-c)雙二次結(jié)構(gòu)濾波器的制造方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明屬于濾波器技術(shù)領(lǐng)域，具體涉雙二次結(jié)構(gòu)的跨導(dǎo)電容（Gm-c)濾波器。
【背景技術(shù)】
[0002] 模擬濾波器是射頻無線通信芯片的模擬基帶處理部分很重要的一個模塊，其作用 在于實(shí)現(xiàn)對帶外干擾的抑制，并對整個通信系統(tǒng)的比特誤碼率有著決定性作用。同時，濾波 器的功耗在整個射頻接收機(jī)占有很大的比重，而隨著濾波器特征頻率的提高以及濾波器階 數(shù)的增加，采用一些傳統(tǒng)的低頻濾波器的設(shè)計(jì)方法會使功耗成比例地增加，不能滿足低功 耗的要求。
[0003] 傳統(tǒng)的濾波器為采用同一種偽差分結(jié)構(gòu)0TA的跨導(dǎo)電容濾波器，其基本結(jié)構(gòu)如圖 1所示。
[0004] 雙二次結(jié)構(gòu)Gm-C濾波器電路中，功耗可分為以下兩部分：（1)由0TA的放大管消耗 的功耗，（2)為了穩(wěn)定靜態(tài)工作點(diǎn)的輔助電路消耗的功耗。因此節(jié)省功耗有兩個途徑：（1) 選用低功耗的0TA結(jié)構(gòu)，（2)降低其他輔助電路的功耗。然而由于電路結(jié)構(gòu)的限制，往往這 兩方面要求不能同時滿足。
[0005] 因此，設(shè)計(jì)低功耗的濾波器，對降低射頻接收機(jī)SoC整體功耗具有重要意義。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0006] 本發(fā)明的目的在于設(shè)計(jì)一種低功耗的跨導(dǎo)電容（G^-C)雙二次結(jié)構(gòu)濾波器。 本發(fā)明設(shè)計(jì)的跨導(dǎo)電容（Gm-C)雙二次結(jié)構(gòu)濾波器，是對傳統(tǒng)的采用同一種 偽差分結(jié)構(gòu)0TA的跨導(dǎo)電容濾波器進(jìn)行改進(jìn)，其結(jié)構(gòu)如圖2所示，包括運(yùn)算跨導(dǎo) 放大器 0TA1、0TA2、0TA3、0TA4，電阻Rl、R2、R3、R4、R5、R6,差分運(yùn)放API和AP2， 負(fù)載電容C1和C2 ;其中，通過共模檢測電路（由電阻R5和R6組成）檢測運(yùn)算 跨導(dǎo)放大器0TA3的輸出端共模電平，輸入到差分運(yùn)放AP2的一個輸入端并與 電壓值為外部給的參考電壓）比較后放大其差值，將放大后的差值信號電平 通過大電阻R1和R2反饋到0TA1的柵極，形成第一個共模反饋環(huán)路；通過共模檢測電路（由 電阻R3和R4組成）檢測運(yùn)算跨導(dǎo)放大器0TAU0TA2和0TA3公共的輸出節(jié)點(diǎn)的共模電平， 輸入到差分運(yùn)放API的一個輸入端并與電壓值比較后放大其差值，將放大后的差值信 號連接到0TA3的電流源負(fù)載的偏置端(對應(yīng)圖2中的Vtu2和圖4中的Vb)，形成第二個共 模反饋環(huán)路。
[0007] 圖2中C1和C2為濾波器自身的負(fù)載電容。圖2中，0TA2的正負(fù)輸出端都分別連 接相同大小的負(fù)載電容C1到地，0TA3的正負(fù)輸出端分別連接相同大小的負(fù)載電容C2到地。
[0008] 本發(fā)明中，運(yùn)算跨導(dǎo)放大器0TA1，0TA2和0TA4采用基于反相器的偽差分結(jié)構(gòu)（如 圖3所示），輸入及輸出的正負(fù)極性已在圖中標(biāo)出。兩個單端輸入單端輸出的0TA并列組成 偽差分結(jié)構(gòu)。在圖3中，一個單端OTA中n管和p管的柵極相連作為輸入端，n管和p管的 漏極相連作為輸出端。n管源極接地，p管源極接電源Vdd。n管和p管都工作在飽和區(qū)，一 個反相器結(jié)構(gòu)的0TA的等效跨導(dǎo)等于n管和p管跨導(dǎo)之和。0TA3采用有電流源負(fù)載的偽差 分結(jié)構(gòu)(如圖4所示)，在其中一個單端輸入單端輸出的0TA中，p管為電流源負(fù)載，p管的柵 極作為偏置端，n管的柵極作為輸入端。n管和p管都工作在飽和區(qū)。單端0TA等效的跨導(dǎo) 等于n管的跨導(dǎo)。兩個這樣的單端0TA的p管的柵極相連作為公共的偏置端（圖4中Vb)。
