是，物理信道h(n；k)由兩個(gè)時(shí)間延遲的、集簇的射徑h1(n；k)和h2(n；k)組成，發(fā)送處理器具備長度為ΔΨ的循環(huán)前綴，而且在應(yīng)用各個(gè)被選擇的發(fā)送射束形成權(quán)值之前，來自發(fā)送處理器的其中一個(gè)輸出信號(hào)要經(jīng)過Ψ的延時(shí)，選擇射束形成權(quán)值，使得延時(shí)信號(hào)或者其快速付立葉反變換(IFFT)只通過基站多發(fā)送天線和接收天線之間的一條信道h1(n；k)，而未經(jīng)延遲的信號(hào)或其IFFT只經(jīng)過基站多發(fā)送天線和接收天線之間的另一條信道h2(n；k)，由此創(chuàng)建可以經(jīng)過空時(shí)解碼以恢復(fù)被發(fā)送信號(hào)的兩個(gè)不同的信道。
該方法中最好還包括步驟為信道h(n；k)估計(jì)功率-延遲-DOA分布；以及在該分布的基礎(chǔ)上，確定要由發(fā)送處理器添加的循環(huán)前綴長度ΔΨ；確定時(shí)延Ψ；并且確定發(fā)送射束形成權(quán)值。
好處是，該方法中還包括從上行鏈路信道協(xié)方差矩陣(UCCM)中估計(jì)下行鏈路信道協(xié)方差矩陣(DCCM)，以構(gòu)造發(fā)送射束形成權(quán)值的步驟。
方便地，該方法中還包括步驟從上行鏈路信道協(xié)方差矩陣(UCCM)中估計(jì)下行鏈路信道協(xié)方差矩陣(DCCM)，以構(gòu)造發(fā)送射束形成權(quán)值；為信道h(n；k)估計(jì)功率-延遲-DOA分布；以及在分布的基礎(chǔ)上，確定由發(fā)送處理器添加的循環(huán)前綴長度ΔΨ；確定時(shí)延Ψ；并且確定發(fā)送射束形成權(quán)值。
本發(fā)明的另一方面提供用于通過具備兩時(shí)延射徑h1(n；k)和h2(n；k)的物理信道h(n；k)，與具備單接收天線的移動(dòng)終端進(jìn)行通信的有多發(fā)送天線的基站，該基站中包括具備要被發(fā)送信號(hào)的輸入和至少兩個(gè)輸出的空時(shí)編碼器，每個(gè)輸出生成單獨(dú)信號(hào)；至少兩個(gè)發(fā)送處理器，每個(gè)都分別接收來自各個(gè)空時(shí)編碼器的輸出之一；至少兩個(gè)發(fā)送射束形成器，每個(gè)都接收各個(gè)發(fā)送處理器的輸出，并且對其應(yīng)用發(fā)送射束形成權(quán)值；從射束形成器接收信號(hào)的信號(hào)合并器，可用來執(zhí)行來自該射束形成器的信號(hào)的求和函數(shù)及生成信號(hào)由多發(fā)送天線發(fā)送。
Δτ的延遲最好被置于該發(fā)送處理器輸出之一與射束形成器之間，使得可以在應(yīng)用各自所選擇的發(fā)送射束形成權(quán)值之前，把來自發(fā)送處理器的信號(hào)輸出延時(shí)Δτ，其中發(fā)送處理器不添加循環(huán)前綴。
方便地，Ψ的延遲最好被置于發(fā)送處理器輸出之一與射束形成器之間，使得可以在應(yīng)用各自所選擇的發(fā)送射束形成權(quán)值之前，把來自發(fā)送處理器的信號(hào)輸出延時(shí)Ψ，發(fā)送處理器的循環(huán)前綴長度為ΔΨ。
好處是，提供為信道h(n；k)確定功率-延遲-DOA分布估計(jì)的處理器，并且在分布的基礎(chǔ)上，確定要由發(fā)送處理器添加的循環(huán)前綴長度ΔΨ；時(shí)延Ψ；以及發(fā)送射束形成權(quán)值。
方便地，提供處理器，以從上行鏈路信道協(xié)方差矩陣(UCCM)中估計(jì)下行鏈路信道協(xié)方差矩陣(DCCM)，構(gòu)造發(fā)送射束形成權(quán)值。
基站中最好還包括為信道h(n；k)確定功率-延遲-DOA分布估計(jì)；以及在分布的基礎(chǔ)上，確定要由發(fā)送處理器添加的循環(huán)前綴長度ΔΨ；時(shí)延Ψ；以及發(fā)送射束形成權(quán)值的第一處理器；以及從上行鏈路信道協(xié)方差矩陣(UCCM)中估計(jì)下行鏈路信道協(xié)方差矩陣(DCCM)，構(gòu)造發(fā)送射束形成權(quán)值的第二處理器。
方便地，可以從由OFDM、CDMA和TDMA處理器組成的組中選擇發(fā)送和接收處理器。
好處是，通信系統(tǒng)內(nèi)包含基站和移動(dòng)終端，該移動(dòng)終端具備單接收天線、生成輸出信號(hào)的接收處理器以及對輸出信號(hào)進(jìn)行解碼的空時(shí)解碼器。
本發(fā)明的另一個(gè)方面是在具備有多發(fā)送天線的基站與有單接收天線的移動(dòng)終端的通信系統(tǒng)內(nèi)，提供為頻率選擇性衰落信道獲得組合射束形成和發(fā)送分集的方法，該方法中包括步驟提供要被發(fā)送的信號(hào)s(n)；對要被發(fā)送的信號(hào)s(n)進(jìn)行空時(shí)編碼，以生成至少兩個(gè)單獨(dú)信號(hào)s1(n)、s2(n)，每個(gè)信號(hào)在各自的輸出上；使空時(shí)編碼的輸出信號(hào)中的一個(gè)輸出信號(hào)經(jīng)過Δτ的延時(shí)；把各自所選擇的發(fā)送射束形成權(quán)值應(yīng)用到經(jīng)過延遲和未經(jīng)延遲的信號(hào)；把各個(gè)加權(quán)信號(hào)送到信號(hào)合并器，以執(zhí)行信號(hào)的求和功能，并且生成用于發(fā)送的信號(hào)；把求和的信號(hào)送給多發(fā)送天線中的每個(gè)天線，進(jìn)行發(fā)送；經(jīng)過具備兩時(shí)延射徑h1(k)和h2(k)的物理信道h(k)，發(fā)送該求和的信號(hào)；在基本相同的時(shí)間上，在單接收天線中接收被發(fā)送信號(hào)的主要分量；以及對接收信號(hào)進(jìn)行空時(shí)解碼。
最好選擇發(fā)送射束形成權(quán)值，使得經(jīng)過延遲的信號(hào)只經(jīng)過基站多發(fā)送天線和接收天線之間的一條射徑h1(k)，而未經(jīng)延遲的信號(hào)只經(jīng)過基站多發(fā)送天線和接收天線之間的另一條射徑h2(k)。
方便地，延時(shí)Δτ可以從下行鏈路信道信息中得到。
本發(fā)明的另一方面提供用于通過具備兩條時(shí)延射徑h1(k)、h2(k)的物理信道h(k)，與具備單接收天線的移動(dòng)終端進(jìn)行通信的有多發(fā)送天線的基站，該基站中包括具備要被發(fā)送信號(hào)的輸入和至少兩個(gè)輸出的空時(shí)編碼器，每個(gè)輸出生成單獨(dú)信號(hào)；至少兩個(gè)發(fā)送射束形成器，每個(gè)都接收來自空時(shí)編碼器的輸出，并且對其應(yīng)用發(fā)送射束形成權(quán)值；信號(hào)合并器，從射束形成器接收信號(hào)，并且可用來執(zhí)行來自射束形成器的信號(hào)的求和功能，和生成信號(hào)由多發(fā)送天線中的每一個(gè)發(fā)送，其中時(shí)延Δτ被置于空時(shí)編碼器和其中一個(gè)射束形成器之間，使得可以在基本相同的時(shí)間，在單接收天線處接收被發(fā)送信號(hào)的主要分量。
通信系統(tǒng)內(nèi)最好包含基站和具備單接收天線以及對接收的信號(hào)進(jìn)行解碼的空時(shí)解碼器的移動(dòng)終端。
本發(fā)明的一個(gè)目標(biāo)就是尋求通過使用多天線陣列的基站，在移動(dòng)終端同時(shí)獲得分集增益、射束形成增益，以及，減小時(shí)延擴(kuò)展。
本發(fā)明實(shí)施例的好處如下·可以同時(shí)獲得射束形成增益和發(fā)送分集。
·在功率時(shí)延DOA分布的基礎(chǔ)上，可以自適應(yīng)地減小時(shí)延擴(kuò)展。
·在兩射徑環(huán)境中，頻率選擇性衰落信道被轉(zhuǎn)換為平衰落信道，仍然可以維持通路分集增益。
·在丘陵地帶(HT)的環(huán)境中，可以把大時(shí)延擴(kuò)展信道轉(zhuǎn)換為小時(shí)延擴(kuò)展信道，仍然可以維持通路分集增益。
·通過時(shí)延擴(kuò)展減小以及組合的射束形成和發(fā)送分集，本發(fā)明系統(tǒng)提供高頻譜效率，而消耗較少發(fā)送功率。
·本發(fā)明系統(tǒng)還采用自適應(yīng)調(diào)制，以基于分集數(shù)量級(jí)和信道狀況進(jìn)一步提高頻譜效率。
·移動(dòng)終端通常都受到其物理尺寸和電池功率的限制。本發(fā)明系統(tǒng)在基站，而不是在移動(dòng)終端實(shí)施復(fù)雜的處理。這樣移動(dòng)終端的復(fù)雜性就可以被降低。
·本發(fā)明系統(tǒng)也可以很好地應(yīng)用于要求下行鏈路傳輸高數(shù)據(jù)速率的應(yīng)用。例如，這些應(yīng)用中包括第三代伙伴計(jì)劃(3GPP)內(nèi)高速下行鏈路分組接入(HSDPA)、無線互聯(lián)網(wǎng)以及無線多媒體通信。


