正弦-余弦調制器的制造方法
【專利說明】正弦-余弦調制器
[0001] 本發(fā)明涉及包括至少兩個比較器、兩個積分器、功率開關級，LC低通濾波器以及低 頻信號輸入或者控制電壓輸入和低頻信號輸出或者DC電壓輸出的正弦-余弦調制器。
[0002] 在現有技術的許多應用中，在可聽聲頻率范圍或者穩(wěn)壓器中用于低頻AC電壓的 模擬功率放大器被脈寬調制放大器或開關式電壓轉換器（同模擬電路相比具有顯著更高 水平的熱效率）替代。自激振蕩脈寬調制放大器具有比通過外部振蕩器驅動的時鐘脈寬調 制放大器更好的信號處理或者聲音質量。
[0003] 在DE198 38 765Al("SelbstschwingenderDigitaIverstarker" ["Self-OscillatingDigitalFeedbackAmplifier"])中描述了一種該類型的自激振蕩 脈寬調制放大器，其不僅具有同模擬功率放大器相比顯著更高水平的熱效率，而且具有更 好的聲音質量。缺點是固有頻率f依賴于調制系數，有如下關系fIfc^a-M2)。實際上 調制系數或者激勵因子因此近似地限于60%。
[0004] 本發(fā)明的任務是使得自激振蕩脈寬調制放大器的固有頻率f獨立于調制系數M， 以及因此將最大調制系數或者激勵因子增加為幾乎100%以及同時進一步改善聲音質量。
[0005] 通過如下方式解決了根據本發(fā)明的問題：通過利用產生正弦和余弦方波電壓以及 正弦和余弦三角波電壓（部分地驅動功率開關級）的兩個比較器和兩個積分器來設置用于 同時產生正弦和余弦振蕩的函數發(fā)生器；與LC低通濾波器相結合的功率開關級的輸出形 成低頻信號輸出或者DC電壓輸出。在附屬權利要求（sub-claims)中可以發(fā)現進一步有利 的設計形式。
[0006] 正弦-余弦調制器以經過實踐檢驗的形式包括用于同時產生正弦和余弦振蕩的 函數發(fā)生器。與此相關的，可以使用沒有問題的幅度穩(wěn)定的函數發(fā)生器。從任意函數發(fā)生 器的三角波信號開始，利用比較器確定代數符號的方向（course)以及同方波信號相比被 移相90度。該方波信號可以被轉變?yōu)榈诙遣ㄐ盘?，其隨后借助于第二積分器類似地被 移相90度。從函數發(fā)生器的該可能性開始，通過函數發(fā)生器驅動功率開關級，其中與LC低 通濾波器相結合的功率開關級的輸出形成低頻信號輸出。
[0007] 比較器和積分器被用來產生方波或者三角波電壓；第一比較器被用來產生正弦方 波電壓以及第一積分器被用來產生正弦三角波電壓，而第二比較器被用來產生余弦方波電 壓以及第二積分器被用來產生余弦三角波電壓。用于產生余弦方波電壓的第二比較器被優(yōu) 選地用于驅動與其相連的功率開關級。正弦-余弦調制器在這里具有從功率開關級的輸出 通過電阻器至用于產生余弦三角波電壓的第二積分器的輸入的負反饋耦合。低頻信號輸入 通過電阻器與用于產生余弦三角波電壓的第二積分器的輸入連接，而LC低通濾波器連接 到功率開關級的輸出以及構成低頻信號輸出。
[0008] 在本發(fā)明的進一步設計形式中，存在以下設置：將低頻輸出通過串聯的RC元件與 用于產生余弦三角波電壓的第二積分器的輸入連接，以便使得LC低通濾波器的阻尼系數 獨立于連接到低頻輸出的負載。
[0009] 借助于描述的過程獲得以下情況，在其中正弦-余弦調制器操作于例如400kHz的 恒定固有頻率，因此獲得接近100%的最大調制系數或者激勵因子以及僅發(fā)生非常輕微的 非線性失真。K2和K3保持在聽不見的范圍中，而與根據DE198 38 765Al的現有技術對 比更高的失真成分K5和K7不再出現。
