本發(fā)明涉及集成電路領域，特別涉及高精度超高速低功耗模數(shù)轉換器設計技術領域，更具體地來說涉及一種具有輸入信號預比較與電荷重分配的流水線模數(shù)轉換器。

背景技術：

在通信系統(tǒng)、雷達系統(tǒng)等信號處理系統(tǒng)中，模數(shù)轉換器已經成為不可缺少的組成部分。常用的模數(shù)轉換器結構有中低精度超高速的快閃(flash)和折疊內插(folding-interpolating)結構；高精度中低速的σ-△和逐次逼近型(sar)結構。上述模數(shù)轉換器結構主要專注于中低精度超高速要求和高精度中低速要求，很難兼容高速高精度的應用環(huán)境。流水線模數(shù)轉換器采用流水線工作模式，將輸入信號的單次采樣保持結果進行逐級量化，經過完整流水線級量化后得到完整的量化結果，提高流水線模數(shù)轉換器的轉換速度；由于級間余量放大器的存在，降低后級流水線對比較器的要求，提高流水線模數(shù)轉換器能夠達到的轉換精度，使得流水線模數(shù)轉換器不僅能夠實現(xiàn)百兆赫茲甚至吉赫茲的高速、超高速轉換器速率，而且能夠達到16位的轉換精度要求。

傳統(tǒng)流水線模數(shù)轉換器主要有以下三方面限制：各級流水線粗量化精度受到余量放大器增益帶寬和子模數(shù)轉換器(subadc)中比較器個數(shù)的限制，只能通過增加流水線級數(shù)來實現(xiàn)高精度轉換要求；輸入信號采樣保持電容分時復用為余量放大電路(mdac)中子數(shù)模轉換器(subdac)電容，造成各級模數(shù)轉換器采樣保持過程與余量信號放大建立過程的時鐘相位互斥，即：采樣保持相位時，余量放大電路停止工作；余量放大相位時，采樣保持網絡停止工作，嚴重限制流水線模數(shù)轉換器轉換效率；傳統(tǒng)流水線模數(shù)轉換器各級負反饋放大電路反饋因子受限于各級流水線粗量化精度，嚴重限制了放大器的設計靈活性。目前比較流行的提高流水線轉換精度和速度的方法主要有逐次逼近型流水線模數(shù)轉換器結構和多路時間交織模數(shù)轉換器結構。

逐次逼近型流水線模數(shù)轉換器結構由于子模數(shù)轉換器采用逐次逼近型模數(shù)轉換器作為流水線模數(shù)轉換器的子模數(shù)轉換器，其串行轉換過程嚴重限制了該結構的轉換速率的提高；多路時間交織模數(shù)轉換器結構雖然能夠非常高效的提高轉換速率，但是其時鐘抖動和通道間失配問題嚴重限制著其應用，而且其功耗隨著通道數(shù)的增加而增加，非常不利于低功耗設計。

技術實現(xiàn)要素：

鑒于以上所述現(xiàn)有技術的缺點，本發(fā)明的目的在于提供一種具有輸入信號預比較與電荷重分配的流水線模數(shù)轉換器，用于解決現(xiàn)有技術中流水線模數(shù)轉換器功耗高的問題。

為實現(xiàn)上述目的及其他相關目的，本發(fā)明提供一種具有輸入信號預比較與電荷重分配的流水線模數(shù)轉換器，包括：

一或多級流水線結構單元，其中，每級流水線結構單元用于對輸入信號進行量化；

第一快閃模數(shù)轉換器，用于對末級流水線結構單元輸出的余量信號進行量化，輸出對應的量化值；

調整輸出單元，用于根據(jù)多級流水線結構單元與快閃模數(shù)轉單元的連接順序組合各個量化值，輸出完整的量化結果；

其中，每級流水線結構單元至少包括子模數(shù)轉換器和預比較子單元，所述子模數(shù)轉換器用于采樣保持輸入信號，所述預比較子單元用于將輸入信號與相應的參考電壓進行比較，輸出本級的最高位量化值并根據(jù)該最高位量化值控制子模數(shù)轉換器中參考電平選擇開關的開關狀態(tài)，所述子模數(shù)轉換器還用于根據(jù)最高位量化值以及參考電平的開關狀態(tài)將采樣的輸入信號進行粗量化輸出對應的量化值。

于本發(fā)明的一實施例中，所述預比較子單元包括比較器、預比較開關、參考電壓和參考電平選擇器，所述比較器的正向輸入端通過預比較開關連接輸入信號，所述比較器的負向輸入端連接參考電壓，所述比較器的輸出端分別連接參考電平選擇器、子模數(shù)轉換器，且在時鐘信號φsp的控制下鎖存并輸出最高位量化值，所述參考電平選擇器根據(jù)最高位量化值控制子模數(shù)轉換器內參考電平選擇開關的開關狀態(tài)。