為了更加容易地理解本發(fā)明，現(xiàn)在通過實(shí)例，參考附圖，來描述本發(fā)明的實(shí)施例，附圖中圖1(現(xiàn)有技術(shù))是說明Alamouti的置換發(fā)送分集方法的概要框圖；圖2是說明對于頻率選擇性衰落信道，利用具備預(yù)均衡的發(fā)送分集來實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的方法的概要框圖；圖3(現(xiàn)有技術(shù))是說明在(a)發(fā)射機(jī)；和(b)接收機(jī)處帶有發(fā)送分集的正交頻分復(fù)用(OFDM)的概要框圖；圖4(現(xiàn)有技術(shù))是說明對于平衰落信道，組合射束形成和發(fā)送分集的OFDM的概要框圖；圖5是說明在(a)發(fā)射機(jī)；和(b)接收機(jī)處利用帶有組合的射束形成和發(fā)送分集的OFDM來實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的方法的概要框圖；圖6是說明對于兩射徑(TR)頻率選擇性衰落信道，在(a)發(fā)射機(jī)；和(b)接收機(jī)處利用組合射束形成和發(fā)送分集來實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的方法的概要框圖；圖7是說明對于兩射徑(TR)模型，在(a)發(fā)射機(jī)；和(b)接收機(jī)處利用帶有組合的射束形成和發(fā)送分集的OFDM來實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的方法的概要框圖；圖8說明對于丘陵地帶(HR)的模型，在(a)發(fā)射機(jī)；和(b)接收機(jī)處利用帶有組合的射束形成和發(fā)送分集的OFDM來實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的方法的概要框圖；以及圖9是說明在(a)發(fā)射機(jī)；和(b)接收機(jī)處利用具備組合的射束形成、發(fā)送分集和自適應(yīng)時(shí)延擴(kuò)展減小的OFDM來實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的方法的概要框圖。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明圍繞在基站內(nèi)使用多天線，以改善無線通信系統(tǒng)下行鏈路的性能。在干擾影響有限的情況中，下行鏈路射束形成是有效的，特別是在多媒體通信中，這一點(diǎn)是非常重要的。當(dāng)接收分集不可實(shí)現(xiàn)時(shí)，特別是對于有尺寸和/或功率限制的移動(dòng)終端而言，發(fā)送分集是一種非常有效的技術(shù)。即使是在接收分集可用時(shí)，它也可以被用于進(jìn)一步改善下行鏈路性能。
在多徑傳播環(huán)境中，接收機(jī)獲得被發(fā)送信號(hào)的幾個(gè)時(shí)間延遲的、幅度縮放的以及到達(dá)方向(DOA)相關(guān)的版本。當(dāng)沿各個(gè)路徑最先到達(dá)和最后到達(dá)的信號(hào)版本之間的最大時(shí)延小于符號(hào)間隔時(shí)，這些路徑在時(shí)域是不可分解的。然而由于它們來自不同的DOA，因此這些路徑在空間域是可分解的。由于每個(gè)路徑可能經(jīng)歷獨(dú)立的衰落，因此利用射束形成天線陣列，可以得到若干個(gè)獨(dú)立信道，對其可以應(yīng)用發(fā)送分集。
當(dāng)最大相對時(shí)延大于符號(hào)間隔時(shí)，可以觀察到一個(gè)頻率選擇性衰落信道。頻率選擇性有利于獲得分集，然而它也會(huì)帶來在接收機(jī)內(nèi)需要被抑制的符號(hào)間干擾(ISI)。當(dāng)數(shù)據(jù)傳輸速率增加時(shí)，這種現(xiàn)象會(huì)變得越來越普遍。抑制ISI的一種方法就是在接收機(jī)內(nèi)采用均衡器。然而均衡器的性能要取決于無線信道的頻率響應(yīng)。特別是當(dāng)信道的頻率響應(yīng)在特定頻段內(nèi)存在深空(deep null)時(shí)，均衡輸出就會(huì)造成噪聲增強(qiáng)，其效應(yīng)會(huì)降低由頻率選擇性所得到的分集增益。另一方面，當(dāng)判決引導(dǎo)符號(hào)被用作參考信號(hào)時(shí)，自適應(yīng)均衡器常常會(huì)加速錯(cuò)誤傳播問題，并且如果時(shí)延擴(kuò)展較大，則均衡器的復(fù)雜程度會(huì)更大。
減小ISI的另一個(gè)方法就是在基站內(nèi)利用自適應(yīng)天線，去減小時(shí)延擴(kuò)展。例如，如果基站已知接收信號(hào)的每個(gè)時(shí)延版本的到達(dá)方向(DOA)信息，則它可以針對一條路徑形成射束，而針對其它路徑的DOA，安排天線增益為零或者很小。在這種方式中，移動(dòng)終端只接收每個(gè)被發(fā)送信號(hào)的一條路徑。盡管這種方法的信號(hào)檢測非常簡單，但是由于只能利用一條路徑，因此犧牲了分集增益。
與接收分集相比，發(fā)送分集在過去幾十年中已經(jīng)得到更多的重視。A.Wittneben的“A new bandwidth efficient transmit antennamodulation diversity scheme for lihear digital modulation(用于線性數(shù)字調(diào)制的、帶寬有效的新發(fā)送天線調(diào)制分集方案)”(Proc.ofICC’93，1630-1634頁，1993年)中闡述的時(shí)延分集就是早期的利用多發(fā)送天線的一種發(fā)送分集技術(shù)。這種方法把平衰落信道變形為頻率選擇性衰落信道，從而利用頻率分集。為了補(bǔ)償非自然因素引入的ISI，在移動(dòng)終端內(nèi)提供均衡器。均衡器的性能取決于信道的頻率特性。而且，當(dāng)判決導(dǎo)向符號(hào)被用作參考信號(hào)時(shí)，自適應(yīng)均衡器常常會(huì)加速錯(cuò)誤傳播問題。實(shí)際上，當(dāng)最大多譜勒頻率超過40Hz時(shí)，這種分集方法的性能甚至比不采用分集還差，參見Y.C.Liang、Y.Li和K.J.R.Liu的“Feasibility of transmit divefsity for IS-136 TDMA systems(IS-136 TDMA系統(tǒng)中發(fā)送分集的可行性)”(Proc.of VTC’98，2321-2324頁，1998年)中的說明。在S.M.Alamouti的“Asimpletransmit diversity technique for wireless communications(用于無線通信的簡單發(fā)送分集技術(shù))”(IEEE Journal of Selected Areasin Communications，16卷，8期，1451-1458頁，1998年10月)中，Alamouti提出一種置換分集方法，其性能類似于最大比合并(MRC)接收分集。這種方法只要求簡單的接收機(jī)結(jié)構(gòu)。更加通用的發(fā)送分集方法被稱為空時(shí)編碼方法，見V.Tarokh、N.Ses hadri和A.R.Calderbank的“Space-time codes for high data rate wireless communicationPerformance analysis and code construction(用于高數(shù)據(jù)速率無線通信的空時(shí)編碼性能分析和編碼構(gòu)成)”(IEEE trans On InformationTheory，44卷，3期，744-765頁，1998年3月)?？諘r(shí)編碼包括空時(shí)網(wǎng)格編碼(STTC)和空時(shí)分組編碼(STBC)。實(shí)際上，置換分集就是最簡單的一類STBC。
圖1中說明的Alamouti置換分集方法中給出基站(BS)配有兩個(gè)發(fā)送天線1、2的置換分集方法。要被發(fā)送的信號(hào)s(n)首先在空時(shí)編碼模塊3中進(jìn)行編碼?？諘r(shí)編碼模塊3按照如下方式進(jìn)行工作。它具備一個(gè)輸入端口和兩個(gè)輸出端口。輸入端口接受被發(fā)送序列s(0)、s(1)...。作為響應(yīng)，兩個(gè)輸出端口在時(shí)刻t＝n和t＝n+1提供各自的輸出信號(hào)s1(t)和s2(t)，其中n是偶數(shù)，如下所示 在時(shí)刻t＝n和t＝n+1，移動(dòng)終端的單接收天線4的接收信號(hào)為x(n)＝α1s1(n)+α2s2(n)+w(n)(1)x(n+1)＝a1s1(n+1)+a2s2((n+1)+w(n+1) (2)其中α1和α2分別是從兩個(gè)發(fā)送天線1、2到接收天線4的相應(yīng)信道響應(yīng)；w(n)是加性白高斯噪聲(AWGN)。
隨后，接收到的信號(hào)按照如下方式，由空時(shí)解碼模決進(jìn)行解碼。特別是，公式(1)和(2)可以被寫為矩陣形式x(n)x(n+1)=12s(n)s(n+1)s*(n+1)-s*(n)α1α2+w(n)w(n+1)---(3)]]>x(n)x*(n+1)=12α1α2-α2*α1*s(n)s(n+1)+w(n)w*(n+1)---(4)]]>因此，可以利用訓(xùn)練符號(hào)，通過等式(3)來估計(jì)信道系數(shù)；而等式(4)可以被用作信號(hào)估計(jì)/檢測。這種信號(hào)檢測方法也被稱作置換解碼。
應(yīng)該指出，與在接收機(jī)處要求使用復(fù)雜均衡器的時(shí)延分集技術(shù)相反，置換分集的信道估計(jì)和信號(hào)檢測只包含非常簡單的數(shù)值運(yùn)算。此外，與單發(fā)射機(jī)/兩接收機(jī)的接收分集技術(shù)相比，盡管置換分集方法存在3dB的性能損耗，但是它仍然可以獲得與采用最大比合并(MRC)方案的接收分集技術(shù)同等數(shù)量級(jí)的分集增益。
置換分集可以被擴(kuò)展到空時(shí)分組編碼(STBC)和空時(shí)網(wǎng)格編碼(STTC)。所有這些編碼都可以在平衰落環(huán)境中，獲得發(fā)送分集。