[0010] 作為示例，正弦_余弦調制器可以和低頻信號輸入以及低頻信號輸出一起被使用 作為脈寬調制放大器。通過包括第一積分器和第一比較器的"內部"方波三角波發(fā)生器將 正弦-余弦調制器的固有頻率f保持為恒定獨立于調制系數M。同時，通過"內部"方波三 角波發(fā)生器驅動第二比較器的第二積分器與進而驅動功率開關級的第二比較器以及功率 開關級一起形成"外部"方波三角波發(fā)生器，其具有從功率開關級的輸出通過電阻器R5至 第二積分器的輸入的負反饋耦合，然而，另一方面，在第二積分器的輸入處，電阻器R6被提 供作為用于低頻信號電壓Vlnput的輸入電阻。在與這相連的LC低通濾波器之后，獲得輸出 信號Vtxitput。在這里VtxitpUyvinput的電壓放大通過電阻比-R5/R6確定。
[0011] 替代地，存在將正弦-余弦調制器使用作為開關式電壓轉換器的可能性；通過控 制電壓輸入進行控制，以及期望的輸出電壓在DC電壓輸出處可用。這包含以下優(yōu)點，存在 通過電阻器和電容器的附加的負反饋耦合，以便使得LC輸出濾波器的阻尼系數獨立于連 接的負載。通過電阻器的"內部"負反饋耦合和通過電阻器和電容器的"外部"負反饋耦合 的組合導致非?？斓目刂菩袨椤?br>[0012] 本發(fā)明因此包含正弦-余弦調制器，其中借助于比較器和積分器產生部分地驅動 功率開關級的正弦和余弦方波電壓以及正弦和余弦三角波電壓，其中與LC低通濾波器相 結合的功率開關級的輸出構成低頻信號輸出以及其中用于產生余弦方波電壓的第二比較 器驅動功率開關級，以及正弦-余弦調制器具有從功率開關級的輸出通過電阻器至用于產 生余弦三角波電壓的第二積分器的輸入的負反饋耦合，以及低頻信號輸入通過電阻器連接 至用于產生余弦三角波電壓的第二積分器的輸入。
[0013] 該電路通過特別低的非線性失真體現不同；固有頻率f獨立于調制系數M，因此獲 得接近100%的最大調制系數或者激勵因子。該正弦-余弦調制器因此代表同現有的脈寬 調制放大器相比的顯著的改善。
[0014] 在下面借助于附圖再次說明本發(fā)明：
[0015] 圖1示出根據現有技術的自激振蕩脈寬調制器，
[0016] 圖2示出以自激振蕩脈寬調制放大器的形式具有獨立于調制系數的恒定固有頻 率的正弦-余弦調制器，
[0017] 圖3示出對于具有兩個互補輸出的第一比較器的根據圖2的正弦-余弦調制器的 電路變形，
[0018] 圖4示出以具有附加反饋的開關式電壓轉換器的形式的根據圖2的正弦-余弦調 制器，
[0019] 圖5示出以具有附加反饋的開關式電壓轉換器的形式的根據圖3的正弦-余弦調 制器，
[0020] 圖6示出在5kHz輸入正弦信號的周期之上Mmax= 0. 79處的根據現有技術的自激 振蕩脈寬調制器的振蕩行為，
[0021] 圖7示出LC低通濾波器后的根據現有技術的自激振蕩脈寬調制器的頻譜，
[0022] 圖8示出VInpu#V__的根據現有技術的自激振蕩脈寬調制器的振蕩行為，
[0023] 圖9示出在5kHz輸入正弦信號的半個周期之上Mmax= 0. 79處的按照根據圖2的 本發(fā)明的正弦-余弦調制器的振蕩行為，
[0024] 圖10示出在5kHz輸入正弦信號的完整周期之上Mmax= 0. 79處的按照根據圖2的 本發(fā)明的正弦-余弦調制器的振蕩行為，
[0025] 圖11示出在LC低通濾波器后的按照根據圖2的本發(fā)明的正弦-余弦調制器的頻 譜，
