本實用新型涉及涉及濾波器技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及用于射頻信道選擇的差分米勒帶通濾波器。

背景技術(shù)：

現(xiàn)代民用及軍用設(shè)施使用電子設(shè)備繁多，電磁環(huán)境復(fù)雜，相互干擾嚴(yán)重。一般地，車、船和飛機(jī)上的通信設(shè)備收發(fā)機(jī)都集成在一起。因此，射頻接收機(jī)需要從現(xiàn)實惡劣的環(huán)境中檢測出所需要的微弱信號。由于干擾信號的功率可能遠(yuǎn)大于所需要的信號功率，這就要求接收機(jī)具備很好的選擇性，而濾波器就擔(dān)當(dāng)了信道選擇的角色。

因此無線接收機(jī)中應(yīng)用到的帶通濾波器需要具有良好的選擇性，寬的動態(tài)范圍和自由可調(diào)的中心頻率。有源RC濾波器，其特性參數(shù)與RC時間常數(shù)有關(guān)，而集成電阻和集成電容的精度很差，準(zhǔn)確的時間常數(shù)很難獲得?？鐚?dǎo)電容濾波器具有電路簡單，可程控，易于集成的優(yōu)點，但是需要在功耗、品質(zhì)因數(shù)和中心頻率之間進(jìn)行折衷。

傳統(tǒng)N通道濾波單元是由N個通道及取樣脈沖產(chǎn)生電路構(gòu)成，且每個通道都有相同的傳輸函數(shù)H(jω)。由無源RC構(gòu)成H(jω)應(yīng)用于N通道濾波單元時，雖可得到一個很窄的帶寬，但是卻會占用很大的芯片面積且具有較小的動態(tài)范圍。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本實用新型的目的是提供差分米勒帶通濾波器，所要解決的技術(shù)問題是：增益較小，中心頻率自由可調(diào)范圍較窄，芯片體積大。

本實用新型解決上述技術(shù)問題的技術(shù)方案如下：差分米勒帶通濾波器，包括放大器、第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)、第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)和兩個時鐘發(fā)生器；

所述放大器，用于進(jìn)行差分輸入信號，同時通過電阻反饋進(jìn)行輸入匹配，增大輸入信號的電壓增益，進(jìn)行信號放大；還用于對濾波后的信號進(jìn)行差分輸出；

兩個所述時鐘發(fā)生器，分別與第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)連接，分別用于生成周期性的取樣脈沖序列傳輸至第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)；

所述第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)，與放大器的輸入端X₁和輸出端Y₁連接，構(gòu)成阻抗或陷波器；用于弱化信道以外的信號，根據(jù)取樣脈沖序列進(jìn)行中心頻率調(diào)整和導(dǎo)通運(yùn)行，對放大后的信號進(jìn)行濾波；

所述第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)，與放大器的輸入端X₂和輸出端Y₂連接，構(gòu)成阻抗或陷波器；用于弱化信道以外的信號，根據(jù)取樣脈沖序列進(jìn)行中心頻率調(diào)整和導(dǎo)通運(yùn)行，對放大后的信號進(jìn)行濾波。

本實用新型的有益效果是：放大器能增大信號增益，提升信號放大效率；放大器、兩個所述時鐘發(fā)生器、第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)協(xié)調(diào)運(yùn)作，能增大信號增益，增加濾波器的3dB帶寬，有效地減小芯片面積，降低本振支路功耗。

在上述技術(shù)方案的基礎(chǔ)上，本實用新型還可以做如下改進(jìn)。

進(jìn)一步，所述放大器為三級信號放大結(jié)構(gòu)，對差分輸入信號進(jìn)行三級信號放大，并與兩個電源連接，兩個電源為其供電。

采用上述進(jìn)一步方案的有益效果是：三級信號放大結(jié)構(gòu)，提升信號放大增益，兩個電源提升信號放大的穩(wěn)定性。

進(jìn)一步，所述放大器包括PMOS管M_p1、PMOS管M_p2、NOMS管M_n1、NOMS管M_n2、NOMS管M_n3、NOMS管M_n4、NOMS管M_n5、NOMS管M_n6、電阻R₁、電阻R₂、電阻R₃、電阻R₄、電阻R_F1、電阻R_F2和電流源IDC；