本發(fā)明的一個(gè)實(shí)例就是把Alamouti的分集方法應(yīng)用于頻率選擇性衰落信道。當(dāng)時(shí)延擴(kuò)展大于符號(hào)間隔時(shí)，可以觀察到頻率選擇性衰落信道。圖2說明把Alamouti分集方法應(yīng)用于頻率選擇性衰落信道的系統(tǒng)模型。被發(fā)送信號(hào)s(n)首先在編碼模塊3中，利用Alamouti碼進(jìn)行編碼，兩個(gè)支路輸出分別為s1(n)和s2(n)。然后s1(n)和s2(n)被送到兩個(gè)具有函數(shù)g1(k)、g2(k)的預(yù)均衡器6、7，生成兩個(gè)輸出序列y1(n)和y2(n)。y1(n)和y2(n)最終經(jīng)過調(diào)制，并且上變頻為RF信號(hào)，通過作為物理信道h1(k)和h2(k)的發(fā)送天線1、2發(fā)送出。
預(yù)均衡器6、7的函數(shù)g1(k)和g2(k)被用于分別對兩個(gè)物理信道h1(k)和h2(k)進(jìn)行預(yù)均衡。通過設(shè)計(jì)采用迫零準(zhǔn)則的預(yù)均衡，現(xiàn)在整個(gè)信道響應(yīng)g1(k)*h1(k)和g2(k)*h2(k)都是平衰落信道，Alamouti的編碼/解碼方法可以供其使用。這里，“*”表示卷積運(yùn)算。
為了設(shè)計(jì)預(yù)均衡器6、7，基站/發(fā)送天線1、2應(yīng)該已知真正的信道系數(shù)h1(k)和h2(k)。通過兩種方式可以做到這一點(diǎn)。對于時(shí)分雙工(TDD)系統(tǒng)來說，下行鏈路信道系數(shù)與上行鏈路信道系數(shù)相同，可以從利用訓(xùn)練符號(hào)或盲技術(shù)(直到固定的定標(biāo)器)的上行鏈路中得到。對于頻分雙工(FDD)系統(tǒng)來說，基站向移動(dòng)終端發(fā)送一組訓(xùn)練符號(hào)，然后估計(jì)，并且向基站反饋下行鏈路信道信息。
上述方法也適用于其它空時(shí)編碼。
正交頻分復(fù)用(OFDM)是一種克服大時(shí)延擴(kuò)展問題的公認(rèn)已知的和有效的方法。組合OFDM和發(fā)送分集方法不僅抑制較大的時(shí)延擴(kuò)展，還能夠獲得發(fā)送分集增益。圖3給出如Y.Li、N.Seshadri和S.Ariyavisitakul的“Channel estimation for OFDM systems withtransmitter diversity in mobile wireless channels(移動(dòng)無線信道中的具備發(fā)射機(jī)分集的OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì))”(IEEE Journal ofSelected Areas in Communications，17卷，3期，461-471頁，1999年3月)中描述的，配有兩個(gè)天線發(fā)送分集的現(xiàn)有技術(shù)的OFDM系統(tǒng)。要被發(fā)送的信號(hào)S(n；k)首先利用編碼模塊3中的空時(shí)編碼進(jìn)行編碼，生成兩個(gè)支路輸出S1(n；k)和S2(n；k)。S1(n；k)和S2(n；k)然后被送到各個(gè)常規(guī)OFDM發(fā)送處理器8、9，它們的輸出最終被調(diào)制并且上變頻為RF信號(hào)，通過發(fā)送天線1、2發(fā)送出去。
在移動(dòng)臺(tái)的單天線接收機(jī)4處，接收到的信號(hào)被傳送給常規(guī)OFDM接收機(jī)處理器10，隨后是空時(shí)解碼器模塊5。特別地是，快速付立葉變換(FFT)輸出變?yōu)?
X(n；k)＝H1(n；k)S1(n；k)+H2(n；k)S2(n；k)+W(n；k) (5)X(n；k+1)＝H1(n；k+1)S1(n；k+1)+H2(n；k+1)S2(n；k+1)+W(n；k+1)(6)在(5)和(6)中，H1(n；k)和H2(n；k)分別是發(fā)送天線1和接收天線4之間的信道沖激響應(yīng)h1(n；k)以及發(fā)送天線2和接收天線4之間的信道沖激響應(yīng)h2(n；k)的付立葉變換；W(n；k)是接收天線4接收到的加性噪聲w(n；k)的FFT輸出。
如果按如下方式選擇時(shí)刻t＝k和t＝k+1的S1(n；t)、S2(n；t)，則可以容易地應(yīng)用置換解碼方法，其中k為偶數(shù) 現(xiàn)有技術(shù)對于平衰落信道，組合的射束形成和發(fā)送分集。
上述三種方法(Alamouti置換分集方法、應(yīng)用于頻率選擇性衰落信道的分集方法以及配有發(fā)送分集的OFDM)都可以對于平衰落信道，或頻率選擇性衰落信道獲得發(fā)送分集增益。發(fā)送天線屬于分集天線，即天線間距較大，例如典型地為10倍的波長。
圖4給出如R.Negi、A.M.Tehrani和J.Cioffi的“Adaptiveanternnas for space-time coding over block invariant multipathfading channels(部分恒定多徑信道上用于空時(shí)編碼的自適應(yīng)天線)”(Proc.of IEEE VTC，70-74頁，1999年)中闡述的，對于平衰落信道的組合射束形成和發(fā)送分集的已知系統(tǒng)。要被發(fā)送的信號(hào)s(n)首先經(jīng)過使用空時(shí)編碼器模塊3編碼，生成兩個(gè)支路輸出s1(n)和s2(n)。s1(n)和s2(n)然后分別被送到兩個(gè)發(fā)送射束形成器11、12w1和w2，隨后是信號(hào)合并器13，它執(zhí)行兩個(gè)輸入的簡單求和功能，生成用于發(fā)送的信號(hào)x(n)，其向量形式為x(n)=w1Hs1(n)+w2Hs2(n)---(7)]]>為了得到空間選擇性，將天線間距d設(shè)置為較小，例如半個(gè)波長，而且發(fā)送天線1A、1B、2、M的個(gè)數(shù)要大于2。這是射束形成天線陣列，而不是分集天線陣列。假設(shè)物理信道由L個(gè)空間分離的路徑組成，其衰落系數(shù)和DOA表示為(αk(t)，θk)，其中k＝1，...，L。如果相對最先到達(dá)路徑的最大時(shí)延小于符號(hào)間隔，則可以觀察到平衰落信道，并且瞬時(shí)信道響應(yīng)hd(t)可以表示如下hd(t)=Σk=1Lαk(t)αd(θk)---(8)]]>其中αd(θk)是在DOAθk處的下行鏈路導(dǎo)引向量。移動(dòng)終端的接收信號(hào)y(n)表示為y(n)=w1Hhd(t)s1(n)+w2Hhd(t)s2(n)+w(n)---(9)]]>通過表示為β1(t)＝w1Hhd(t)、β2(t)＝w2Hhd(t)，經(jīng)計(jì)算代價(jià)函數(shù)的最大值，來估計(jì)發(fā)送射束形成權(quán)值J＝E|β1(t)|2+E|β2(t)|2(10)s.t.E[β1(t)β2*(t)]=0---(11)]]>通過最大化(10)，可以得到最大的平均信噪比(SNR)；而條件(11)可以確保β1(t)和β2(t)是統(tǒng)計(jì)不相關(guān)的，因此可以獲得最大分集增益。
比較(9)和(1)，借助于下行鏈路射束形成，兩個(gè)統(tǒng)計(jì)非相關(guān)的衰落信道β1(t)和β2(t)已經(jīng)人工生成，可對其使用空時(shí)解碼以恢復(fù)被發(fā)送信號(hào)s(n)。對于Alamouti分集方法來說，應(yīng)用置換解碼。
最佳發(fā)送射束形成權(quán)值向量是與下行鏈路信道協(xié)方差矩陣(DCCM)的兩個(gè)最大的特征值相對應(yīng)的特征向量Rd=E[hd(t)hdH(t)]---(12)]]>其中對所有衰落系數(shù)計(jì)算期望值。假設(shè)所有路徑都具有相同的平均功率，或者E|αk(t)|2＝1/L，則DCCM由下式給出Rd=1LΣk=1Lαd(θk)αdH(θk)---(13)]]>對于TDD來說，DCCM與上行鏈路信道協(xié)方差矩陣(UCCM)相同。對于FDD來說，存在有兩種方法估計(jì)DCCM，它們都是基于如下的事實(shí)，即上行鏈路和下行鏈路信號(hào)經(jīng)過相同的DOA。第一方法首先根據(jù)接收到的上行鏈路信號(hào)去估計(jì)所有路徑的DOA，然后構(gòu)造下行鏈路導(dǎo)引向量αd(θk)并且利用等式(13)進(jìn)一步構(gòu)造DCCM Rd。第二方法利用如Y-C.Liang和F.Chin的“Downlink beamforming methods for capacityenhancement in wireless communication systems(無線通信系統(tǒng)中用于提高容量的下行鏈路射束形成方法)”(新加坡專利申請No.9904733.4)中闡述的頻率校準(zhǔn)處理，直接從UCCM中估計(jì)DCCM。該方法不用包含DOA估計(jì)以及其關(guān)聯(lián)，因此容易實(shí)現(xiàn)。
這種系統(tǒng)對于平衰落環(huán)境可同時(shí)獲得分集增益和射束形成增益，但是期望把那個(gè)系統(tǒng)擴(kuò)展到頻率選擇性衰落環(huán)境中。
對于沒有射束形成的移動(dòng)無線通信來說，兩射徑(TR)模型、典型市區(qū)(TU)模型以及丘陵地區(qū)(HT)模型是三種常用的功率-延遲分布。當(dāng)添加下行鏈路射束形成時(shí)，需要考慮功率-延遲-DOA分布。在采用TU模型的微微小區(qū)、微小區(qū)和宏小區(qū)中，路徑延時(shí)和DOA之間的相關(guān)性較低。然而在采用TR和HR模型的宏小區(qū)中，通常路徑延時(shí)統(tǒng)計(jì)上講要取決于DOA。下面我們給出，對于不同環(huán)境可以存在不同的方案，以獲得組合射束形成和發(fā)送分集增益，以及最大頻譜效率。
