本公開的各方面總體涉及轉換器，并且更具體地，涉及電感轉換器和結合電感轉換器使用的振蕩器。

背景技術：

電感轉換器如降壓轉換器、升壓轉換器、降壓升壓轉換器、Cuk轉換器和單端初級電感轉換器(SEPIC)可具有許多優(yōu)點。然而，應當注意通過使電感器電流保持在預定限制內來保護電感器。具體地講，如果電感器電流超過其中電感器鐵芯達到磁飽和的點，那么電感器阻抗幾乎一直下降到布線的(小)電阻值。電感器電流因此在超過該點時急劇增大，通常導致在電感器中過量的待耗散熱能，從而使得電子部件迅速失效。

當輸入電壓預期相對較好地受控時，電感轉換器電路的設計相對簡單。然而，在輸入電壓預期大范圍變化(例如，2伏至40伏)的情況下，實現持續(xù)高轉換效率并同時為電感器提供充分保護將變得明顯更具挑戰(zhàn)性。通常，需要相當數量的具有相應地區(qū)要求和相當的功率要求的額外部件。

技術實現要素：

本實用新型要解決的一個技術問題是提供改進的結合電感轉換器使用的振蕩器以及電感轉換器。

根據本實用新型的一個方面，提供了結合電感轉換器使用的振蕩器，所述振蕩器包括：輸入功率端子，所述輸入功率端子接收輸入電壓；電容器，所述電容器交替地耦接到充電電流源和放電電流源，所述充電電流源操作以按照與所述輸入電壓成比例的速率對所述電容器充電；以及比較器，當所述電容器充電至第一閾值電壓時，所述比較器使輸出信號生效，并且當所述電容器放電至第二閾值電壓時，所述比較器使所述輸出信號失效。

在一個實施例中，放電電流源操作以按照固定速率對所述電容器放電。

在一個實施例中，輸出信號具有1/(S+1)的占空比和與(S+1)/S成比例的周期，其中S為所述輸入電壓。

在一個實施例中，振蕩器還包括交換電壓參考，所述交換電壓參考交替地向所述比較器提供所述第一閾值電壓和所述第二閾值電壓。

根據本實用新型的另一方面，提供了一種電感轉換器，所述電感轉換器包括：初級電感器；晶體管，所述晶體管交替地向所述初級電感器施加輸入電壓并從所述初級電感器向電容施加電流；以及控制單元，所述控制單元包括振蕩器，所述振蕩器向所述晶體管提供柵極信號，所述柵極信號具有與所述輸入電壓成反比的占空比。

在一個實施例中，占空比與所述輸入電壓成反比。

在一個實施例中，占空比等于1/(S+1)，其中S為所述輸入電壓。

在一個實施例中，所述振蕩器包括：電容器，所述電容器交替地耦接到充電電流源和放電電流源，所述充電電流源操作以按照與所述輸入電壓成比例的速率對所述電容器充電，并且所述放電電流源操作以按照固定速率對所述電容器放電；以及比較器，當所述電容器充電至第一閾值電壓時，所述比較器使輸出信號生效，并且當所述電容器放電至第二閾值電壓時，所述比較器使所述輸出信號失效。

在一個實施例中，所述充電電流源為用于向所述柵極信號提供能夠選擇的占空比的多個能夠選擇的充電電流源之一，所述多個能夠選擇的充電電流源包括：第二充電電流源，所述第二充電電流源按照固定速率對所述電容器充電，以向所述柵極信號提供50％的占空比。