[0026] 圖12示出VlnpuJPVtxitput的按照根據圖2的本發(fā)明的正弦-余弦調制器的振蕩行 為，
[0027] 圖13示出在5kHz輸入正弦信號的半周期之上Mmax= 0. 79處的按照根據圖3的 本發(fā)明的正弦-余弦調制器的振蕩行為，
[0028] 圖14示出在5kHz輸入正弦信號的完整周期之上Mmax= 0. 79處的按照根據圖3的 本發(fā)明的正弦_余弦調制器的頻譜，
[0029] 圖15示出在LC低通濾波器后的按照根據圖3的本發(fā)明的正弦-余弦調制器的頻 譜，以及
[0030] 圖16示出VlnpuJPVtxitput的按照根據圖3的本發(fā)明的正弦-余弦調制器的振蕩行 為，
[0031] 圖1示出以脈寬調制放大器形式的自激振蕩脈寬調制器1的電路圖。在該情況下 脈寬調制器1包括積分器2和比較器3 ;提供比較器3以驅動功率開關級4。在該情況下 包含在現有技術中已知的示例。脈寬調制器1用來同時產生三角波和方波振蕩以及利用功 率開關級4、負反饋耦合、低頻信號輸入、LC低通濾波器和低頻信號輸出擴展所述脈寬調制 器1 ;在下面這被稱作"自激振蕩數字反饋放大器"，簡稱SODFA，以便同現有技術相比示出 正弦-余弦調制器的優(yōu)點。
[0032] 圖2示出以脈寬調制放大器的形式具有兩個積分器11、12和兩個比較器13、14， 以及功率開關級15的正弦-余弦調制器10的示例。積分器12產生信號VTsin以及和產生 信號％_的比較器13 -起形成"內部"方波三角波發(fā)生器，所述方波三角波發(fā)生器保持正 弦-余弦調制器的固有頻率f獨立于調制系數M恒定。同時，積分器11 (產生信號\_以 及通過〃內部〃方波三角波發(fā)生器驅動比較器14)和比較器14 (產生信號Vsms以及驅動功 率開關級15)以及功率開關級15 -起形成"外部"方波三角波發(fā)生器，所述"外部"方波三 角波發(fā)生器具有從功率開關級15的輸出通過電阻器R5至積分器11的輸入的負反饋耦合， 同時，電阻器R6被提供作為輸入電阻器，另一方面，用于低頻信號電壓Vlnput。由此，在LC低 通濾波器16之后獲得輸出信號VQutput。V0utput除以VInput的電壓放大是-R5除以R6。
[0033] 圖3示出以脈寬調制放大器的形式具有兩個積分器21、22和兩個比較器23、24,以 及功率開關級25的正弦-余弦調制器20的替代電路示例。在該電路變形中使用了具有兩 個互補輸出的第一比較器23 ;提供用于反饋的輸出以及用于產生信號Vssil^P用于驅動積分 器22的互補輸出，所述積分器22產生信號VTsin。
[0034] 圖4示出以調節(jié)開關式電壓轉換器（同步降壓調節(jié)器）形式的正弦-余弦調制器 30的示例，其再次與兩個積分器31、32和兩個比較器33、34以及功率開關級35 -起操作。 與根據圖2的設計變形相比，在該情況下提供了通過電阻器R7和電容器C4的附加的負反 饋耦合，以便使LC輸出濾波器的阻尼系數獨立于連接的負載。通過R5的"內部"負反饋耦 合和通過R7和C4的"外部"負反饋耦合的該組合導致非?？斓目刂菩袨椋ǚe分微分控制 器），其優(yōu)于僅具有一個負反饋耦合實例的常規(guī)PID(比例積分微分）控制器的調節(jié)行為。 下式適用于調節(jié)的輸出電壓！Vtjut=Vl*(l+R5/R6)。
[0035] 圖5示出具有兩個積分器41、42和兩個比較器43、44以及功率開關級45的基于 根據圖