本發(fā)明的另一實(shí)例利用OFDM，以獲得組合的射束形成和發(fā)送分集。
對于頻率選擇性衰落信道，利用OFDM可以獲得組合射束形成和發(fā)送分集。圖5給出具備組合的射束形成和發(fā)送分集的OFDM系統(tǒng)。盡管選擇OFDM作為一個(gè)實(shí)例來展示如何減小時(shí)延擴(kuò)展，而同時(shí)仍維持射束形成和發(fā)送分集增益，但是其它實(shí)例是其它多載波調(diào)制方案，例如MC-CDMA、MC-DS-CDMA以及采用循環(huán)前綴的單載波系統(tǒng)。
第n個(gè)塊中第k個(gè)單音(tone)上被發(fā)送的信號(hào)S(n；k)首先在基站處利用編碼模塊3內(nèi)的空時(shí)編碼進(jìn)行編碼，生成兩個(gè)支路輸出S1(n；k)和S2(n；k)。S1(n；k)和S2(n；k)被送到各自正常的OFDM發(fā)送處理器8、9，之后分別是兩個(gè)發(fā)送射束形成器10、11(w1和w2)。射束形成輸出最終在合并器13內(nèi)被合并，并且經(jīng)過基站天線陣列的發(fā)送天線1A、1B、2發(fā)送出去。
采用基站天線陣列1A、1B、2，無線信道沖激響應(yīng)的復(fù)基帶表示可以描述為如下的向量形式hd(t;τ)=ΣmΣlγm,l(t)αd(θm,l)δ(τ-τm)---(14)]]>其中τm表示時(shí)間上可分解的第m條路徑的時(shí)延，γm，l(t)和αd(θm，l)是對應(yīng)于第m條時(shí)延路徑中第1個(gè)DOA的復(fù)幅值和下行鏈路導(dǎo)引向量。由于車輛的移動(dòng)，γm，l(t)是廣義平穩(wěn)(WSS)窄帶復(fù)高斯過程，其均值為零，以及對于不同的m和l來說，是統(tǒng)計(jì)獨(dú)立的。假設(shè)所有γm，l(t)都具備相同的歸一化相關(guān)函數(shù)r(t)(r(0)＝1)，但是可能有不同的平均功率σm，l2，則E[γm,l(t+Δt)γm,l*(t)]=σm,l2r(Δt)---(15)]]>在時(shí)刻t，h(t；τ)的付立葉變換(FFT)由下式給出Hd(t;f)=∫-∞∞hd(t;τ)e-j2πfτdτ=ΣmΣlγm,l(t)αd(θm,l)e-j2πfτm---(16)]]>對于塊長度為Tb、單音間距為ft的OFDM系統(tǒng)來說，H(t；f)的離散值為Hd[n;k]Δ=Hd(nTb;kft)=ΣmΣlγm,l(nTs)αd(θm,l)e-j2πkf2τm---(17)]]>這樣對不同時(shí)間和頻率來說，頻率響應(yīng)的相關(guān)函數(shù)矩陣為rd[Δn;Δk]=E[Hd[n+Δn;k+Δk]HdH[n;k]]=r(ΔnTb)Σme-j2πΔkftτmRd,m---(18)]]>其中Rd,m=Σlσm,l2αd(θm,l)αdH(θm,l)]]>是對應(yīng)于第m條時(shí)延路徑的下行鏈路信道協(xié)方差矩陣。注意，當(dāng)Δn＝0和Δk＝0時(shí)rd
=ΣmΣlσm,l2αd(θm,l)αdH(θm,l)Δ=Rd---(19)]]>在移動(dòng)終端的單一天線4，接收的信號(hào)首先被送到常規(guī)OFDM接收處理器10，隨后是置換解碼器5。在常規(guī)OFDM接收處理器內(nèi)，F(xiàn)FT輸出變?yōu)閄[n;k]=w1HHd[n;k]S1(n;k)+w2HHd[n;k]S2[n;k]+W[n;k]---(20)]]>X[n;k+1]=w1HHd[n;k+1]S1[n;k+1]+w2HHd[n;k+1]S2[n;k+1]+W[n;k+1]---(21)]]>其中W[n；k]是零均值的AWGN。
通過表示β1(t)＝w1HHd[n；k]、β2(t)＝w2HHd[n；k]，經(jīng)最大化代價(jià)函數(shù)來估計(jì)射束形成權(quán)值
J＝E|β1|2+E|β2|2(22)s.t.E[β1β2*]=0---(23)]]>再次，通過最大化等式(22)，可以得到最大的平均SNR；而條件(23)可以確保β1和β2是統(tǒng)計(jì)不相關(guān)的，因此可以獲得最大分集增益。
最優(yōu)發(fā)送射束形成權(quán)值向量是與下行鏈路信道協(xié)方差矩陣(DCCM)Rd的兩個(gè)最大的特征值相對應(yīng)的特征向量Rd=E[Hd[n;k]HdH[n;k]]---(24)]]>比較等式(20)和(21)與等式(5)和(6)，借助于下行鏈路射束形成，生成兩個(gè)非相關(guān)衰落信道，可對其使用空時(shí)解碼以恢復(fù)被發(fā)送信號(hào)。如果按照如下方式選擇S1(n；k)和S2(n；k)，則可以采用置換解碼方法 用于OFDM的DCCM估計(jì)的頻率校準(zhǔn)方法為了生成下行鏈路射束形成權(quán)值，首先需要構(gòu)造DCCM。采用Y-C.Liang和F.Chin的“Downlink beamforming methods for capacityenhancement in wireless communication systems(無線通信系統(tǒng)中用于提高容量的下行鏈路射束形成方法)”(新加坡專利申請No.9904733.4)中闡述的頻率校準(zhǔn)(FC)方法。
利用類似的方法，我們可以由下式給出不同時(shí)間和頻率的上行鏈路頻率響應(yīng)的相關(guān)函數(shù)矩陣ru[Δn;Δk]=E[Hu[n+Δn;k+Δk]HuH[n;k]]=r(ΔnTb)Σme-j2πΔkftτmRu,m---(25)]]>其中Ru,m=Σlσm,l2αu(θm,l)αuH(θm,l)]]>是對應(yīng)于第m條延時(shí)路徑的上行鏈路信道協(xié)方差矩陣。注意，當(dāng)Δn＝0和Δ k＝0時(shí)ru
=ΣmΣlσm,l2αu(θm,l)αuH(θm,l)Δ=Ru---(26)]]>比較等式(19)和(26)，Y-C.Liang和F.Chi n的“Downlinkbeamforming methods for capacity enhancement in wirelesscommunication systems(無線通信系統(tǒng)中用于提高容量的下行鏈路射束形成方法)”(新加坡專利申請No.9904733.4)中設(shè)計(jì)的頻率校準(zhǔn)(FC)方法可以被用于從UCCM中估計(jì)DCCM。
這種系統(tǒng)為OFDM系統(tǒng)提供分集增益和射束形成增益。在該系統(tǒng)中，循環(huán)前綴的長度由最大物理時(shí)延來確定，并且與常規(guī)OFDM系統(tǒng)內(nèi)相同。這樣，它可以容易地被應(yīng)用到DOA與時(shí)延統(tǒng)計(jì)獨(dú)立的環(huán)境中。
當(dāng)路徑的DOA在統(tǒng)計(jì)上與路徑時(shí)延有關(guān)時(shí)，例如在TR和HR環(huán)境中，則不僅能夠同時(shí)獲得射束形成增益和分集增益，還減小了循環(huán)前綴，這樣可以提高頻譜效率。
本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)例針對兩射徑(TR)模型的頻率選擇性衰落信道，利用組合的射束形成和發(fā)送分集。
假設(shè)物理信道遵循TR模型。采用基站天線陣列，無線信道沖激響應(yīng)的復(fù)基帶表示可以描述為如下向量形式hd(t;τ)=Σm=12hd,m(t)δ(τ-τm)---(27)]]>有hd,m(t)=Σlγm,l(t)αd(θm,l)---(28)]]>其中τm表示時(shí)間上可分解的第m條路徑的時(shí)延，γm，l(t)和αd(θm，l)是對應(yīng)于第m條時(shí)延路徑中第1個(gè)DOA的復(fù)幅值和下行鏈路導(dǎo)引向量。由于車輛的移動(dòng)，γm，l(t)是廣義平穩(wěn)(WSS)窄帶復(fù)高斯過程，其均值為零，以及對于不同的m和l來說，是統(tǒng)計(jì)獨(dú)立的。假設(shè)所有γm，l(t)都具備相同的歸一化相關(guān)函數(shù)r(t)(r(0)＝1)，但是有不同的平均功率σ2m，l則E[γm,l(t+Δt)γm,l*(t)]=σm,l2r(Δt)---(29)]]>當(dāng)Δτ＝τ2-τ1大于符號(hào)間隔時(shí)，存在ISI。采用組合射束形成和分集技術(shù)，如果兩射徑是空間分離的，則可能把頻率選擇性衰落信道轉(zhuǎn)換為平衰落信道，仍然維持發(fā)送分集。
圖6給出對于兩射徑頻率選擇性衰落信道，帶有組合射束形成和發(fā)送分集的通信系統(tǒng)。要被發(fā)送的信號(hào)s(n)首先在編碼模塊3中用空時(shí)編碼進(jìn)行編碼，兩個(gè)支路輸出為s1(n)和s2(n)。然后s1(n)被饋送經(jīng)過延遲14，把s1(n)延時(shí)Δτ，生成x1(n)，然后再被傳送到發(fā)送射束形成器11(w1)。第二支路輸出s2(n)被直接送到另一發(fā)送射束形成器12(w2)。然后，在合并器13內(nèi)組合射束形成輸出，并且由天線1A、1B、2發(fā)送，生成如下的發(fā)送信號(hào)x(n)=w1Hx1(n)+w2Hs2(n)---(30)]]>在移動(dòng)終端單一天線4處接收的信號(hào)y(n)由下式給出y(n)=w1Hhd,lx1(n)+w1Hhd,2x1(n-Δτ)]]>+w2Hhd,1s2(n)+w2Hhd,2s2(n-Δτ)+w(n)---(31)]]>表示z(n)＝y(tǒng)(n+Δτ)，并且考慮兩個(gè)被發(fā)送信號(hào)的預(yù)對齊，得到z(n)=w1Hhd,1s1(n)+w1Hhd,2s1(n-Δτ)]]>+w2Hhd,1s2(n+Δτ)+w2Hhd,2s2(n)+w(n+Δτ)---(32)]]>選擇射束形成權(quán)值，使得第一支路輸出s1(n)只經(jīng)過基站天線陣列和接收天線4之間的第一路徑hd，1；而第二支路輸出s2(n)只經(jīng)過基站天線陣列和接收天線4之間的第二路徑hd，2。數(shù)學(xué)上， 和 在這種情況中，ISI項(xiàng)可以被完全抑制，并且z(n)可以被寫為z(n)=w1Hhd,1s1(n)+w2Hhd,2s2(n)w(n+Δτ)---(33)]]>這樣，頻率選擇性衰落信道現(xiàn)在就被轉(zhuǎn)換為平衰落信道，其中可以應(yīng)用發(fā)送分集方法。