在一個實施例中，所述振蕩器還包括交換電壓參考，所述交換電壓參考交替地向所述比較器提供所述第一閾值電壓和所述第二閾值電壓。

在一個實施例中，所述振蕩器還包括CMOS晶體管，所述CMOS晶體管響應于所述輸出信號而交替地將所述充電電流源和所述放電電流源耦接到所述電容器。

本實用新型的一個有益技術效果是提供改進的結合電感轉換器使用的振蕩器和電感轉換器。

附圖說明

在附圖中：

圖1為示例性電感轉換器示意圖。

圖2為具有固定占空比的振蕩器的示意圖。

圖3為示出占空比各部分的時鐘信號圖。

圖4為可在固定占空比與依賴于電源電壓的占空比之間切換的振蕩器的示意圖。

圖5為實施的和理想占空比依賴性的圖。

應當理解，附圖和對應的詳細描述并不限制本公開，而是相反，為理解落在所附權利要求范圍內的所有修改形式、等同形式和替代形式提供基礎。

具體實施方式

相關申請的交叉引用

本申請要求由Dieter Joos發(fā)明的、提交于2015年10月30日的名稱為“AREA-FRIENDLY METHOD FOR PROVIDING DUTY CYCLE INVERSE TO SUPPLY VOLTAGE”(用于提供與電源電壓成反比的占空比的地區(qū)友好方法)的美國臨時申請No.62/248793的優(yōu)先權，該申請以引用方式并入本文，并據此要求該申請的共同主題的優(yōu)先權。

圖1是示例性單端初級電感轉換器(SEPIC)的示意圖，該單端初級電感轉換器能夠以脈沖(“充電”)模式操作，以通過范圍為2V至40V的輸入電壓將輸出電容器101從約11V再充電至約15V，同時消耗不超過約1mW。一旦輸出電容器已充電至所需電壓范圍，轉換器即進入低功率(“放電”)模式，其中轉換器被動地監(jiān)測輸出電容器電壓，同時消耗最小功率。

轉換器在輸出端子IN1與IN0之間接收輸入電壓，其中IN0用作低壓軌且IN1用作高壓軌。使能信號EN控制兩個串聯開關102,103，當使能信號生效時，將這兩個串聯開關“打開”。開關102將高壓軌耦接到控制單元104，而開關103將高壓軌耦接到轉換器的主電路。開關102,103進一步防止回流，并在發(fā)生短路時提供限流功能。

當轉換器處于充電模式時，除了提供內部電壓調節(jié)和邏輯以支持接口要求外，控制單元104還通過向MOSFET 108施加脈寬調制柵極信號(經由緩沖器106)來驅動轉換器的主電路。(在放電模式中，柵極信號保持較低，直至輸出電容器電壓降至所需電壓范圍以下)。當柵極信號生效時，MOSFET 108閉合輸入端子IN1與IN0之間的導電路徑，使得輸入電壓能夠在初級電感器110中感應電流。只要柵極信號保持生效，電感器電流就繼續(xù)增加。(如果使能信號意外失效，而電感器攜帶顯著電流，那么旁路二極管112防止出現電弧放電)。當柵極信號失效時，MOSFET108打開導電路徑，迫使電感器電流對耦合電容器114充電。幾個轉換循環(huán)之后，耦合電容器114達到穩(wěn)態(tài)值，以使得當開關108關閉時，對次級電感器118充電的電壓等于對初級電感器110充電的電壓。

當導電路徑由于柵極信號的再生效而再次閉合時，穿過初級電感器的電流再次增加。同時，來自被充電電容器114的電壓感應出穿過次級電感器118的電流。當柵極信號隨后失效時，來自初級電感器和次級電感器118的電流經由充電二極管120對輸出電容器101充電。輸出電容器101經由放電二極管122向輸出端子OUT1和OUT0提供功率。電壓鉗124,126防止輸出端子之間的電壓超出規(guī)格?？刂茊卧?04監(jiān)測輸出電容器電壓，按需在充電模式與放電模式之間切換，以使輸出電容器電壓保持在期望范圍內。

因此，經由受控制單元104控制的能量轉換序列(從源電壓到初級電感器電流到耦合電容器電壓到次級電感器電流到輸出電容器電壓)有效地實現電壓轉換和調節(jié)。(出于建模目的，寄生接地電壓偏置132和接地阻抗134包含在內，但不會影響電路的操作)。只要柵極信號的失效時間短到足以防止初級電感器電流下降到零，對于給定輸入電壓來說，柵極信號的生效時間確定每次循環(huán)所傳遞能量的量，并且循環(huán)周期確定能量傳遞發(fā)生的頻率?？刂茊卧?04可監(jiān)測輸出電容器101上的電壓，并因此修改柵極信號。

輸入電壓也是確定初級電感器電流(以及因此每次循環(huán)所傳遞能量的量)的關鍵因素。因此，控制單元104監(jiān)測并適應輸入電壓變化，如以下更詳細論述。