于本發(fā)明的一實施例中，所述子模數(shù)轉換器包括多個一位的量化模塊與編碼模塊，多個所述量化模塊的輸出端依次連接到編碼模塊的輸入端，根據(jù)所述預比較子單元的最高位量化值所述編碼模輸出對應的量化值。

于本發(fā)明的一實施例中，每一位所述量化模塊均包含第一采樣開關、第二快閃模數(shù)轉換器、第一參考電平發(fā)生器和第一、二參考電平選擇開關，所述第一采樣開關的一端連接輸入信號，其另一端連接第二快閃模數(shù)轉換器的輸入端，所述第一、二參考電平選擇開關的一端分別連接所述第二快閃模數(shù)轉換器的另一輸入端，所述第一、二參考電平選擇開關的另一端分別連接第一參考電平發(fā)生器的輸出端輸出對應的參考電平，在時鐘信號φc的控制下第二快閃模數(shù)轉換器的輸出端輸出對應的量化值。

于本發(fā)明的一實施例中，所述每級流水線結構單元還包括采保和數(shù)模子單元、余量信號負反饋放大子單元，所述采保和數(shù)模子單元用于采樣保持輸入信號，還用于根據(jù)子模數(shù)轉換器本級的量化值輸出匹配的電平值，所述余量信號負反饋放大子單元用于將所述電平值所對應的電荷進行重分配輸出余量信號。

于本發(fā)明的一實施例中，所述采保和數(shù)模子單元包括第二采樣開關、第二采樣電容、第二下級板采樣開關與第二參考電平發(fā)生器，所述第二采樣開關的一端連接輸入信號，其另一端連接第二采樣電容，所述第二采樣電容的下級板與第二采樣開關之間連接第二參考電平發(fā)生器的輸出端，所述第二參考電平發(fā)生器在時鐘信號φqs的控制下根據(jù)子模數(shù)轉換器當前的量化值生成參考電壓，所述第二采樣電容的上級板連接有接地的第二下級板采樣開關。

于本發(fā)明的一實施例中，所述余量信號負反饋放大子單元包括余量放大器輸入信號開關、余量信號放大開關、第一復位開關、余量放大器輸入信號保持電容、負反饋電容、第二復位開關和余量放大器，所述余量信號產生開關的一端連接采保和數(shù)模子單元的輸出端，其另一端分別連接余量放大器的負向輸入端、第一復位開關、余量信號放大開關、余量放大器輸入信號保持電容的一端，所述余量放大器輸入信號保持電容、第一復位開關的另一端均接地；所述余量放大器的正向輸入端接地，所述余量放大器的輸出端輸出余量信號，所述余量放大器的輸出端通過負反饋電容反饋至余量信號放大開關的另一端，所述第二復位開關的一端連接輸出的余量信號，其另一端接地。

于本發(fā)明的一實施例中，所述每級流水線結構單元內的子模數(shù)轉換器、采保和數(shù)模子單元的采樣保持過程與余量信號負反饋放大子單元的余量信號放大過程同步且獨立運行。

于本發(fā)明的一實施例中，所述每級流水線結構單元中第二采樣電容cs、余量放大器輸入信號保持電容cc與負反饋電容cf的關系為：cf＝(cs·cc)/(acloseloop·(cs+cc)，其中，acloseloop表示余量放大電路閉環(huán)放大倍數(shù)，余量信號負反饋放大電路的反饋因子為(cf(cs+cc))/(cscc)，選擇第二采樣電容cs和余量放大器輸入信號保持電容cc的尺寸用于控制負反饋因子大小。

于本發(fā)明的一實施例中，所述子模數(shù)轉換器和采保和數(shù)模子單元中采樣網絡按比例縮放，且該采樣網絡具有相同的時間常數(shù)。

于本發(fā)明的一實施例中，所述第一快閃模數(shù)轉換器的量化精度的位數(shù)與各級流水線結構單元的量化精度的位數(shù)相同。

如上所述，本發(fā)明的具有輸入信號預比較與電荷重分配的流水線模數(shù)轉換器，具有以下有益效果：

第一，將所述流水線模數(shù)轉換器的各級流水線的最高位粗量化過程與采樣保持過程相結合，在子模數(shù)轉換器中比較器的個數(shù)相同的情況下，增加量化精度1位，在相同轉換精度下，能夠減少流水線模數(shù)轉換器級數(shù)，降低整體功耗；