方便地，通過最大化平均發(fā)送SINR函數(shù)，來選擇發(fā)送射束形成的權(quán)值J1(w1)=w1HRd,lw1w1HRd,2w1]]>和J2(w1)=w2HRd,2w2w2HRd,1w2]]>其中Rd,m=E[hd,m(t)hd,mH(t)]=Σlσm,l2αd(θm,l)αdH(θm,l)---(34)]]>是第m條路徑的下行鏈路信道協(xié)方差矩陣。
最好通過最大化移動(dòng)接收機(jī)處的平均接收SINR，來選擇發(fā)送射束形成的權(quán)值，即J=w1HRd,1w1+w2HRd,2w2w1HRd,2w1+w2HRd,1w2+σn2,---(35)]]>好處是，發(fā)送射束形成權(quán)值wm可以被選擇當(dāng)作Rd，m的主特征向量。
再次，Y-C.Liang和F.Chin的“Downlink beamforming methodsfor capacity enhancement in wireless communication systems(無線通信系統(tǒng)中用于提高容量的下行鏈路射束形成方法)”(新加坡專利申請No.9904733.4)中闡述的頻率校準(zhǔn)方法可以被用于直接從UCCM中估計(jì)DCCM。
上述用于獲得組合射束形成和發(fā)送分集增益的方法可以被稱作預(yù)對齊(PAL)方法。把s1(n)延時(shí)Δτ的目的在于確保兩個(gè)序列s1(n)和s2(n)的主要分量能夠同時(shí)達(dá)到接收機(jī)。因此，時(shí)延擴(kuò)展已經(jīng)被減小為零。另一方面，射束形成被用于最小化ISI影響，以及人工生成兩個(gè)非相關(guān)信號(hào)，對其可以獲得發(fā)送分集增益。
PAL方法要求包含在下行鏈路功率-延遲-DOA(PDD)分布中的時(shí)延信息Δτ。即使PDD分布是時(shí)變的，它在時(shí)間上的變化也是緩慢的。而且，下行鏈路PDD分布幾乎與上行鏈路PDD分布相同，這可以從接收到的上行鏈路信號(hào)中估計(jì)。
PAL方法也能被用于射徑數(shù)量多于2的系統(tǒng)中。在這種情況下，要求多于兩個(gè)的空時(shí)編碼輸出支路，并且除第一輸出外，每個(gè)輸出對應(yīng)于一個(gè)時(shí)延。
如果空時(shí)編碼輸出的數(shù)量是固定的(例如2個(gè))，則為了生成時(shí)延Δτ以及發(fā)送射束形成權(quán)值，可以選擇兩個(gè)主要射徑。由于分支的總數(shù)被減小了，所以這種系統(tǒng)的直接應(yīng)用就是要降低CDMA內(nèi)的分支間的干擾。
常規(guī)來說，當(dāng)物理信道h(k)由多條射徑組成，其中兩條主要射徑h1(k)、h2(k)被延遲Δτ時(shí)，選擇射束形成權(quán)值，使得被延遲的信號(hào)只經(jīng)過基站多發(fā)送天線和接收天線之間的一條射徑h1(k)，而未被延遲的信號(hào)只經(jīng)過基站多發(fā)送天線和接收天線之間的另一條射徑h2(k)。
好處是，當(dāng)物理信道h(k)由多條射徑組成，其中兩條主要射徑h1(k)、h2(k)被延遲Δτ時(shí)，選擇射束形成權(quán)值，使得對于每條射徑在基站處的平均發(fā)送SINR函數(shù)最大。
好處是，當(dāng)物理信道h(k)由多條射徑組成，其中兩條主要射徑h1(k)、h2(k)被延遲Δτ時(shí)，選擇射束形成權(quán)值，使得在移動(dòng)終端處的平均接收SINR函數(shù)最大。
本發(fā)明的另一實(shí)例對于兩射徑(TR)模型的頻率選擇性衰落信道，利用帶有組合的射束形成和發(fā)送分集的OFDM。
在OFDM中可以直接利用時(shí)延擴(kuò)展減小。在典型OFDM系統(tǒng)中，為了去除ISI以及保證每個(gè)子信道之間的正交性，而添加循環(huán)前綴。循環(huán)前綴的長度應(yīng)該大于最大時(shí)延，在移動(dòng)無線通信環(huán)境中它可以長達(dá)40μs。添加循環(huán)前綴不僅降低了頻譜效率，還會(huì)占用一部分發(fā)射功率。如果在維持相同性能的同時(shí)，可減小循環(huán)前綴的長度，則可以大大提高OFDM系統(tǒng)的頻譜效率和功效。
假設(shè)物理信道遵循參數(shù)為(αk，θk，τk)的TR模型，k＝1，2以及τ1＜τ2。αk是統(tǒng)計(jì)獨(dú)立的、零均值的、方差為σk2的復(fù)高斯過程。當(dāng)Δτ＝τ2-τ1大于帶寬的倒數(shù)時(shí)，存在ISI。
圖7說明實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的，對于TR模型的帶有組合射束形成和發(fā)送分集的OFDM系統(tǒng)。第n個(gè)塊中第k個(gè)單音的被發(fā)送信號(hào)S(n；k)首先用編碼模塊3中的空時(shí)編碼進(jìn)行編碼，生成兩個(gè)支路輸出S1(n；k)和S2(n；k)。兩個(gè)支路輸出S1(n；k)和S2(n；k)不添加循環(huán)前綴，被送到各自的OFDM發(fā)送處理器8、9。然后S1(n；k)在延遲14內(nèi)經(jīng)過Δτ的時(shí)延，生成X1(n；k)，后者又被傳送到發(fā)送射束形成器11(w1)。第二支路輸出S2(n；k)被直接送到另一發(fā)送射束形成器12(w2)。然后，射束形成輸出被組合，并且在基站發(fā)送天線陣列1A、1B、2上進(jìn)行發(fā)送，得到如下的被發(fā)送信號(hào)x(n;k)=w1Hx1(n;k)+w2Hs2(n;k)---(36)]]>在移動(dòng)終端單一天線4處，接收到的信號(hào)首先被送到常規(guī)OFDM接收處理器10。選擇射束形成權(quán)值，使得第一支路輸出S1(n；k)或者其反FFT(IFFT)s1(n；k)只經(jīng)過基站天線陣列和接收天線4之間的第一路徑h1(n；k)，而第二支路輸出S2(n；k)或其反FFT(IFFT)s2(n；k)只經(jīng)過基站天線陣列和接收天線4之間的第二路徑h2(n；k)。一旦適當(dāng)?shù)剡x擇了發(fā)送射束形成權(quán)值，在移動(dòng)臺(tái)處接收信號(hào)的FFT輸出變?yōu)?比較等式(37)和等式(5)，借助于下行鏈路射束形成，已經(jīng)人工創(chuàng)建可由模塊5進(jìn)行空時(shí)解碼以恢復(fù)被發(fā)送信號(hào)的兩個(gè)不同信道。而且，如果按如下方式選擇S1(n；k)和S2(n；k)，則可以容易地采用置換解碼方法 當(dāng)PAL應(yīng)用于對TR模型帶有組合射束形成和發(fā)送分集的OFDM系統(tǒng)時(shí)，不需要添加循環(huán)前綴。這樣的好處在于發(fā)送分集、射束形成增益、以及頻譜效率的提高。
方便地，可以通過最大化平均發(fā)送SINR函數(shù)，來選擇射束形成權(quán)值。
最好通過最大化移動(dòng)接收機(jī)的平均接收SI NR，來選擇發(fā)送射束形成的權(quán)值。
好處是，發(fā)送射束形成權(quán)值wm可以被選擇當(dāng)作Rd，m的主特征向量。
再次，Y-C.Liang和F.Chin的“Downlink beamforming methodsfor capacity enhancement in wireless communication systems(無線通信系統(tǒng)中用于提高容量的下行鏈路射束形成方法)”(新加坡專利申請No.9904733.4)中闡述的頻率校準(zhǔn)方法可以被用于直接從UCCM中估計(jì)DCCM。
下面給出利用這種時(shí)延擴(kuò)展減小方法所進(jìn)行的頻譜效率和功率節(jié)省的比較。
本發(fā)明的另一實(shí)例針對丘陵山區(qū)(HT)模型的頻率選擇性衰落信道，利用帶有組合的射束形成和發(fā)送分集的OFDM。
即使最大時(shí)延長達(dá)40μs，滿足HT模型的無線信道也可以由若干個(gè)主導(dǎo)的集簇的路徑來描述，每個(gè)路徑都具有一個(gè)小延時(shí)擴(kuò)展。這些集簇的路徑也都是空間分離的。對于有典型HT功率-延遲分布(其最大時(shí)延是20μs，以及每個(gè)被集簇的路徑的最大時(shí)延擴(kuò)展是2μs)的OFDM來說，為了去除ISI，信號(hào)前綴的最小長度為20μs。然而采用PAL方法，循環(huán)前綴的持續(xù)時(shí)間可以減小到2μs。
假設(shè)這兩個(gè)被集簇的路徑被延遲Ψ，并且為了簡便，假設(shè)每個(gè)被集簇的路徑的時(shí)延擴(kuò)展是ΔΨ。時(shí)變信道的沖激響應(yīng)可以描述為h(t；τ)＝h1(t；τ)[u(τ)-u(τ-ΔΨ)]+h2(t；τ-Ψ)[u(τ-Ψ)-u(τ-Ψ-ΔΨ)] (38)其中h1(t；τ)和h2(t；τ)分別對應(yīng)于第一和第二被集簇的路徑的信道響應(yīng)；以及u(x)是單位階躍函數(shù)。