PMOS管M_p1的源極和PMOS管M_p2的源極均與電源正端VDD+連接，PMOS管M_p1的柵極與NOMS管M_n1的柵極相連，并與輸入端X₁連接；PMOS管M_p1的漏極和NOMS管M_n1的漏極均與NOMS管M_n3的柵極連接；PMOS管M_p2的柵極與NOMS管M_n2的柵極相連，并與輸入端X₂連接，PMOS管M_p2的漏極和NOMS管M_n2的漏極均與NOMS管M_n4的柵極連接；NOMS管M_n1的源極和NOMS管M_n2的源極均與電流源IDC的第一端子連接，電流源IDC的第二端子與電源負(fù)端VDD－連接；

NOMS管M_n3的源極和NOMS管M_n4的源極均與電源負(fù)端VDD－連接，NOMS管M_n3的漏極經(jīng)電阻R₁與電源正端VDD+連接；NOMS管M_n4的漏極經(jīng)電阻R₂與電源正端VDD+連接；NOMS管M_n5的源極和NOMS管M_n6的源極均與電源負(fù)端VDD－連接；

NOMS管M_n5的柵極與NOMS管M_n3的漏極連接，NOMS管M_n6的柵極與NOMS管M_n4的漏極連接；NOMS管M_n5的源極和NOMS管M_n6的源極均與電源負(fù)端VDD－連接；NOMS管M_n5的漏極經(jīng)電阻R3與電源正端VDD+連接，還與輸出端Y₁連接；NOMS管M_n6的漏極經(jīng)電阻R4與電源正端VDD+連接，還與輸出端Y₂連接；

輸入端X₁經(jīng)反饋電阻R_F1與輸出端Y₁連接；輸入端X₂經(jīng)反饋電阻R_F2與輸出端Y₂連接。

采用上述進(jìn)一步方案的有益效果是：三級信號放大結(jié)構(gòu)，提升信號放大增益。

進(jìn)一步，兩個所述時鐘發(fā)生器為時鐘頻率不同的N相不重疊時鐘發(fā)生器，第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)分別根據(jù)其對應(yīng)的時鐘發(fā)生器的取樣脈沖序列的頻率調(diào)整其中心頻率。

采用上述進(jìn)一步方案的有益效果是：通過兩個時鐘發(fā)生器的時鐘頻率不同，控制第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)的中心頻率，并進(jìn)行差分，可以得到所需的中心頻率，并增大本裝置的3dB帶寬；增大中心頻率自由可調(diào)范圍；同時兩個時鐘發(fā)生器的時鐘頻率具有很好的相位特性；產(chǎn)生非折疊N相位開關(guān)控制信號不需要額外的邏輯電路，因而也就不會引入額外的誤差。

進(jìn)一步，兩個時鐘發(fā)生器的輸入時鐘頻率分別為f₁、f₂，f₁＝f_o-Δf、f₂＝f_o+Δf，其中f_o為濾波頻率，Δf為偏移量；兩個時鐘發(fā)生器分別控制第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3的中心頻率也分別為f₁、f₂。

采用上述進(jìn)一步方案的有益效果是：第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3的中心頻率一個上升另一個下降；通過對第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3的中心頻率為f₁、f₂進(jìn)行差分，其中f₁＝f_o-Δf、f₂＝f_o+Δf，可以得到一個中心頻率為f_o，3dB帶寬增大的濾波器；兩個時鐘發(fā)生器4生成周期性的取樣脈沖序列只使用了時鐘的上升沿，時鐘發(fā)生器4具有很好的相位特性；另外，產(chǎn)生非折疊N相位開關(guān)控制信號不需要額外的邏輯電路，因而也就不會引入額外的誤差。

進(jìn)一步，兩個所述時鐘發(fā)生器結(jié)構(gòu)相同，均包括N個D觸發(fā)器，N≥1；每一個D觸發(fā)器的Q端均與其后一個D觸發(fā)器的D端相連，第一個D觸發(fā)器的D端與最后一個D觸發(fā)器的Q端相連；每一個D觸發(fā)器的Q端均輸出一個取樣脈沖序列。

采用上述進(jìn)一步方案的有益效果是：通過N個D觸發(fā)器能觸發(fā)產(chǎn)生N相不重疊的控制信號，控制第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行導(dǎo)通或關(guān)閉，提升控制精度和效率。