第二，根據(jù)各級流水線模數(shù)轉換器粗量化結果，建立合適的參考電平，利用電容重分配原理將余量放大器輸入信號保持于余量放大器輸入信號保持電容cc上，余量放大器輸入信號建立完成后，斷開第二采樣電容cs與余量放大器輸入信號保持電容cc的連接關系，此時，第二采樣電容cs與余量放大器輸入信號保持電容cc分離，從而使得采樣保持電路與余量放大電路獨立，實現(xiàn)采樣保持與余量放大過程同步進行，提高模數(shù)轉換器轉換速率；

第三，所述余量放大器輸入信號保持電容cc下極板始終與參考地連接，與余量放大器輸入節(jié)點的對地寄生電容作用效果相同，因此，本技術發(fā)明所采用的電荷重分配技術還能夠將余量放大器輸入節(jié)點寄生電容作為系統(tǒng)信號處理有效電容使用，消除該部分寄生電容影響；

第四，所述各級流水線第二采樣電容cs、余量放大器輸入信號保持電容cc與余量放大電路負反饋電容cf的關系為：cf＝(cs·cc)/(acloseloop·(cs+cc))，其中acloseloop表示余量放大電路閉環(huán)放大倍數(shù)；余量信號負反饋放大電路的反饋因子為：(cf(cs+cc))/(cscc)，選擇合適的各級流水線采樣電容cs與余量放大器輸入信號保持電容cc的電容尺寸能夠改變負反饋因子，便于余量放大器靈活設計。

附圖說明

圖1顯示為本發(fā)明實施例提供的一種具有輸入信號預比較與電荷重分配的流水線模數(shù)轉換器結構框圖；

圖2顯示為本發(fā)明實施例提供的圖1中流水線模數(shù)轉換器中每級流水線結構單元的結構框圖；

圖3顯示為本發(fā)明實施例提供的具有輸入信號預比較與電荷重分配的12位轉換精度的流水線模數(shù)轉換器電路圖；

圖4顯示為圖3中實現(xiàn)12位轉換精度的流水線模數(shù)轉換器各級流水線粗量化參考電壓示意圖；

圖5顯示為本發(fā)明實施例利用具有輸入信號預比較與電荷重分配的流水線模數(shù)轉換器實現(xiàn)12位轉換精度的流水線模數(shù)轉換器的時序圖。

元件標號說明：

1流水線結構單元

2第一快閃模數(shù)轉換器

3調整輸出單元

11預比較子單元

12子模數(shù)轉換器

13采保和數(shù)模子單元

14余量信號負反饋放大子單元

具體實施方式

以下通過特定的具體實例說明本發(fā)明的實施方式，本領域技術人員可由本說明書所揭露的內容輕易地了解本發(fā)明的其他優(yōu)點與功效。本發(fā)明還可以通過另外不同的具體實施方式加以實施或應用，本說明書中的各項細節(jié)也可以基于不同觀點與應用，在沒有背離本發(fā)明的精神下進行各種修飾或改變。需說明的是，在不沖突的情況下，以下實施例及實施例中的特征可以相互組合。

需要說明的是，以下實施例中所提供的圖示僅以示意方式說明本發(fā)明的基本構想，遂圖式中僅顯示與本發(fā)明中有關的組件而非按照實際實施時的組件數(shù)目、形狀及尺寸繪制，其實際實施時各組件的型態(tài)、數(shù)量及比例可為一種隨意的改變，且其組件布局型態(tài)也可能更為復雜。

請參閱圖1，本發(fā)明提供一種顯示為本發(fā)明實施例提供的一種具有輸入信號預比較與電荷重分配的流水線模數(shù)轉換器結構框圖，包括：

一或多級流水線結構單元1，其中，每級流水線結構單元1用于對輸入信號進行量化；

第一快閃模數(shù)轉換器2，用于對末級流水線結構單元輸出的余量信號進行量化，輸出對應的量化值；

調整輸出單元3，用于根據(jù)多級流水線結構單元與快閃模數(shù)轉單元的連接順序組合各個量化值，輸出完整的量化結果；

其中，本申請中包含多級流水線結構單元1，圖1中的流水結構單元1只是多個中的代表，且每級流水線結構單元1至少包括子模數(shù)轉換器12和預比較子單元11，所述子模數(shù)轉換器12用于采樣保持輸入信號，所述預比較子單元11用于將輸入信號與相應的參考電壓進行比較，輸出本級的最高位量化值并根據(jù)該最高位量化值控制子模數(shù)轉換器中參考電平選擇開關的開關狀態(tài)，所述子模數(shù)轉換器12還用于根據(jù)最高位量化值以及參考電平的開關狀態(tài)將采樣的輸入信號進行粗量化輸出對應的量化值。