圖8給出在編碼器模塊3中實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的，對于丘陵地區(qū)(HT)模型的帶有組合射束形成和發(fā)送分集的OFDM系統(tǒng)。第n個(gè)塊中的第k個(gè)單音中要被發(fā)送的信號(hào)S(n；k)首先在編碼器模塊3內(nèi)由空時(shí)編碼進(jìn)行編碼，生成兩個(gè)支路輸出S1(n；k)和S2(n；k)，然后將它們傳送到各自的常規(guī)OFDM發(fā)送處理器8、9，其循環(huán)前綴長度是ΔΨ，而不是Ψ+ΔΨ。然后第一支路輸出在延遲15中被延遲Ψ，而第二支路的輸出保持不變。之后，信號(hào)被分別傳送到各自發(fā)送射束形成器11、12(w1和w2)。然后，在合并器13內(nèi)組合射束形成輸出，并且經(jīng)過基站發(fā)送天線陣列1A、1B、2發(fā)送出去。
選擇射束形成權(quán)值，使得第一支路輸入只經(jīng)過第一被集簇的路徑，而第二支路輸入只經(jīng)過第二被集簇的路徑，即選擇射束形成權(quán)值，使得第一支路輸出s1(n)只經(jīng)過基站天線陣列和接收天線4之間的第一路徑hd，1，而第二支路輸出s2(n)只經(jīng)過基站天線陣列和接收天線4之間的第二路徑hd，2。在移動(dòng)終端單一天線4處接收到的信號(hào)首先被傳送到常規(guī)OFDM接收處理器10，隨后是空時(shí)解碼模塊5。在常規(guī)OFDM接收處理器10中，F(xiàn)FT之后的接收信號(hào)變?yōu)?其中 表示不大于x的最大整數(shù)。比較等式(39)和等式(5)，借助于下行鏈路射束形成，已經(jīng)人工生成經(jīng)過空時(shí)解碼以恢復(fù)被發(fā)送信號(hào)的兩個(gè)不同的信道。如果按如下方式選擇S1(n；k)和S2(n；k)，則可以容易地采用置換解碼方法 方便地，可以通過最大化平均發(fā)送SINR函數(shù)，來選擇發(fā)送射束形成權(quán)值。
最好通過最大化移動(dòng)接收機(jī)的平均接收SINR，來選擇發(fā)送射束形成權(quán)值。
好處是，發(fā)送射束形成權(quán)值wm可以被選擇當(dāng)作Rd，m的主特征向量。
如上所述，隨后比較不同循環(huán)前綴長度條件下，OFDM系統(tǒng)的頻譜效率。
參數(shù)為帶寬B＝800kHz，最大時(shí)延＝40。對于HT模型來說，每集簇的路徑的最大時(shí)延擴(kuò)展是5。為了使得單音相互正交，符號(hào)持續(xù)時(shí)間為N/B，其中N是每個(gè)OFDM符號(hào)中單音的個(gè)數(shù)。塊的總長度為符號(hào)持續(xù)時(shí)間與附加的保護(hù)間隔之和，對于不采用PAL的OFDM、采用PAL的HT以及采用PAL的TR來說，它分別為40、5、0。
表I中說明采用QPSK調(diào)制，不同單音個(gè)數(shù)的OFDM系統(tǒng)的未編碼傳輸數(shù)據(jù)速率?？梢钥吹剑诮o定調(diào)制方案和相同單音數(shù)量條件下，通過采用PAL，對于TR環(huán)境，傳輸數(shù)據(jù)速率可以增加到1.6Mbps，而獨(dú)立于N的取值。對于采用PAL的HT來說，與未采用PAL的相比，頻譜效率也可以增加。
表I傳輸數(shù)據(jù)速率比較

下面比較有不同循環(huán)前綴的OFDM所節(jié)省的功率由于添加循環(huán)前綴，有效Eb/N0要小于實(shí)際發(fā)送的Eb/N0。隨著時(shí)延擴(kuò)展的減小，可以更有效地使用發(fā)送功率。表II說明與常規(guī)OFDM系統(tǒng)相比，在每個(gè)OFDM塊中，不同單音數(shù)量條件下，采用PAL減小時(shí)延擴(kuò)展的OFDM系統(tǒng)所節(jié)省的功率。
表II功率節(jié)省

射束形成和分集增益有了組合的射束形成和分集增益，為了使系統(tǒng)達(dá)到所要求的給定誤比特率(BER)就會(huì)要求較小的Eb/N0?；蛘?，采用例如128 QAM或256 QAM的更高調(diào)制方案，射束形成和分集增益可以被轉(zhuǎn)換為較高的頻譜效率。
本發(fā)明的另一實(shí)施例涉及到采用組合射束形成和分集增益的自適應(yīng)時(shí)延擴(kuò)展減小上述實(shí)施例都是針對不同環(huán)境來設(shè)計(jì)的。在實(shí)際應(yīng)用中，由于車輛的移動(dòng)，功率-延遲-DOA(PDD)分布都會(huì)相對時(shí)間而變化，這樣為了獲得最大頻譜效率，時(shí)延擴(kuò)展減小方案應(yīng)該相應(yīng)地遵循這種變化。圖9中給出對下行鏈路采用本發(fā)明的、帶有組合射束形成、發(fā)送分集和自適應(yīng)時(shí)延擴(kuò)展減小的OFDM系統(tǒng)。圖9的OFMD系統(tǒng)包含圖8的系統(tǒng)，但是其中補(bǔ)充了UCCM估計(jì)以及功率-延遲-DOA分布估計(jì)。這樣，除了圖8的系統(tǒng)所提供的功能性之外，該系統(tǒng)還具備如下功能性·根據(jù)基站接收到的上行鏈路信號(hào)，利用訓(xùn)練序列或盲技術(shù)，為每個(gè)接收路徑估計(jì)時(shí)延和達(dá)到方向(DOA)信息。在估計(jì)時(shí)延和DOA信息的基礎(chǔ)上，可以估計(jì)上行鏈路功率-延遲-DOA(PDD)分布，以及每個(gè)被集簇的路徑的UCCM；·基于上行鏈路PDD分布，可以確定如下參數(shù)分集數(shù)量級(jí)、每個(gè)被集簇的路徑的時(shí)延、以及該集簇的路徑的最大時(shí)延擴(kuò)展；·上行鏈路PDD分布被用于去設(shè)計(jì)自適應(yīng)時(shí)延減小方案，因而設(shè)計(jì)自適應(yīng)循環(huán)前綴添加方案；·利用Y-C.Liang和F.Chin的“Downlink beamforming methodsfor capacity enhancement in wireless communication systems(無線通信系統(tǒng)中用于提高容量的下行鏈路射束形成方法)”(新加坡專利申請No.9904733.4)中闡述的FC方法，根據(jù)相應(yīng)UCCM來估計(jì)每個(gè)被集簇的路徑的DCCM，然后與時(shí)延信息一起應(yīng)用于構(gòu)造發(fā)送射束形成權(quán)值；·基站把添加的循環(huán)前綴的長度通知給MS；·自適應(yīng)調(diào)制也被用于在分集數(shù)量級(jí)/信道狀況的基礎(chǔ)上，進(jìn)一步改善頻譜效率。特別地，在上行鏈路PDD分布的基礎(chǔ)上，確定最大可實(shí)現(xiàn)分集數(shù)量級(jí)。如果可實(shí)現(xiàn)分集數(shù)量級(jí)較大，則可以采用較高的調(diào)制方案；否則，采用較低的調(diào)制方案。
應(yīng)該注意到，取決于要獲得的分集數(shù)量級(jí)，模塊3中空時(shí)編碼之后的支路輸出個(gè)數(shù)可以大于2。
以上描述考慮在基站內(nèi)實(shí)施的組合射束形成、發(fā)送分集以及時(shí)延擴(kuò)展減小。實(shí)際上，在移動(dòng)終端內(nèi)也可以添加多個(gè)分集天線，以獲得接收分集。在這種情況下，可以獲得更大的分集增益即使OFDM被用于展示如何減小時(shí)延擴(kuò)展，它同時(shí)仍能維持射束形成和發(fā)送分集增益，本申請中的闡述也能夠被用于其它例如MC-CDMA、MC-DS-CDMA的多載波調(diào)制方案和具備循環(huán)前綴的單載波系統(tǒng)中。
在多用戶環(huán)境中，可以考慮所有用戶的信道/DOA信息，生成射束形成權(quán)值；因此，本申請的闡述也適用于不同的多址接入方案，例如時(shí)分多址復(fù)用(TDMA)、頻分多址復(fù)用(FDMA)以及碼分多址復(fù)用(CDMA)。
“包含”意味著“包括或者由......組成”。
在以上描述、或者隨后的權(quán)利要求、或者附圖中，以其特有形式，或者以執(zhí)行所闡述功能的裝置，或者以達(dá)到所闡述結(jié)果的方法或過程所闡述的特征，都可以按照適當(dāng)?shù)姆绞?，單?dú)地或者組合這種特征地，被用于以各種形式來實(shí)現(xiàn)本發(fā)明。
權(quán)利要求
1.在具備有多發(fā)送天線的基站與有至少一個(gè)接收天線的移動(dòng)終端的通信系統(tǒng)內(nèi)，一種為頻率選擇性衰落信道獲得發(fā)送分集增益的方法，該方法中包括步驟提供要被發(fā)送的信號(hào)s(n)；對該信號(hào)s(n)進(jìn)行空時(shí)編碼，生成至少兩個(gè)單獨(dú)的信號(hào)s1(n)、s2(n)，每個(gè)信號(hào)在各自的輸出上；把每個(gè)輸出信號(hào)s1(n)、s2(n)送到具有各自函數(shù)g1(k)、g2(k)的迫零預(yù)均衡器，生成輸出信號(hào)x1(n)、x2(n)；把每個(gè)預(yù)均衡器的輸出信號(hào)x1(n)、x2(n)送到發(fā)送天線；通過各自的物理信道h1(k)、h2(k)，發(fā)送輸出信號(hào)x1(n)、x2(n)；在至少一個(gè)單接收天線處接收該輸出信號(hào)x1(n)、x2(n)；以及對接收信號(hào)進(jìn)行空時(shí)解碼，其中選擇迫零預(yù)均衡器的函數(shù)g1(k)、g2(k)，使得各個(gè)物理信道h1(k)、h2(k)的信道響應(yīng)g1(k)*h1(k)、g2(k)*h2(k)是平衰落信道。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中通信系統(tǒng)是時(shí)分雙工系統(tǒng)，而且該方法中還包括從上行鏈路信道系數(shù)中得到真正的信道系數(shù)，供選擇預(yù)均衡器的函數(shù)g1(k)、g2(k)使用的步驟。