[0009] 其中基于反相器的OTA(圖3所示）由于電流復(fù)用，可以節(jié)省功耗。 運(yùn)算跨導(dǎo)放大器0TA1的柵極采用電容耦合，隔絕了前級電路的直流電平對后級電路 的影響。
[0010] 圖2中所示的電阻Rl、R2、R3、R4、R5、R6用工作在亞閾值的M0S管實(shí)現(xiàn)，可以實(shí) 現(xiàn)足夠大的等效阻值以實(shí)現(xiàn)對共模電平的檢測和直流偏置，在0TA1的輸入端不需要非常 大的耦合電容就可實(shí)現(xiàn)低頻截止頻率在幾十k赫茲級別，不會造成接收機(jī)誤碼率的顯著惡 化。
[0011] 由于第一級0TA的輸入端采用電容耦合，前級電路共模電平的失配及直流失調(diào)不 會對下級電路產(chǎn)生影響。兩個共模反饋回路只需要抑制本級濾波器中由于0TA中M0S管的 失配引起的直流電平的偏移。本設(shè)計(jì)中一個完整的雙二次濾波器的功耗只包括四個0TA的 主放大電路及兩個差分運(yùn)放。差分運(yùn)放不需要大帶寬只需放大直流電平，因此功耗可以做 的很低。
[0012] 本發(fā)明中，0TA1、0TA2、0TA4采用基于反相器的偽差分結(jié)構(gòu)，0TA3采用有電流源負(fù) 載的偽差分結(jié)構(gòu)，利用電容耦合使得反相器結(jié)構(gòu)的0TA具有和有電流源負(fù)載或尾電流結(jié)構(gòu) 的0TA相似的靜態(tài)工作點(diǎn)調(diào)節(jié)特性。因此既保留了基于反相器的偽差分0TA電流復(fù)用節(jié)省 功耗的優(yōu)點(diǎn)，又利用0TA自身的直流增益形成共模反饋環(huán)路達(dá)到穩(wěn)定共模電平的作用，不 需要額外的并聯(lián)0TA來控制共模電平，整個雙二次結(jié)構(gòu)的濾波器只包含0TA放大電路及兩 個差分放大電路，因此大大降低了功耗。
【附圖說明】
[0013] 圖1為通用的雙二次（Biquad)的結(jié)構(gòu)圖，圖中標(biāo)識出的輸出端L為低通輸出端。
[0014] 圖2為本發(fā)明提出的雙二次濾波器電路結(jié)構(gòu)。
[0015] 圖3為本發(fā)明中0TA1，0TA2和0TA4采用的電路結(jié)構(gòu)。
[0016] 圖4為本發(fā)明中0TA3采用的電路結(jié)構(gòu)。
[0017] 圖5為通用的雙二次結(jié)構(gòu)（Biquad)的單端簡化等效模型。
[0018]圖6為輸出節(jié)點(diǎn)匕,共模電平穩(wěn)定的動態(tài)過程，橫軸為時間（單位s)，縱軸為電壓 (單位V)。
【具體實(shí)施方式】
[0019] 本發(fā)明依據(jù)的Biquad雙二次結(jié)構(gòu)濾波器，如圖1所示?；诰€性度考慮，0TA選 擇偽差分結(jié)構(gòu)。偽差分結(jié)構(gòu)的0TA-般可分為兩種，一種是基于沒有固定電流源負(fù)載的反 相器結(jié)構(gòu)，一種是有固定電流源負(fù)載的結(jié)構(gòu)。前者由于電流復(fù)用，在實(shí)現(xiàn)相同的跨導(dǎo)時只需 后者近一半的功耗。然而在抑制共模信號方面，前者往往需要額外的OTA連接在輸出端來 控制電平，增加了功耗，后者只需調(diào)節(jié)電流源偏置電壓。因此，為了同時利用上述兩者的優(yōu) 點(diǎn)，本發(fā)明提出了如圖2所示的濾波器，其中0TA電路結(jié)構(gòu)如圖3和圖4所示。