在本發(fā)明實施例中，所述預比較子單元11連接的參考電壓是根據(jù)每級流水線結構單位(即，子模數(shù)轉換器12)轉換精度的位數(shù)確定，其中，該參考電壓優(yōu)選為多個參考電壓的中間值，如：vref0、vref1…vrefn-1，當子模數(shù)轉換器12的精度為n位時，其對應有2ⁿ個參考電壓，即中間值為2^n-1所對應的參考電壓。本發(fā)明應用于集成電路領域，特別是高精度高速低功耗模數(shù)轉換器設計領域，整體采用流水線結構，針對輸入信號采用預比較技術，通過利用預比較單元獲取各級流水線結構單元的最高位粗量化，降低各級流水線結構單元中子模數(shù)轉換器的比較器的數(shù)目，使得其數(shù)目減少一半，大大地節(jié)約了功耗，降低了成本。

在上述實施例中，所述第一快閃模數(shù)轉換器2的量化精度的位數(shù)與各級流水線結構單元1的量化精度的位數(shù)可以不相同，且第一快閃模數(shù)轉換器2在模數(shù)轉換時，其不會輸出相應的余量信號，只需對連接在其輸入端的信號進行粗量化即可。

具體地，所述預比較子單元11(預比較電路)包括比較器、預比較開關、參考電壓和參考電平選擇器，所述比較器的正向輸入端通過預比較開關連接輸入信號，所述比較器的負向輸入端連接參考電壓，所述比較器的輸出端分別連接參考電平選擇器、子模數(shù)轉換器，且在時鐘信號φsp的控制下鎖存并輸出最高位量化值，所述參考電平選擇器根據(jù)最高位量化值控制子模數(shù)轉換器內參考電平選擇開關的開關狀態(tài)。

在本實施例中，所述參考電平選擇器根據(jù)最高位量化值的具體值，輸出電平開關控制信號，控制它們的開關狀態(tài)，其中，所述子模數(shù)轉換器內設有多個第一、二參考電平選擇開關，最高位量化值為高電平時，第一電平開關處于閉合狀態(tài)，第二電平開關處于斷開狀態(tài)；最高位量化值為低電平時，第一電平開關處于斷開狀態(tài)，第二電平開關處閉合狀態(tài)；即控制子模數(shù)轉換器中內參考電平選擇開關的開關狀態(tài)，另外，所述預比較子單元11中的參考電壓一般為第一參考電平發(fā)生器輸出的中間值。

具體地，所述子模數(shù)轉換器12包括多個一位的量化模塊與編碼模塊，多個所述量化模塊的輸出端依次連接到編碼模塊的輸入端，在所述預比較子單元的最高位量化值輸入下，所述編碼模塊的輸出端連接到調整輸出單元的輸入端，用于輸出每級流水線結構單元的多位粗量化值。

在本實施例中，所述子模數(shù)轉換器12的轉換精度為n位，則其對應有2^n-1-1個量化模塊，n為大于等于1的自然數(shù)，同時，各個量化模塊按照從高至低或從低至高連接于編碼模塊的輸入端，按照連接順序進行粗位量化；另外，每一位量化模塊內還集成了采集與保持電路，在此不一一贅述。

具體地，每一位所述量化模塊均包含第一采樣網絡、第二快閃模數(shù)轉換器、第一參考電平發(fā)生器和第一、二參考電平選擇開關，所述第一采樣網絡的一端連接輸入信號，其另一端連接第二快閃模數(shù)轉換器的輸入端，所述第一、二參考電平選擇開關的一端分別連接所述第二快閃模數(shù)轉換器與第一采樣網絡之間，所述第一、二參考電平選擇開關的另一端分別連接第一參考電平發(fā)生器的輸出端輸出對應的參考電平，所述第二快閃模數(shù)轉換器另一輸入端接地，在時鐘信號φc的控制下第二快閃模數(shù)轉換器的輸出端輸出對應的量化。

其中，本實施例中，第一采樣開關、第一采樣電容、第一下級板采樣開關組成第一采樣網絡，通過將第一采樣網絡與比較器的組合(相當于)第二快閃模數(shù)轉換器，所述第一采樣開關的一端連接輸入信號，其另一端連接第一采樣電容的上級板，所述第一采樣電容的下級板分別連接比較器的正向輸入端、第一下級板采樣開關的一端，且第一下級板采樣開關的另一端接地，所述比較器的負向輸入端接地，所述第一、二參考電平選擇開關的一端分別連接于第一采樣開關、第一采樣電容之間，其另一端分別連接參考電平發(fā)生器的輸出端輸出對應的參考電平，將第一采樣網絡的采樣值與第一參考電平發(fā)生器輸出的參考電平之間差值與比較器的負向輸入端進行比較，在時鐘信號φc的控制下比較器的輸出端輸出對應的量化值。