為了維持高轉換效率，重要的是使控制單元104的功率消耗保持為最小。因此，單元優(yōu)選地使用具有僅一個比較器或運算放大器的振蕩器設計(諸如圖2所示)生成柵極信號。此外，單元優(yōu)選地包括僅一個振蕩器，從而需要振蕩器輸出充當時鐘信號，因為任何控制電路都需要一個時鐘信號。具體地講，控制單元104可包括時鐘驅動數字計數器，該時鐘驅動數字計數器周期性地“喚醒”控制單元，以測試輸出電容器電壓并確定是否轉變至充電模式。

在圖2中，振蕩器具有一個比較器202，該比較器具有耦接到其非反相輸入的交換電壓參考204和耦接到其反相輸入的電容器206。當電容器電壓低于參考電壓時，比較器輸出較高。相反地，當電容器電壓高于參考電壓時，比較器輸出較低。為了提供滯后，參考電壓在比較器輸出較高時的高閾值與比較器輸出較低時的低閾值之間交換。閾值之間的差優(yōu)選地保持相對較小，以使得電容器的充電和放電的能量損失最小化。合適的閾值差是標準帶隙電壓Vbg的值(即，約1.2V)，并且這是用于進行以下計算的值。還可使用較小的閾值差，例如，使用分壓器而從Vbg得出的電壓。

互補金屬氧化物半導體(CMOS)晶體管208,210將充電電流源212和放電電流源214交替地耦接到電容器206，以使電容器電壓交替地升高和降低。反相器216向晶體管208,210的柵極提供比較器輸出信號的反相版本。當比較器輸出信號較低時，CMOS晶體管208,210的柵極生效，關閉晶體管208并打開晶體管210，導致電容器以受放電電流源214支配的速率放電。一旦電容器電壓下降到低于最低參考電壓，比較器輸出信號變高，參考電壓切換到最高參考電壓并且晶體管狀態(tài)相反，導致電容器以受充電電流源支配的速率充電。

圖3示出了由振蕩器生成的一個示例性柵極信號。柵極信號在高狀態(tài)與低狀態(tài)之間周期性地切換。信號在時間Tp內為高并且在時間Tn內為低，時間Tp和Tn之和為信號周期Tt。占空比定義為Tp/Tt之比，并且按百分比計算可表示為100％×Tp/Tt。在充電電流和放電電流相等的情況下，比較器輸出為具有50％占空比的時鐘信號。

柵極信號的頻率為1/Tt。一個示例性實施例基于穿過參考電阻R的電流而采用電流鏡作為電流源，提供充電電流Ip和放電電流In(等于Vbg/R)。取C為電容器的值，對于2RC的信號周期和1/2RC的頻率來說，生效(柵極信號為高)時間和失效(柵極信號為低)時間都等于RC。利用固定電流，占空比被設置為50％并且未能說明電源電壓的任何變化。

為了說明電源電壓變化，電流源中的一者或兩者應變化。具體地講，為使能量傳遞速率與電源電壓無關，應使占空比與電源電壓成反比，同時使信號周期Tt保持固定。在將電源電壓表示為S的情況下，通過將充電電流Ip和放電電流In設置如下來滿足這些約束：

因此，可通過在固定電阻上單獨地或與用于緩沖以及任選地放大電流信號的晶體管網絡結合而施加電源電壓來實現對充電電流I_p的設置。然而，實施放電電流I_n的S/(S-1)公式可需要其中在電源電壓域帶有支持部件的額外的運算放大器以及由此產生的功率消耗。

為了避免這種情況，將放電電流In設置為恒定值，同時充電電流變化：

其中Rn選擇為Tt/C(其中Rp＝Rn/Vbg)以將標稱信號周期設置為約Tt。然而，由于失效時間Tn現在是固定的，而生效時間Tp變化，因此實際信號周期將根據下式變化：

占空比變?yōu)椋?/p>

而不是理想的1/S。如圖5所示，然而近似可能是合適的。曲線502表示理想的1/S，而曲線504表示近似1/(S+1)。因此，充電電流源212可實施等式(4)，以提供對電源電壓變化的近似補償。

盡管在充電模式期間驅動MOSFET 108的理想占空比為1/S，但這并不表示在放電模式期間使振蕩器的功率消耗最小化的最佳占空比。所示振蕩器實施方式適于在1/S占空比與消耗較少電流的50％占空比之間進行同步、無脈沖干擾占空比切換。圖4示出了有利地提供無脈沖干擾模式切換的一個示例性振蕩器實施方式。