進(jìn)一步，所述第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)串接在輸入端X₁和輸出端Y₁之間；所述第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)串接在輸入端X₂和輸出端Y₂之間；所述第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)一致，均包括N個開關(guān)電容支路，N≥1；N個開關(guān)電容支路并聯(lián)。

采用上述進(jìn)一步方案的有益效果是：使用米勒效應(yīng)及電容倍增技術(shù)，有效減少芯片的面積，降低本振支路功耗。

進(jìn)一步，每一個開關(guān)電容支路均包括開關(guān)S1、電容C_F和開關(guān)S2，所述開關(guān)S1、電容C_F和開關(guān)S2依次串聯(lián)。

采用上述進(jìn)一步方案的有益效果是：結(jié)構(gòu)簡單、開關(guān)S1和開關(guān)S2能降低電容的寄生效應(yīng)。

進(jìn)一步，N的取值范圍為：2≤N≤16，且N為偶正整數(shù)。

本實用新型解決上述技術(shù)問題的另一技術(shù)方案如下：信號濾波方法，基于差分米勒帶通濾波器，包括以下步驟：

步驟S1.放大器進(jìn)行差分輸入信號，進(jìn)行三級放大，同時通過電阻反饋進(jìn)行輸入匹配，增大輸入信號的電壓增益，進(jìn)行信號放大；

步驟S2.兩個時鐘發(fā)生器分別用于生成周期性的取樣脈沖序列傳輸至第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)；

步驟S3.第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)弱化信道以外的信號，根據(jù)取樣脈沖序列進(jìn)行中心頻率調(diào)整和導(dǎo)通運(yùn)行，對放大后的信號進(jìn)行濾波；

步驟S4.放大器對濾波后的信號進(jìn)行差分輸出。

本實用新型的有益效果是：放大器能增大信號增益，提升信號放大效率；放大器、兩個所述時鐘發(fā)生器、第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)協(xié)調(diào)運(yùn)作，能增大信號增益，增加濾波器的3dB帶寬，有效地減小芯片面積，降低本振支路功耗。

附圖說明

圖1為本實用新型差分米勒帶通濾波器的模塊框圖；

圖2為放大器、第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)的電路原理圖；

圖3為放大器的電路原理圖；

圖4為時鐘發(fā)生器的電路原理圖；

圖5為時鐘發(fā)生器的輸出脈沖序列圖；

圖6為D觸發(fā)器的電路原理圖；

圖7為第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)或第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)的電路的電路原理圖；

圖8為本實用新型差分米勒帶通濾波器的簡化電路原理圖；

圖9為圖8的諾頓等效電路圖；

圖10為本實用新型差分米勒帶通濾波器的簡化模型圖；

圖11為本實用新型差分米勒帶通濾波器的頻率特性圖；

圖12為本實用新型差分米勒帶通濾波器的頻率可調(diào)范圍曲線。

附圖中，各標(biāo)號所代表的部件列表如下：

1、放大器，2、第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)，3、第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)，4、時鐘發(fā)生器。

具體實施方式

以下結(jié)合附圖對本實用新型的原理和特征進(jìn)行描述，所舉實例只用于解釋本實用新型，并非用于限定本實用新型的范圍。

如圖1和圖2所示，差分米勒帶通濾波器，包括放大器1、第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2、第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3和兩個時鐘發(fā)生器4；

所述放大器1，用于進(jìn)行差分輸入信號，同時通過電阻反饋進(jìn)行輸入匹配，增大輸入信號的電壓增益，進(jìn)行信號放大；還用于對濾波后的信號進(jìn)行差分輸出；

兩個所述時鐘發(fā)生器4，分別與第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3連接，分別用于生成周期性的取樣脈沖序列傳輸至第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3；

所述第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2，與放大器1的輸入端X₁和輸出端Y₁連接，構(gòu)成阻抗或陷波器；用于弱化信道以外的信號，根據(jù)取樣脈沖序列進(jìn)行中心頻率調(diào)整和導(dǎo)通運(yùn)行，對放大后的信號進(jìn)行濾波；

所述第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3，與放大器1的輸入端X₂和輸出端Y₂連接，構(gòu)成阻抗或陷波器；用于弱化信道以外的信號，根據(jù)取樣脈沖序列進(jìn)行中心頻率調(diào)整和導(dǎo)通運(yùn)行，對放大后的信號進(jìn)行濾波。