在本實施例中，所述第一采樣開關、第一采樣電容和第一下級板采樣開關構成了采集與保持電路，即第一采樣網絡，該第一采樣網絡與采保和數(shù)模子單元中采樣網絡按比例縮放，且兩種采樣網絡具有相同的時間常數(shù)，可防止采樣網絡因時間常數(shù)的失配帶來的失真。每一位量化模塊按照其在子模數(shù)轉換器中的排列位置關系均對應有連接參考電平發(fā)生器，第一參考電平發(fā)生器的輸出端輸出合適的參考電平vref0、vref1…vrefn-1，其中，n＝2ⁿ，根據(jù)每個量化模塊的排列關系，每個量化模塊中第一、二參考電平選擇開關的一端分別連接兩個序號相差2^n-1的參考電壓，其中，n為子模數(shù)轉換器的轉換精度位數(shù)，n至少為一位，即按參考電平的初始順序vref1、vref(1+2^n-1)進行逐一排列，從高至低或從低至高的順序依次進行排列，其中，第一、二參考電平選擇開關分別連接兩個序號相差2^n-1的參考電壓，根據(jù)預比較子單元輸出的最高位量化值為高電平或低電平控制第一、二參考電平選擇開關中一個處于斷開另一個處于閉合狀態(tài)(在此不一一贅述)，選擇閉合的參考電平與第二快閃模數(shù)轉換器的輸入端連接，所述時鐘信號φc與第二快閃模數(shù)轉換器flashadc的控制輸入端連接，所述第一采樣開關ssc一端與輸入信號連接，其另一端與第二快閃模數(shù)轉換器flashadc的輸入端連接，所述快閃模數(shù)轉換器flashadc輸出量化值與所述編碼模塊輸入端連接，所述編碼模塊輸入端還與所述預比較子單元中的所述比較器的輸出端連接，所述編碼模塊輸出端與所述輸出對準單元輸入端連接。

具體地，所述每級流水線結構單元還包括采保和數(shù)模子單元13(采保和數(shù)模轉換器)、余量信號負反饋放大子單元14，所述采保和數(shù)模子單元13用于采樣保持輸入信號，還用于根據(jù)子模數(shù)轉換器本級的量化值輸出匹配的電平值，所述余量信號負反饋放大子單元14用于將所述電平值所對應的電荷進行重分配輸出余量信號。

在本實施例中，采保和數(shù)模子單元13、余量信號負反饋放大子單元14利用電荷重分配技術，采用兩組采樣電容同時分別進行輸入信號采樣和余量信號產生和放大過程，使得信號采樣與余量信號放大建立過程的各個電容同一時刻相互獨立，實現(xiàn)信號采樣保持與余量信號放大建立同時進行的目的，極大的提高流水線模數(shù)轉換器轉換速率。

具體地，所述采保和數(shù)模子單元13包括第二采樣開關、第二采樣電容、第二下級板采樣開關與第二參考電平發(fā)生器，所述第二采樣開關的一端連接輸入信號，其另一端連接第二采樣電容，所述第二采樣電容的下級板與第二采樣開關之間連接第二參考電平發(fā)生器的輸出端，所述第二參考電平發(fā)生器在時鐘信號φqs的控制下根據(jù)子模數(shù)轉換器當前的量化值生成參考電壓，所述第二采樣電容的上級板連接有接地的第二下級板采樣開關。

具體地，所述余量信號負反饋放大子單元14包括余量放大器輸入信號開關、余量信號放大開關、第一復位開關、余量放大器輸入信號保持電容、負反饋電容、第二復位開關和余量放大器，所述余量信號產生開關的一端連接采保和數(shù)模子單元的輸出端，其另一端分別連接余量放大器的負向輸入端、第一復位開關、余量信號放大開關、余量放大器輸入信號保持電容的一端，所述余量放大器輸入信號保持電容、第一復位開關的另一端均接地；所述余量放大器的正向輸入端接地，所述余量放大器的輸出端輸出余量信號，所述余量放大器的輸出端通過負反饋電容反饋至第二復位開關的另一端，所述第二復位開關的一端連接輸出的余量信號，其另一端接地。

在本實施例中，所述余量放大器輸入信號經過余量放大器輸入信號保持電容cc下級板接地，與余量放大器輸入節(jié)點的對地寄生電容作用效果相同，同時，電荷重分配技術還能夠將余量放大器輸入節(jié)點寄生電容作為系統(tǒng)信號處理的有效電容使用，消除該部分寄生電容的影響。另外，當每級流水結構單元中子模數(shù)轉換器輸出粗量化結果，采保和數(shù)模子單元根據(jù)該粗量化結果輸出合適的參考電平，利用電荷重分配原理將其對應的電荷分配到余量放大器輸入信號保持電容cc，余量放大器輸入信號建立完成后，斷開第二采樣電容cs和余量放大器輸入信號保持電容cc的連接關系，此時，第二采樣電容cs和余量放大器輸入信號保持電容cc分離，從而使得采保和數(shù)模子單元、余量信號負反饋放大子單元相互獨立，即，采樣保持電容與余量放大電路獨立，實現(xiàn)采樣保持與余量放大過程同步進行，從而提高了模數(shù)轉換器的轉換速率。