3.根據(jù)權(quán)利要求2的方法，其中從上行鏈路信道系數(shù)得到真正信道系數(shù)的步驟中使用來自上行鏈路信道的訓(xùn)練符號(hào)。
4.根據(jù)權(quán)利要求2的方法，其中從上行鏈路信道系數(shù)得到真正信道系數(shù)的步驟中使用盲技術(shù)。
5.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中通信系統(tǒng)是頻分雙工系統(tǒng)，并且該方法中還包括通過向移動(dòng)終端的接收天線發(fā)送一組訓(xùn)練符號(hào)，移動(dòng)終端估計(jì)真正信道系數(shù)，并且把信道系數(shù)信息反饋給基站，而得到該真正信道系數(shù)的步驟。
6.一種通過物理信道h1(k)、h2(k)、與具備至少一個(gè)單接收天線的移動(dòng)終端進(jìn)行通信的有多發(fā)送天線的基站，該基站中包括具備要被發(fā)送信號(hào)s(n)的輸入和至少兩個(gè)輸出的空時(shí)編碼器，每個(gè)輸出生成單獨(dú)信號(hào)s1(n)、s2(n)；至少兩個(gè)迫零預(yù)均衡器，每個(gè)都被饋送以各自的輸出信號(hào)s1(n)、s2(n)，并且具備各自的函數(shù)g1(k)、g2(k)，生成輸出信號(hào)x1(n)、x2(n)；以及至少兩個(gè)發(fā)送天線，每個(gè)都被饋送以各個(gè)預(yù)均衡器的輸出信號(hào)x1(n)、x2(n)，其中選擇迫零預(yù)均衡器的函數(shù)g1(k)、g2(k)，使得各個(gè)物理信道h1(k)、h2(k)的信道響應(yīng)g1(k)*h1(k)、g2(k)*h2(k)是平衰落信道。
7.一種包含權(quán)利要求6的基站以及有至少一個(gè)單接收天線和對從基站接收到的信號(hào)進(jìn)行解碼空時(shí)解碼器的移動(dòng)終端的通信系統(tǒng)。
8.在具備有多發(fā)送天線的基站與有至少一個(gè)單接收天線的移動(dòng)終端的通信系統(tǒng)內(nèi)，一種為頻率選擇性衰落信道獲得組合射束形成和發(fā)送分集的方法，該方法中包括步驟提供要被發(fā)送的信號(hào)S(n；k)；對該信號(hào)S(n；k)進(jìn)行空時(shí)編碼，生成至少兩個(gè)單獨(dú)的信號(hào)S1(n；k)、S2(n；k)，每個(gè)信號(hào)在各自的輸出上；把每個(gè)輸出信號(hào)S1(n；k)、S2(n；k)送給發(fā)送處理器，生成輸出信號(hào)X1(n；k)、X2(n；k)；對每個(gè)輸出信號(hào)X1(n；k)、X2(n；k)應(yīng)用各自所選擇的發(fā)送射束形成權(quán)值；把各個(gè)加權(quán)信號(hào)送到信號(hào)合并器，執(zhí)行信號(hào)的求和功能，并且生成用于發(fā)送的信號(hào)X(n；k)；把求和的信號(hào)X(n；k)送給多發(fā)送天線中的每個(gè)天線，進(jìn)行發(fā)送；經(jīng)過物理信道h(n；k)，發(fā)送信號(hào)X(n；k)；在至少一個(gè)單接收天線處接收該接收到的信號(hào)Y(n；k)；把接收到的信號(hào)Y(n；k)送到接收處理器，以生成輸出信號(hào)；以及對該接收到的信號(hào)進(jìn)行空時(shí)解碼。
9.根據(jù)權(quán)利要求8的方法，其中選擇各個(gè)發(fā)送射束形成權(quán)值，作為與物理信道h(n；k)的下行鏈路信道協(xié)方差矩陣(DCCM)中的兩個(gè)最大特征值相對應(yīng)的特征向量。
10.根據(jù)權(quán)利要求8的方法，其中物理信道h(n；k)由時(shí)延為Δτ的兩個(gè)時(shí)延射徑h1(n；k)、h2(n；k)組成，該發(fā)送處理器不添加循環(huán)前綴，并且在應(yīng)用各自所選擇的發(fā)送射束形成權(quán)值之前，發(fā)送處理器的其中一個(gè)輸出信號(hào)經(jīng)過Δτ的延遲。
11.根據(jù)權(quán)利要求8的方法，其中物理信道h(n；k)由時(shí)延為Δτ的兩個(gè)時(shí)延射徑h1(n；k)、h2(n；k)組成，選擇射束形成權(quán)值，使得延時(shí)信號(hào)或者其快速付立葉反變換(IFFT)只通過基站多發(fā)送天線和接收天線之間的一條信道h1(n；k)，而未經(jīng)延遲的信號(hào)或其IFFT只經(jīng)過基站多發(fā)送天線和接收天線之間的另一條信道h2(n；k)，由此創(chuàng)建可以經(jīng)過空時(shí)解碼以恢復(fù)被發(fā)送信號(hào)的兩個(gè)不同的信道。
12.根據(jù)權(quán)利要求8的方法，其中物理信道h(n；k)由時(shí)延為Δτ的兩個(gè)時(shí)延射徑h1(n；k)、h2(n；k)組成，選擇射束形成權(quán)值，使得在基站處的平均發(fā)送SINR函數(shù)對每條射徑最大化。
13.根據(jù)權(quán)利要求8的方法，其中物理信道h(n；k)由時(shí)延為Δτ的兩個(gè)時(shí)延射徑h1(n；k)、h2(n；k)組成，選擇射束形成權(quán)值，使得在移動(dòng)終端處的平均接收SINR函數(shù)最大化。
14.根據(jù)權(quán)利要求8的方法，其中物理信道h(n；k)由時(shí)延為Δτ的兩個(gè)時(shí)延射徑h1(n；k)、h2(n；k)組成，為每條射徑選擇射束形成權(quán)值，作為與該射徑相對應(yīng)的下行鏈路信道協(xié)方差矩陣(DCCM)的主特征向量。
15.根據(jù)權(quán)利要求8的方法，其中物理信道h(n；k)由時(shí)延為Ψ的兩個(gè)時(shí)延的、被集簇的射徑h1(n；k)、h2(n；k)組成，該簇的最大超出時(shí)延為ΔΨ，發(fā)送處理器具備長度為ΔΨ的循環(huán)前綴，并且在應(yīng)用各自所選擇的發(fā)送射束形成權(quán)值之前，發(fā)送處理器的其中一個(gè)輸出信號(hào)經(jīng)過Ψ的延遲。
16.根據(jù)權(quán)利要求15的方法，其中選擇射束形成權(quán)值，使得延遲信號(hào)或者其快速付立葉反變換(IFFT)只通過基站多發(fā)送天線和接收天線之間的一條信道h1(n；k)，而未經(jīng)延遲的信號(hào)或其IFFT只經(jīng)過基站多發(fā)送天線和接收天線之間的另一條信道h2(n；k)，由此創(chuàng)建可以經(jīng)過空時(shí)解碼以恢復(fù)被發(fā)送信號(hào)的兩個(gè)不同的信道。
17.根據(jù)權(quán)利要求15的方法，其中選擇射束形成權(quán)值，使得在基站處的平均發(fā)送SINR函數(shù)對每條集簇的射徑最大化。
18.根據(jù)權(quán)利要求15的方法，其中選擇射束形成權(quán)值，使得在移動(dòng)終端處的平均接收SINR函數(shù)最大化。
19.根據(jù)權(quán)利要求15的方法，其中為每條集簇的射徑選擇射束形成權(quán)值，作為與該集簇的射徑相對應(yīng)的下行鏈路信道協(xié)方差矩陣(DCCM)的主特征向量。
20.根據(jù)權(quán)利要求15的方法，還包括如下步驟為信道h(n；k)估計(jì)功率-延遲-DOA分布；以及在該分布的基礎(chǔ)上，確定要由發(fā)送處理器添加的循環(huán)前綴ΔΨ；確定延遲Ψ；分集數(shù)量級(jí)以及調(diào)制方案；并且確定發(fā)送射束形成權(quán)值。
21.根據(jù)權(quán)利要求20的方法，還包括從上行鏈路信道協(xié)方差矩陣(UCCM)估計(jì)下行鏈路信道協(xié)方差矩陣(DCCM)以構(gòu)造發(fā)送射束形成權(quán)值的步驟。
22.根據(jù)權(quán)利要求21的方法，還包括在分布的基礎(chǔ)上確定分集數(shù)量級(jí)和調(diào)制方案的步驟。
23.根據(jù)權(quán)利要求8的方法，其中從包括OFDM、MC-CDMA、MC-DS-CDMA以及具備循環(huán)前綴的單載波系統(tǒng)的組中選擇發(fā)送和接收處理器。
24.一種通過物理信道h(k)與具備至少一個(gè)單接收天線的移動(dòng)終端進(jìn)行通信的、有多發(fā)送天線的基站，該基站中包括具備要被發(fā)送信號(hào)的輸入和至少兩個(gè)輸出的空時(shí)編碼器，每個(gè)輸出生成單獨(dú)的信號(hào)；至少兩個(gè)發(fā)送處理器，每個(gè)都接收各個(gè)空時(shí)編碼器的輸出之一；至少兩個(gè)發(fā)送射束形成器，每個(gè)都接收各個(gè)發(fā)送處理器的輸出，并且對其應(yīng)用發(fā)送射束形成權(quán)值；從射束形成器接收信號(hào)以及可用來執(zhí)行來自射束形成器的信號(hào)求和功能并且生成用于由多發(fā)送天線發(fā)送的信號(hào)的信號(hào)合并器。