在圖4中，充電電流源212已替換為多個可選擇的充電電流源302,304。充電電流源302可提供例如固定充電電流Ip(等于Vbg/Rn)，而電流源304可提供例如充電電流Ip＝S/Rp。模式信號可用于在充電電流源之間切換。當選擇固定充電電流源302(針對放電模式)時，無論輸入電壓如何，振蕩器輸出具有固定50％占空比的柵極信號，而當選擇可變電流源304(針對處于充電模式的MOSFET 108)時，振蕩器輸出具有由等式(6)提供的占空比的柵極信號。這種切換可有利地實現，而不會在輸出電容器的柵極信號或電壓中引入任何脈沖干擾。此外，所示振蕩器以低于7μA的電流消耗上限舒適地操作。

在一些實施方案中，當電源電壓超過某些初級電感器電流應開始受限的閾值時，執(zhí)行從固定占空比到可變占空比的模式切換。在其他實施方案中，當禁用轉換器以允許輸出電容器放電時，執(zhí)行模式切換。

因此，本文公開了使用脈寬調制通過以與電源電壓成反比的占空比操作電感器來保護電感器的各種系統和方法。所公開的系統和方法具有最小的地區(qū)和功率要求，使得轉換器能夠保持高轉換效率。一個示例性實施例提供了一種振蕩器，該振蕩器包括電容器和比較器。所述電容器交替地耦接到充電電流源和放電電流源，所述充電電流源操作以按照第一速率對所述電容器充電，并且所述放電電流源操作以按照第二速率對所述電容器放電。當電容器充電至第一閾值電壓時，比較器使輸出信號生效，并且當電容器放電至第二閾值電壓時，使輸出信號失效。

電感轉換器的一個示例性實施例包括：初級電感器、晶體管，以及控制單元；所述晶體管交替地向初級電感器施加輸入電壓并從初級電感器向電容施加電流。控制單元包括振蕩器，該振蕩器向晶體管提供柵極信號，該柵極信號具有與輸入電壓大致成反比的占空比。

電感DC/DC轉換方法的一個示例性實施例包括：提供柵極信號以交替地在初級電感器上施加輸入電壓，并從初級電感器向直接或間接提供輸出電壓的電容施加電流；以及將柵極信號的占空比設置成與輸入電壓大致成反比關系。

上述每個實施例可組合使用，并且可各自單獨地或以任意組合的方式具有下列一個或多個特征：(1)充電速率可與輸入電壓成比例。(2)放電速率可以是固定的。(3)振蕩器的輸出信號可被施加到晶體管的柵極，以交替地在電感器上施加輸入電壓，并從電感器向電容施加電流。(4)輸出信號的占空比與輸入電壓成反比，或至少大致成反比。(5)輸出信號的占空比可為1/(S+1)，其中S為輸入電壓。(6)輸出信號的周期相對恒定，其中輸入電壓與(S+1)/S相關。(7)振蕩器可包括用于按照不同速率對電容器充電的可選擇源。(8)充電電流的一個可選擇源按照固定速率對電容器充電。(9)振蕩器還包括交換電壓參考，該交換電壓參考交替地向比較器提供第一閾值電壓和第二閾值電壓。(10)振蕩器還包括CMOS晶體管，該CMOS晶體管響應于輸出信號而交替地將充電電流源和放電電流源耦接到電容器。(11)該方法還包括在低功率模式下將柵極信號的占空比選擇為50％。

上述設備和方法適于在很多不得不面對大范圍輸入電壓的應用(包括汽車應用、能量收集應用、太陽能和風能應用)中控制電感轉換器。低復雜度設計使控制單元的功率要求最小化，并適于很多變化和供選擇的實施例。例如，柵極信號的極性可反相并施加到pMOSFET而不是nMOSFET 108，在這種情況下，放電電流源而不是充電電流源可變化?？蓪嵤┧?/S占空比依賴性的其他近似。附加的可選擇電流源可包含在內，其中不同范圍的輸入電壓采用不同變化。在比較器的輸入反相的情況下，可省去反相器216以及交換電壓參考的響應。一旦完全理解了上述公開的內容，對于本領域技術人員來說這些和許多其他修改形式、等價形式和替代形式就將變得顯而易見。旨在使以下權利要求書被解釋為在適用情況下包含所有此類修改形式、等價形式和替代形式。