于本發(fā)明的一實施例中，所述每級流水線結構單元中第二采樣電容cs、余量放大器輸入信號保持電容cc與負反饋電容cf的關系為：cf＝(cs·cc)/(acloseloop·(cs+cc))，其中，acloseloop表示余量放大電路閉環(huán)放大倍數(shù)，余量信號負反饋放大電路的反饋因子為(cf(cs+cc))/(cscc)，選擇第二采樣電容cs和余量放大器輸入信號保持電容cc的尺寸用于控制負反饋因子大小。

在本實施例中，通過選擇合適的各級流水線第二采樣電容cs和余量放大器輸入信號保持電容cc的電容尺寸能夠改變負反饋因子的大小，便于靈活設計余量放大器。

如圖3所示，為本發(fā)明實施例提供的具有輸入信號預比較與電荷重分配的12位轉換精度的流水線模數(shù)轉換器電路圖，詳述如下：

所述模數(shù)轉換器包括3級3位粗量化精度的流水線結構單元stage1、stage2和stage3、1級3位粗量化精度的快閃模數(shù)轉換器3bitflashadc和一個輸出對準單元(outputaligning)；其中，所述各級流水線結構包括采保和數(shù)模轉換器sh&dac、預比較電路pre-comp、子模數(shù)轉換器subadc、第二下極板采樣開關ssp，余量放大器輸入信號開關sqs、余量放大器輸入信號保持電容cc、余量放大器復位開關srs1、余量放大器復位開關srs2、余量信號放大開關sa、負反饋電容cf和余量放大器amp等；所述采保和數(shù)模轉換器sh&dac包括第二采樣開關ss、第二采樣電容cs和第二參考電平發(fā)生器dacreferencegenerator；所述輸入信號預比較電路pre-comp包括連接輸入信號的預比較開關spc、比較器compp、參考電壓vref4和子模數(shù)轉換器參考電平選擇器subadcreferenceselector；所述子模數(shù)轉換器subadc包括第一采樣開關ssc、第一采樣電容csc、第一下極板采樣開關sspc、subadc參考電平vref1、vref2、vref3、vref4、vref5、vref6和vref7由參考電平發(fā)生器提供，subadc參考電平選擇開關sc和sc’、3個比較器comp和1個編碼模塊codingblock，其中，每個比較器與子模數(shù)轉換器subadc中對應的采樣網絡組成相當于第二快閃模數(shù)轉換器。所述sh&dac由第二采樣開關ss、第二采樣電容cs和第二下極板采樣開關ssp組成的采樣網絡與subadc由第一采樣開關ssc、第一采樣電容csc和第一下極板采樣開關sspc組成的采樣網絡必須按比例縮放，保證所述兩個采樣網絡具有相同的時間常數(shù)。

如圖4所示，為本發(fā)明實施例利用一種基于輸入信號預比較和電荷重分配的流水線模數(shù)轉換器技術實現(xiàn)12位轉換精度的流水線模數(shù)轉換器各級流水線粗量化參考電壓示意圖，用于說明輸入信號比較電路pre-comp和子模數(shù)轉換器subadc中參考電壓幅值關系，所述圖中vdd表示電源，倒三角符號表示參考地。

如圖5所示為本發(fā)明實施例利用一種基于輸入信號預比較和電荷重分配的流水線模數(shù)轉換器技術實現(xiàn)12位轉換精度的流水線模數(shù)轉換器的時序圖，用于說明本發(fā)明所述模數(shù)轉換器實施例各模塊單元時序關系。

結合如圖3、圖4和圖5說明本發(fā)明實施例提供的一款利用一種基于輸入信號預比較和電荷重分配的流水線模數(shù)轉換器技術實現(xiàn)12位轉換精度的流水線模數(shù)轉換器的工作原理如下：

首先，介紹所述第一級流水線stage1工作過程如下：

第一階段：如圖5所示，時鐘信號φs和φsp為高電平時，所述模數(shù)轉換器第一級流水線stage1如圖3所示，所述第一采樣開關ssc、第二采樣開關ss、第一下極板采樣開關sspc、第二下極板采樣開關ssp、所述輸入信號的預比較開關spc均處于導通狀態(tài)，所述采保和數(shù)模轉換器(sh&dac)和所述子模數(shù)轉換器(subadc)進入采樣階段、所述預比較電路(pre-comp)進入預比較階段。