[0020] 單端的雙二次結(jié)構(gòu)簡化的等效模型如圖5所示。g1;g2>g3,g4為每個0TA的跨導(dǎo) 值。圖中R為與0TA1，0TA4輸出阻抗的并聯(lián)值，ro為0TA3的輸出阻抗，Cl，C2為負(fù)載 電容。對于雙二次結(jié)構(gòu)電路而言，電路內(nèi)部存在兩類節(jié)點(diǎn)，如圖4所示，一種是低通輸出節(jié) 點(diǎn)b，一種是帶通輸出節(jié)點(diǎn)a。通過微調(diào)0TA1的靜態(tài)柵極電壓（圖2中Vtul)或0TA3 的電流源偏置電壓（圖2中Vtu2或圖4中Vb)可改變a點(diǎn)和b點(diǎn)的直流電平。
[0021] 保持0TA3的電流源偏置電壓不變（&< )，0TA1的柵極電壓增加么廠，可列出下 列關(guān)系式：
【主權(quán)項(xiàng)】
1. 一種低功耗跨導(dǎo)電容（Gm-C)雙二次結(jié)構(gòu)濾波器，其特征在于包括：運(yùn) 算跨導(dǎo)放大器 0TA1、0TA2、0TA3、0TA4，電阻Rl、R2、R3、R4、R5、R6,負(fù)載電容C1 和C2,差分運(yùn)放API和AP2 ;其中，由電阻R5和R6組成的共模檢測電路檢測運(yùn) 算跨導(dǎo)放大器0TA3的輸出端共模電平，輸入到差分運(yùn)放AP2的一個輸入端并與
電壓值比較后放大其差值，將放大后的差值信號電平通過大電阻R1和R2反饋到0TA1 的柵極，形成第一個共模反饋環(huán)路；由電阻R3和R4組成的共模檢測電路檢測運(yùn)算跨導(dǎo)放大 器0TA1、0TA2和0TA3公共的輸出節(jié)點(diǎn)的共模電平，輸入到差分運(yùn)放API的一個輸入端并
^電壓值比較后放大其差值，將放大后的差值信號連接到0TA3的電流源負(fù)載的偏置 端，形成第二個共模反饋環(huán)路；運(yùn)算跨導(dǎo)放大器0TA2的正負(fù)輸出端都分別連接相同大小的 負(fù)載電容C1到地，運(yùn)算跨導(dǎo)放大器0TA3的正負(fù)輸出端分別連接相同大小的負(fù)載電容C2到 地； 所述運(yùn)算跨導(dǎo)放大器0TA1，0TA2和0TA4采用基于反相器的偽差分結(jié)構(gòu)，0TA3采用有 電流源負(fù)載的偽差分結(jié)構(gòu)。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的低功耗跨導(dǎo)電容（Gm-C)雙二次結(jié)構(gòu)濾波器，其特征在于電 阻Rl、R2、R3、R4、R5、R6由工作在亞閾值的MOS管實(shí)現(xiàn)。
【專利摘要】本發(fā)明屬于濾波器技術(shù)領(lǐng)域，具體為一種低功耗跨導(dǎo)電容(Gm-C)雙二次結(jié)構(gòu)濾波器。本發(fā)明基于共模反饋原理，在一個雙二次結(jié)構(gòu)中采用兩種不同的偽差分OTA結(jié)構(gòu)，利用OTA自身的直流增益形成兩個共模反饋環(huán)路，使得電路內(nèi)部的各個節(jié)點(diǎn)的直流電平穩(wěn)定在理想的值。本發(fā)明設(shè)計(jì)的雙二次結(jié)構(gòu)中消耗功耗的電路只包括基本的OTA放大電路及兩個差分放大器，且差分放大器的功耗可以做的很低，因此整個雙二次結(jié)構(gòu)的電路的功耗基本由每個OTA的跨導(dǎo)放大電路決定，而且在降低功耗的同時不會影響濾波器的性能。然而，采用偽差分結(jié)構(gòu)的常規(guī)設(shè)計(jì)方法需要額外的電路消耗來實(shí)現(xiàn)共模電平的穩(wěn)定，不利于低功耗應(yīng)用。
【IPC分類】H03H11-02
【公開號】CN104579235
【申請?zhí)枴緾N201510029714
【發(fā)明人】李巍, 梅昊宇
【申請人】復(fù)旦大學(xué)
【公開日】2015年4月29日
【申請日】2015年1月21日