上述實施例中，放大器1、兩個所述時鐘發(fā)生器4、第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3協(xié)調(diào)運(yùn)作，能增大信號增益，增加濾波器的3dB帶寬，有效地減小芯片面積，降低本振支路功耗。

可選的，作為本實用新型的一個實施例：所述放大器1為三級信號放大結(jié)構(gòu)，對差分輸入信號進(jìn)行三級信號放大，并與兩個電源連接，兩個電源為其供電。

上述實施例中，三級信號放大結(jié)構(gòu)，提升信號放大增益，兩個電源提升信號放大的穩(wěn)定性。

可選的，作為本實用新型的一個實施例：如圖3所示，所述放大器1包括PMOS管M_p1、PMOS管M_p2、NOMS管M_n1、NOMS管M_n2、NOMS管M_n3、NOMS管M_n4、NOMS管M_n5、NOMS管M_n6、電阻R₁、電阻R₂、電阻R₃、電阻R₄、電阻R_F1、電阻R_F2和電流源IDC；

PMOS管M_p1的源極和PMOS管M_p2的源極均與電源正端VDD+連接，PMOS管M_p1的柵極與NOMS管M_n1的柵極相連，并與輸入端X₁連接；PMOS管M_p1的漏極和NOMS管M_n1的漏極均與NOMS管M_n3的柵極連接；PMOS管M_p2的柵極與NOMS管M_n2的柵極相連，并與輸入端X₂連接，PMOS管M_p2的漏極和NOMS管M_n2的漏極均與NOMS管M_n4的柵極連接；NOMS管M_n1的源極和NOMS管M_n2的源極均與電流源IDC的第一端子連接，電流源IDC的第二端子與電源負(fù)端VDD－連接；

NOMS管M_n3的源極和NOMS管M_n4的源極均與電源負(fù)端VDD－連接，NOMS管M_n3的漏極經(jīng)電阻R₁與電源正端VDD+連接；NOMS管M_n4的漏極經(jīng)電阻R₂與電源正端VDD+連接；NOMS管M_n5的源極和NOMS管M_n6的源極均與電源負(fù)端VDD－連接；

NOMS管M_n5的柵極與NOMS管M_n3的漏極連接，NOMS管M_n6的柵極與NOMS管M_n4的漏極連接；NOMS管M_n5的源極和NOMS管M_n6的源極均與電源負(fù)端VDD－連接；NOMS管M_n5的漏極經(jīng)電阻R3與電源正端VDD+連接，還與輸出端Y₁連接；NOMS管M_n6的漏極經(jīng)電阻R4與電源正端VDD+連接，還與輸出端Y₂連接；

輸入端X₁經(jīng)反饋電阻R_F1與輸出端Y₁連接；輸入端X₂經(jīng)反饋電阻R_F2與輸出端Y₂連接。

上述實施例中，三級信號放大結(jié)構(gòu)，提升信號放大增益。

可選的，作為本實用新型的一個實施例：兩個所述時鐘發(fā)生器4為時鐘頻率不同的N相不重疊時鐘發(fā)生器，第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3分別根據(jù)其對應(yīng)的時鐘發(fā)生器4的取樣脈沖序列的頻率調(diào)整其中心頻率。

上述實施例中，通過兩個時鐘發(fā)生器4的時鐘頻率不同，控制第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3的中心頻率，并進(jìn)行差分，可以得到所需的中心頻率，并增大本裝置的3dB帶寬；同時兩個時鐘發(fā)生器4的時鐘頻率具有很好的相位特性；產(chǎn)生非折疊N相位開關(guān)控制信號不需要額外的邏輯電路，因而也就不會引入額外的誤差。

可選的，作為本實用新型的一個實施例：兩個時鐘發(fā)生器4的輸入時鐘頻率分別為f₁、f₂，f₁＝f_o-Δf、f₂＝f_o+Δf，其中f_o為濾波頻率，Δf為偏移量；兩個時鐘發(fā)生器4分別控制第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3的中心頻率也分別為f₁、f₂。

上述實施例中，第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3的中心頻率一個上升另一個下降；通過對第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3的中心頻率為f₁、f₂進(jìn)行差分，其中f₁＝f_o-Δf、f₂＝f_o+Δf，可以得到一個中心頻率為f_o，3dB帶寬增大的濾波器；