第二階段：如圖5所示，時鐘信號φsp下降沿到來時，所述第一采樣開關ssc、第二采樣開關ss繼續(xù)導通，所述第一下極板采樣開關sspc、第二下極板采樣開關ssp均處于斷開狀態(tài)，所述采保和數(shù)模轉換器(sh&dac)的第二采樣電容cs和所述子模數(shù)轉換器(subadc)的第一采樣電容csc保持此刻的輸入信號幅值，所述第二采樣電容cs和第一采樣電容csc的上極板保持的電荷量分別為：qs＝(-vin(0))·cs和qsc＝-vin(0)·csc，所述預比較電路(pre-comp)中預比較開關spc斷開，其對應的比較器copmp鎖存并輸出輸入信號vin(0)與參考電平vref4的比較結果。所述預比較電路(pre-comp)中的子模數(shù)轉換器參考電平選擇器(subadcreferenceselector)根據(jù)比較器compp鎖存結果對所述子模數(shù)轉換器(subadc)的參考電平選擇開關sc和sc’進行控制，如果輸入信號vin(0)比參考電平vref4高，則比較器compp輸出為高電平，所述子模數(shù)轉換器(subadc)參考電平選擇開關sc導通，所述子模數(shù)轉換器(subadc)參考電平選擇開關sc’斷開，所述subadc選擇如圖4所示參考電平vref1、vref2和vref3進行本級流水線后兩位粗量化；如果輸入信號vin(0)比參考電平vref4低，則比較器compp輸出為低電平，所述子模數(shù)轉換器(subadc)參考電平選擇開關sc斷開，所述子模數(shù)轉換器(subadc)參考電平選擇開關sc’導通，所述子模數(shù)轉換器(subadc)選擇如圖4所示參考電平vref5、vref6和vref7進行本級流水線后兩位粗量化。

第三階段：如圖5所示，時鐘信號φc和φa高電平時，所述余量放大器復位開關srs1、余量放大器復位開關srs2和余量信號放大開關sa導通，余量放大器amp進入復位相。所述子模數(shù)轉換器(subadc)的比較器comp鎖存并輸出輸入信號vin(0)在本級流水線后兩位粗量化結果，輸入信號vin(0)如果輸入信號vin(0)小于等于vref3或者vref7(即它們之間的差值與比較器的另一輸入端比較)，則所述子模數(shù)轉換器(subadc)的3個比較器comp輸出b2b1b0＝000；如果輸入信號vin(0)大于vref3或者vref7，并且小于等于vref2或者vref6(即它們之間的差值與比較器的另一輸入端比較)，則所述子模數(shù)轉換器(subadc)的3個比較器comp輸出b2b1b0＝001；如果輸入信號vin(0)大于vref2或者vref6，并且小于等于vref1或者vref5(即它們之間的差值與比較器的另一輸入端比較)，則所述子模數(shù)轉換器(subadc)的3個比較器comp輸出b2b1b0＝011；如果輸入信號vin(0)大于vref1或者vref5(即它們之間的差值與比較器的另一輸入端比較)，則所述子模數(shù)轉換器(subadc)的3個比較器comp輸出b2b1b0＝111。所述子模數(shù)轉換器(subadc)的編碼單元(codingblock)根據(jù)所述預比較電路(pre-comp)的比較結果b2和subadc粗量化結果b2b1b，編碼輸出本級流水線完整的3位粗量化結果b2b1b0，當b2＝0，b2b1b0＝000時，b2b1b0＝000；當b2＝0，b2b1b0＝001時，b2b1b0＝001；當b2＝0，b2b1b0＝011時，b2b1b0＝010；當b2＝0，b2b1b0＝111時，b2b1b0＝011；當b2＝1，b2b1b0＝000時，b2b1b0＝100；當b2＝1，b2b1b0＝001時，b2b1b0＝101；當b2＝1，b2b1b0＝011時，b2b1b0＝110；當b2＝1，b2b1b0＝111時，b2b1b0＝111。

第四階段：如圖5所示，時鐘信號φqs為高電平時，所述余量放大器輸入信號開關sqs導通，所述采保和數(shù)模轉換器(sh&dac)中第二參考電平發(fā)生器(dacreferencegenerator)根據(jù)本級流水線3位完整粗量化結果b2b1b0生成適當?shù)膁ac參考電平vdac，從而在采保和數(shù)模轉換器(sh&dac)第二采樣電容cs與所述余量放大器輸入信號保持電容cc連接的上極板產生余量放大器輸入信號va。根據(jù)電荷守恒原理，所述采保和數(shù)模轉換器(sh&dac)的第二采樣電容cs與所述余量放大器輸入信號保持電容cc連接的上極板總電荷量在所述余量放大器輸入信號開關sqs導通前后相同，即：qs＝(-vin(0))·cs＝(va-vdac)·cs+va·cc，從而得到余量放大器輸入信號電平為va＝(cs/(cs+cc))·(-vin(0)+vdac)。