25.根據(jù)權(quán)利要求24的基站，其中物理信道h(n；k)由時(shí)延為Δτ的兩個(gè)時(shí)延射徑h1(n；k)、h2(n；k)組成，還包括被置于該多接入發(fā)送處理器輸出之一與射束形成器之間的Δτ的延遲，使得在應(yīng)用各自所選擇的發(fā)送射束形成權(quán)值之前，把發(fā)送處理器的信號(hào)輸出延時(shí)Δτ，其中發(fā)送處理器不添加循環(huán)前綴。
26.根據(jù)權(quán)利要求24的基站，其中物理信道h(n；k)由時(shí)延為Ψ的兩個(gè)時(shí)延的、集簇的射徑h1(n；k)、h2(n；k)組成，該簇的最大超出時(shí)延為ΔΨ，還包括被置于該多接入發(fā)送處理器輸出之一與射束形成器之間的Ψ的延遲，使得可以在應(yīng)用各自所選擇的發(fā)送射束形成權(quán)值之前，把發(fā)送處理器的信號(hào)輸出延時(shí)Ψ，發(fā)送處理器的循環(huán)前綴長度為ΔΨ。
27.根據(jù)權(quán)利要求24的基站，還包括為信道h(n；k)確定功率-延遲-DOA分布估計(jì)；以及在該分布的基礎(chǔ)上，確定由發(fā)送處理器添加的循環(huán)前綴長度ΔΨ；時(shí)延Ψ；分集數(shù)量級(jí)和調(diào)制方案；以及發(fā)送射束形成權(quán)值的第一處理器。
28.根據(jù)權(quán)利要求27的基站，還包括從上行鏈路信道協(xié)方差矩陣(UCCM)估計(jì)下行鏈路信道協(xié)方差矩陣(DCCM)以構(gòu)造發(fā)送射束形成權(quán)值的第二處理器。
29.根據(jù)權(quán)利要求15的基站，從包括OFDM、MC-CDMA、MC-DS-CDMA以及具備循環(huán)前綴的單載波系統(tǒng)的組中選擇發(fā)送和接收處理器。
30.一種包含權(quán)利要求24的基站和一個(gè)移動(dòng)終端的通信系統(tǒng)，該移動(dòng)終端具備至少一個(gè)單接收天線、生成輸出信號(hào)的接收處理器以及對輸出信號(hào)進(jìn)行解碼的空時(shí)解碼器。
31.在具備有多發(fā)送天線的基站與有至少一個(gè)單接收天線的移動(dòng)臺(tái)的通信系統(tǒng)內(nèi)，一種為頻率選擇性衰落信道獲得組合射束形成和發(fā)送分集的方法，該方法中包括步驟提供要被發(fā)送的信號(hào)s(n)；對該要被發(fā)送的信號(hào)s(n)進(jìn)行空時(shí)編碼，生成至少兩個(gè)單獨(dú)信號(hào)s1(n)、s2(n)，每個(gè)信號(hào)在各自的輸出上；使空時(shí)編碼的輸出信號(hào)中的一個(gè)輸出信號(hào)經(jīng)過Δτ的延時(shí)；把各個(gè)選擇的發(fā)送射束形成權(quán)值應(yīng)用到經(jīng)過延遲的和未經(jīng)延遲的信號(hào)；把各個(gè)加權(quán)信號(hào)送到信號(hào)合并器，執(zhí)行該信號(hào)的求和功能，并且生成用于發(fā)送的信號(hào)；把求和的信號(hào)送給多發(fā)送天線中的每個(gè)天線，進(jìn)行發(fā)送；經(jīng)過物理信道h(k)發(fā)送該求和的信號(hào)；在基本相同的時(shí)間上，在至少一個(gè)單接收天線處接收被發(fā)送信號(hào)的主要分量；以及對該接收的信號(hào)進(jìn)行空時(shí)解碼。
32.根據(jù)權(quán)利要求31的方法，其中物理信道h(k)由時(shí)延為Δτ的兩個(gè)時(shí)延射徑h1(k)、h2(k)組成，選擇射束形成權(quán)值，使得經(jīng)過延遲的信號(hào)只經(jīng)過基站多發(fā)送天線和接收天線之間的一條射徑h1(k)，而未經(jīng)延遲的信號(hào)只經(jīng)過基站多發(fā)送天線和接收天線之間的另一條射徑h2(k)。
33.根據(jù)權(quán)利要求31的方法，其中物理信道h(k)由時(shí)延為Δτ的兩個(gè)時(shí)延射徑h1(k)、h2(k)組成，選擇射束形成權(quán)值，使得在基站處的平均發(fā)送SINR函數(shù)對每條射徑最大化。
34.根據(jù)權(quán)利要求31的方法，其中物理信道h(k)由時(shí)延為Δτ的兩個(gè)時(shí)延射徑h1(k)、h2(k)組成，選擇射束形成權(quán)值，使得在移動(dòng)終端處的平均接收SINR函數(shù)最大化。
35.根據(jù)權(quán)利要求31的方法，其中物理信道h(k)由時(shí)延為Δτ的兩個(gè)時(shí)延射徑h1(k)、h2(k)組成，為每條射徑選擇射束形成權(quán)值，作為與該射徑相對應(yīng)的下行鏈路信道協(xié)方差矩陣(DCCM)的主特征向量。
36.根據(jù)權(quán)利要求31的方法，其中物理信道h(k)由時(shí)延為Δτ的兩個(gè)時(shí)延射徑h1(k)、h2(k)組成，時(shí)延Δτ可以從下行鏈路信道信息中得到。
37.根據(jù)權(quán)利要求31的方法，其中物理信道h(k)由時(shí)延為Δτ的兩個(gè)時(shí)延射徑h1(k)、h2(k)組成，時(shí)延Δτ可以從上行鏈路信道信息中得到。
38.根據(jù)權(quán)利要求31的方法，其中物理信道h(k)由多射徑組成，其中兩個(gè)主射徑h1(k)、h2(k)被延遲Δτ，選擇射束形成權(quán)值，使得經(jīng)過延遲的信號(hào)只經(jīng)過基站多發(fā)送天線和接收天線之間的一條射徑h1(k)，而未經(jīng)延遲的信號(hào)只經(jīng)過基站多發(fā)送天線和接收天線之間的另一條射徑h2(k)。
39.根據(jù)權(quán)利要求31的方法，其中物理信道h(k)由多射徑組成，其中兩個(gè)主射徑h1(k)、h2(k)被延遲Δτ，選擇射束形成權(quán)值，使得在基站處的平均發(fā)送SINR函數(shù)對每條射徑最大化。
40.根據(jù)權(quán)利要求31的方法，其中物理信道h(k)由多射徑組成，其中兩個(gè)主射徑h1(k)、h2(k)被延遲Δτ，選擇射束形成權(quán)值，使得在移動(dòng)終端處的平均接收SINR函數(shù)最大化。
41.根據(jù)權(quán)利要求31的方法，其中物理信道h(k)由多射徑組成，其中兩個(gè)主射徑h1(k)、h2(k)被延遲Δτ，為每條射徑選擇射束形成權(quán)值，作為與該射徑相對應(yīng)的下行鏈路信道協(xié)方差矩陣(DCCM)的主特征向量。
42.根據(jù)權(quán)利要求31的方法，其中物理信道h(k)由多射徑組成，其中兩個(gè)主射徑h1(k)、h2(k)被延遲Δτ，時(shí)延Δτ可以從下行鏈路信道信息中得到。
43.根據(jù)權(quán)利要求31的方法，其中物理信道h(k)由多射徑組成，其中兩個(gè)主射徑h1(k)、h2(k)被延遲Δτ，時(shí)延Δτ可以從上行鏈路信道信息中得到。
44.一種通過具備兩條時(shí)延射徑h1(k)、h2(k)的物理信道h(k)、與具備至少一個(gè)單接收天線的移動(dòng)終端進(jìn)行通信的有多發(fā)送天線的基站，該基站中包括具備要被發(fā)送信號(hào)的輸入和至少兩個(gè)輸出的空時(shí)編碼器，每個(gè)輸出生成單獨(dú)信號(hào)；至少兩個(gè)發(fā)送射束形成器，每個(gè)都接收各個(gè)空時(shí)編碼器的輸出，并且對其應(yīng)用發(fā)送射束形成權(quán)值；信號(hào)合并器，從射束形成器接收信號(hào)，并且可用來執(zhí)行來自射束形成器的信號(hào)的求和功能，和生成用于由多發(fā)送天線中每個(gè)天線發(fā)送的信號(hào)，其中Δτ的延遲被置于空時(shí)編碼器和其中一個(gè)射束形成器之間，使得可以在基本相同的時(shí)間，在至少一個(gè)單接收天線處接收被發(fā)送信號(hào)的主要分量。
45.一種包含權(quán)利要求24的基站和一個(gè)移動(dòng)終端的通信系統(tǒng)，該移動(dòng)終端具備至少一個(gè)單接收天線，和對該接收到的信號(hào)進(jìn)行解碼的空時(shí)解碼器。
全文摘要
在具備有多發(fā)送天線的基站與有至少一個(gè)單接收天線的移動(dòng)臺(tái)的通信系統(tǒng)內(nèi)，一種為頻率選擇性衰落信道獲得組合的射束形成和發(fā)送分集的方法和設(shè)備，該方法中包括步驟提供要被發(fā)送的信號(hào)；對該信號(hào)進(jìn)行空時(shí)編碼，生成至少兩個(gè)單獨(dú)信號(hào)，每個(gè)信號(hào)在各自的輸出上；把每個(gè)輸出信號(hào)送給多接入發(fā)送處理器，生成輸出信號(hào)；對每個(gè)輸出信號(hào)應(yīng)用各自所選擇的發(fā)送射束形成權(quán)值；把各個(gè)加權(quán)信號(hào)送到信號(hào)合并器，執(zhí)行信號(hào)的求和功能，并且生成用于發(fā)送的信號(hào)；把求和的信號(hào)送給多發(fā)送天線中的每個(gè)天線，進(jìn)行發(fā)送；經(jīng)過各個(gè)物理信道，發(fā)送信號(hào)；在至少一個(gè)單接收天線中接收被發(fā)送的信號(hào)；把該發(fā)送的信號(hào)送到多接入接收處理器，以生成輸出信號(hào)；以及對該接收的信號(hào)進(jìn)行空時(shí)解碼。
文檔編號(hào)H04B7/06GK1469664SQ0212652
公開日2004年1月21日 申請日期2002年7月19日 優(yōu)先權(quán)日2002年7月19日
發(fā)明者Y·C·梁, F·P·S·欽, S 欽, Y C 梁 申請人:國立新加坡大學(xué)