兩個時鐘發(fā)生器4生成周期性的取樣脈沖序列只使用了時鐘的上升沿，所述時鐘發(fā)生器4具有很好的相位特性；另外，產(chǎn)生非折疊N相位開關(guān)控制信號不需要額外的邏輯電路，因而也就不會引入額外的誤差。

可選的，作為本實用新型的一個實施例：如圖4所示，兩個所述時鐘發(fā)生器4結(jié)構(gòu)相同，均包括N個D觸發(fā)器，N≥1；每一個D觸發(fā)器的Q端均與其后一個D觸發(fā)器的D端相連，第一個D觸發(fā)器的D端與最后一個D觸發(fā)器的Q端相連；每一個D觸發(fā)器的Q端均輸出一個取樣脈沖序列。

上述實施例中，時鐘發(fā)生器4由N個D觸發(fā)器以環(huán)狀的形式連接組成；輸出脈沖序列圖如圖5所示；在啟動時，第一個D觸發(fā)器的輸出端電壓被設(shè)置成電源電壓VDD，其它N-1個D觸發(fā)器的輸出端與地相連；然后，一個時鐘輸入信號激活N個D觸發(fā)器，從而在N個D觸發(fā)器的Q端產(chǎn)生占空比為1/N的N相不重疊的控制信號；每個D觸發(fā)器的結(jié)構(gòu)如圖6所示；外部時鐘控制CMOS傳輸門的導(dǎo)通和關(guān)閉。

兩個時鐘發(fā)生器4用來給第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3提供周期性的取樣脈沖序列，圖7所示為第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2或第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3的結(jié)構(gòu)框圖，由N個具有相同傳遞函數(shù)H(jω)的通道以及取樣控制電路構(gòu)成；N通道濾波的基本原理是：N個取樣脈沖序列分別作用于N個通道，使其周期性地對輸入信號輪流取樣積分，這樣其輸出電壓傳輸函數(shù)為：

其中，H(s)為單個通道的傳遞函數(shù)，N為通道個數(shù)，ω_o為時鐘發(fā)生器的輸入時鐘角頻率，也是N通道濾波網(wǎng)絡(luò)的中心頻率；這樣，通過控制時鐘信號的頻率可以方便的調(diào)節(jié)濾波器的中心頻率。

由于放大器1為對稱結(jié)構(gòu)，為了簡化計算，將放大器1一端接地，分析單側(cè)米勒濾波器電路；本實用新型差分米勒帶通濾波器簡化為如圖8所示的電路圖，其中第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2或第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3可以看做一個阻抗ZF或者一個陷波濾波器H(S)，從ZF端看去的諾頓等效電路如圖9所示，則其阻抗方程為：

電容單元C_F倍增為(1+A₀)C_F，節(jié)省了相當(dāng)大的面積，這就是電容倍增技術(shù)；開關(guān)的導(dǎo)通電阻降低了(1+A₀)倍，按比例縮小了功率消耗。

圖10所示為本實用新型差分米勒帶通濾波器的簡化模型圖，放大器(LNA)1采用三級放大結(jié)構(gòu)，為信號提供一定的電壓增益A₀；兩個基于低噪放大器的N通道反饋網(wǎng)絡(luò)，都使用N通道濾波技術(shù)，用H₁表示第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2的傳遞函數(shù)，用H₂表示第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3的傳遞函數(shù)；其中，每條支路的兩個開關(guān)都由相同相位的本振信號驅(qū)動，使用兩個開關(guān)的目的在于降低電容的寄生效應(yīng)；通過計算，可得濾波器的電壓增益：

可選的，作為本實用新型的一個實施例：所述第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2串接在輸入端X₁和輸出端Y₁之間；所述第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3串接在輸入端X₂和輸出端Y₂之間；所述第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3結(jié)構(gòu)一致，均包括N個開關(guān)電容支路，N≥1；N個開關(guān)電容支路并聯(lián)。

可選的，作為本實用新型的一個實施例：每一個開關(guān)電容支路均包括開關(guān)S1、電容C_F和開關(guān)S2，所述開關(guān)S1、電容C_F和開關(guān)S2依次串聯(lián)。