第五階段，如圖5所示，時鐘信號φa、φs和φsp為高電平且其余時鐘信號為低電平時，余量放大器輸入信號開關sqs斷開，所述余量信號放大開關sa導通，所述第一級流水線stage1的所述余量信號放大電路進入余量信號放大階段，根據(jù)所述余余量放大器輸入信號保持電容cc上極板電荷守恒和負反饋運算放大器原理，輸出信號vr1＝(-cccs)/(cf·(cc+cs))·(-vin(0)+vdac)。通過設計合適的所述負反饋電容cf電容值和所述dac參考電平vdac就能得到需要的輸入信號放大倍數(shù)和余量信號輸出幅值范圍。例如，為滿足本優(yōu)選實施例3位粗量化精度要求，設計所述負反饋電容容值cf＝(cccs)/(8·(cc+cs))，所述dac參考電平vdac＝(i·vref)/16，其中，本申請中·表示乘號，vref表示模數(shù)轉換器輸出幅值，變量i根據(jù)本級流水線粗量化精度輸出結果b2b1b0從(±1,±3,±5,±7)內進行選擇。當所述本級流水線粗量化精度輸出結果b2b1b0＝000時，i＝7；b2b1b0＝001時，i＝5；b2b1b0＝010時，i＝3；b2b1b0＝011時，i＝1；b2b1b0＝100時，i＝(-1)；b2b1b0＝101時，i＝(-3)；b2b1b0＝110時，i＝(-5)；b2b1b0＝111時，i＝(-7)。并且此時所述第一級流水線的所述采保和數(shù)模轉換器(sh&dac)和子模數(shù)轉換器(subadc)再次進入上述第一階段的采樣過程，跟蹤采樣輸入信號vin(1)，所述預比較電路(pre-comp)再次進入上述第一階段的輸入信號預比較過程。所述第二級流水線stage2的采保和數(shù)模轉換器(sh&dac)和子模數(shù)轉換器(subadc)進入與上述中的第一階段的采樣過程，跟蹤所述第一級流水線stage1的余量放大輸出信號vr1，所述預比較電路(pre-comp)進入上述中的第一階段的輸入信號預比較過程。

第六階段，如圖5所示，時鐘信號φsp下降沿到來時，所述第一級流水線stage1進入上述中的第二階段，進行輸出信號vin(1)的粗量化過程。所述第二級流水線stage2采樣和預比較過程結束，進入上述中的第二階段，針對輸入信號vin(0)因第一級stage1粗量化后的余量信號vr1進行進一步量化。

后續(xù)過程以此類推，各級流水線結構單元的具體工作過程與第一節(jié)流水線stage1的第一階段到第五階段工作過程相同，最后一級所述3bitflashadc不產生余量輸出信號，只需要對所述第三級流水線stage3的余量放大輸出信號vr3進行粗量化即可。隨著所述輸入信號vin(0)流過所述所有流水線級數(shù)和最后的所述3bitflashadc，完成對輸入信號vin(0)的所有輸出編碼量化，最終通過輸出對準單元(outputaligning)對所述各級流水線粗量化結果進行對準輸出，得到完整的信號量化輸出結果。

在本發(fā)明實施例中，采用一種具有輸入信號預比較和電荷重分配的流水線模數(shù)轉換器技術實現(xiàn)的12位轉換精度流水線模數(shù)轉換器，并且每級流水線粗量化精度為3位的優(yōu)選實施例進行解釋說明，可根據(jù)需要進行多位轉換精度且具有輸入信號預比較和電荷重分配的流水線模數(shù)轉換器，將該多位轉換精度流水線模數(shù)轉換器的按上述實施例拆分成多級流水結構單元與輸出對準單元即可實現(xiàn)，在此不一一贅述。

綜上所述，本發(fā)明將所述流水線模數(shù)轉換器的各級流水線的最高位粗量化過程與采樣保持過程相結合，在子模數(shù)轉換器中比較器的個數(shù)相同的情況下，增加量化精度1位，在相同轉換精度下能夠減少流水線模數(shù)轉換器級數(shù)，降低整體功耗。

上述實施例僅例示性說明本發(fā)明的原理及其功效，而非用于限制本發(fā)明。任何熟悉此技術的人士皆可在不違背本發(fā)明的精神及范疇下，對上述實施例進行修飾或改變。因此，舉凡所屬技術領域中具有通常知識者在未脫離本發(fā)明所揭示的精神與技術思想下所完成的一切等效修飾或改變，仍應由本發(fā)明的權利要求所涵蓋。