上述實施例中，使用米勒效應(yīng)及電容倍增技術(shù)，有效減少芯片的面積，降低本振支路功耗

可選的，作為本實用新型的一個實施例：N的取值范圍為：2≤N≤16，且N為偶正整數(shù)，且N的取值為8。

上述實施例中，第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3作為一個阻抗或者陷波器，用來弱化信道以外的信號，第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2的N個開關(guān)電容支路由一時鐘發(fā)生器4控制，每一個N個開關(guān)電容支路中的開關(guān)S1和開關(guān)S2由相同相位的時鐘信號控制；第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3的N個開關(guān)電容支路由另一鐘發(fā)生器4，每一個N個開關(guān)電容支路中的開關(guān)S1和開關(guān)S2由相同相位的時鐘信號控制；使用開關(guān)S1和開關(guān)S2能降低電容的寄生效應(yīng)；

第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3分別由時鐘頻率為f₁、f₂的兩個時鐘控制，且f₁＝f_o-Δf和f₂＝f_o+Δf，則對于第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3，其傳遞函數(shù)分別為T₁(S)、T₂(S)，則：

其中R＝R_SW+R_S為,R_S為電源內(nèi)阻，R_SW為一條開關(guān)電容支路上的總開關(guān)電阻，C為一條N個開關(guān)電容支路上的電容值，N為通道數(shù)，ω₁、ω₂分別為第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3的中心頻率，且ω₁＝ω_o-Δω，ω₂＝ω_o+Δω，第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3各通道傳遞函數(shù)的采樣頻率分別為Nω₁、Nω₂，其通帶寬度都為：

第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3的除了中心頻率不同，分別為f₁、f₂，相對于所需要的頻率f_o都偏移Δf，一個上升Δf另一個下降Δf，，其它方面都相同，對第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3做差分，可以得到的結(jié)果為一個中心頻率為f_o的濾波器，且差分后濾波器的3dB帶寬比單個N通道濾波器3dB帶寬要大；則兩個N通道反饋網(wǎng)絡(luò)差分后的傳遞函數(shù)為：

信號濾波方法，基于差分米勒帶通濾波器，包括以下步驟：

步驟S1.放大器1進(jìn)行差分輸入信號，進(jìn)行三級放大，同時通過電阻反饋進(jìn)行輸入匹配，增大輸入信號的電壓增益，進(jìn)行信號放大；

步驟S2.兩個時鐘發(fā)生器4分別用于生成周期性的取樣脈沖序列傳輸至第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3；

步驟S3.第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3弱化信道以外的信號，根據(jù)取樣脈沖序列進(jìn)行中心頻率調(diào)整和導(dǎo)通運(yùn)行，對放大后的信號進(jìn)行濾波；

步驟S4.放大器1對濾波后的信號進(jìn)行差分輸出。

上述實施例中，放大器1能增大信號增益，提升信號放大效率；放大器、兩個所述時鐘發(fā)生器4、第一N通道反饋網(wǎng)絡(luò)2和第二N通道反饋網(wǎng)絡(luò)3協(xié)調(diào)運(yùn)作，能增大信號增益，增加濾波器的3dB帶寬，有效地減小芯片面積，降低本振支路功耗。

圖11為fo＝1GHZ，Δf＝5MHZ時，本實用新型的8通道差分米勒帶通濾波器的頻率特性圖，單端米勒帶通濾波器的3dB帶寬為30MHZ，差分米勒帶通濾波器的帶寬為40MHZ；圖12所示為本實用新型的8通道差分米勒帶通濾波器的頻率可調(diào)范圍曲線，頻率可調(diào)范圍為0.2GHZ～2.3GHZ，增益為27.7dB～26.0dB?？梢姡ㄟ^使用低噪放大器，有效地增加濾波器增益；通過利用米勒效應(yīng)及電容倍增技術(shù)，有效地減小芯片面積，降低本振支路功耗；使用兩個中心頻率略有不同的N通道濾波網(wǎng)絡(luò)做差分的方法，有效的增加濾波器的3dB帶寬。本實用新型所設(shè)計的帶通濾波器，用于射頻接收機(jī)前端，可以實現(xiàn)在接收機(jī)的輸入端進(jìn)行信道選擇。

以上所述僅為本實用新型的較佳實施例，并不用以限制本實用新型，凡在本實用新型的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本實用新型的保護(hù)范圍之內(nèi)。