本實用新型涉及半導體集成電路技術領域，尤其涉及一種寬帶壓控振蕩器。

背景技術：

隨著無線通信技術和集成電路產(chǎn)業(yè)的發(fā)展，兼容多協(xié)議的收發(fā)器芯片成為當前無線通信領域的研究熱點。頻率合成器作為射頻前端的關鍵模塊，主要作用是給收發(fā)機中的變頻電路提供頻率可編程的本地載波信號。為了提高頻譜效率，現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)大都利用頻分復用技術，將用于傳輸信號的信道的總帶寬劃分成若干個子頻帶(或稱子信道)，每一個子信道傳輸一路信號。無線收發(fā)機在進行通信時根據(jù)信道占用情況、信道質量等進行實時信道切換；具體的，通過改變頻率合成器的輸出頻率來實現(xiàn)信道的切換。

目前主流的集成頻率合成器絕大部分都是鎖相環(huán)型頻率合成器，鎖相環(huán)系統(tǒng)的應用十分的廣泛，從全球定位系統(tǒng)到時鐘恢復電路，再到無線接收機電路等等；不同的應用領域，對其性能的要求是不一樣的，重要的一點是其性能的好壞直接影響到通信系統(tǒng)的質量。因此，高速、低相位噪聲、低電源抖動、低功耗以及低芯片面積等的鎖相環(huán)頻率合成器系統(tǒng)逐漸成為工程師們的研究重點。

隨著對鎖相環(huán)型頻率合成器的要求越來越趨向于寬帶、低相位噪聲、低雜散，作為鎖相環(huán)型頻率合成器中的關鍵模塊—壓控振蕩器(VCO，Voltage Controlled Oscillator)，是一種將電平變換為相應頻率的脈沖變換電路，其設計也需要符合輸出頻率范圍大、相位噪聲低的要求。目前應用廣泛的VCO結構主要有互補型LC-VCO(即由電感和電容串聯(lián)或并聯(lián)構成的調諧器產(chǎn)生振蕩頻率的VCO)、PMOS負阻對型VCO和NMOS負阻對型LC-VCO。其各自具有不同的優(yōu)缺點需根據(jù)具體需求進行折中選擇。

式(1)為LC調諧器的振蕩頻率公式：

$f=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{LC}}---\left(1\right)$

由上式(1)可知，當電感L一定時，可通過調整電容C來獲得不同的輸出頻率f，而電容C容值的調節(jié)是通過改變控制電壓Vtune的大小來實現(xiàn)，并且輸出頻率f與控制電壓Vtune存在如圖1所示的曲線關系，即單頻帶VCO的頻率調諧范圍曲線，圖1中，當通過單頻帶實現(xiàn)頻率調諧范圍fL～fH時，其增益ΔK可表示為：

$\mathrm{\Δ}K=\frac{\mathrm{\Δ}F0}{\mathrm{\Δ}u0}---\left(2\right)$

其中，Δf0為頻率范圍fL～fH的頻率上限與頻率下限之差(即fH-fL)，Δu0(即u2-u1)為VCO輸出頻率覆蓋頻率范圍fL～fH時的電容控制電壓的改變量。由于通常當VCO的增益過大時，鎖相環(huán)環(huán)路穩(wěn)定性會變差。因此，在通過VCO實現(xiàn)寬頻帶時，需將總帶寬劃分為多個子頻帶，并通過控制每個子頻帶的增益，來避免VCO的高增益，如圖2所示，當頻率范圍fL～fH屬于寬頻帶時，將其劃分為fL～fm1、fm1～fm2、fm2～fm3、fm3～fm4和fm4～fH五個子頻帶，每個子頻帶的增益曲線分別為L1、L2、L3、L4和L5，每個子頻帶的增益均較小。

進一步，為了通過VCO實現(xiàn)寬的頻率調諧范圍，現(xiàn)有技術中，VCO選用的可變電容多采用金屬電容，并通過控制位來控制調節(jié)可變電容的容值，來控制VCO的輸出頻率依次覆蓋各個子頻帶，并且為確保整個寬頻帶均覆蓋到，各個子頻帶中每相鄰的兩個子頻帶具有一定的重疊區(qū)域。雖然可以實現(xiàn)很寬的調諧范圍，但是隨控制電壓的改變金屬電容的容值變化率較大，使得部分子頻帶的增益較大，如圖2所示，曲線L5所示的增益明顯高于曲線L1～L4所示的增益，進而導致VCO的整體增益變大。進一步，圖2中每條曲線的增益均不相同，如曲線L1的增益Δf1/Δu1小于曲線L5的增益Δf2/Δu1，其中，Δu1即為(u4-u3)。然而，通過使每個子頻帶的增益近似相同，進而確保高的調諧線性度，以保證鎖相環(huán)環(huán)路的穩(wěn)定性，是目前FS設計的一個熱點研究問題。

可見，現(xiàn)有技術中通過多個子頻帶來實現(xiàn)寬頻帶時還存在VCO的增益大、各個子頻帶的增益變化很大、調諧線性度差、不利于鎖相環(huán)環(huán)路的穩(wěn)定性的問題。

技術實現(xiàn)要素：

本實用新型針對現(xiàn)有技術中存在的，當通過多個子頻帶來實現(xiàn)寬頻帶時VCO的增益大、各個子頻帶的增益變化很大、調諧線性度差、不利于鎖相環(huán)環(huán)路的穩(wěn)定性的問題，提供了一種寬帶壓控振蕩器，既能保證較大的頻率調諧范圍和低的相位噪聲，又可以減小壓控振蕩器的增益并通過合適的電容參數(shù)設置提高調諧線性度，從而保證鎖相環(huán)環(huán)路穩(wěn)定性。

本實用新型提供了一種寬帶壓控振蕩器，包括并聯(lián)連接的電感組件、電容組件和補償回路，所述電容組件包括MOS電容單元和反偏二極管單元；

所述MOS電容單元包括多條并聯(lián)且設置有MOS電容的開關電容支路，所述多條并聯(lián)的開關電容支路通過數(shù)字控制位進行開斷控制，以調整所述MOS電容單元的電容值，實現(xiàn)對所述壓控振蕩器的輸出頻率的粗調，并將所述壓控振蕩器需輸出的寬頻帶劃分為多個窄頻帶進行輸出；

所述反偏二極管單元在偏置電壓調整時，通過PN結充電或放電，對所述壓控振蕩器的調諧電壓進行控制，進而實現(xiàn)對所述壓控振蕩器的輸出頻率的細調。

可選的，任一開關電容支路包括兩個容值相等的MOS電容。

可選的，所述MOS電容采用反型金屬氧化物半導體變?nèi)莨堋?/p>

可選的，所述數(shù)字控制位的位數(shù)與所述多條并聯(lián)的開關電容支路的路數(shù)相等。

可選的，所述MOS電容具體為N型金屬氧化物半導體電容。

可選的，當在所述數(shù)字控制位的控制下，所述多條并聯(lián)的開關電容支路中處于導通狀態(tài)的開關電容支路輸出開電容值；所述多條并聯(lián)的開關電容支路中每相鄰的兩條開關電容支路的開電容值相差兩倍。

可選的，當在所述數(shù)字控制位的控制下，所述多條并聯(lián)的開關電容支路中處于關斷狀態(tài)的開關電容支路輸出斷電容值；所述多條并聯(lián)的開關電容支路中每相鄰的兩條開關電容支路的斷電容值相差兩倍。

可選的，所述反偏二極管單元包括：第一二極管、第一電容、第一電阻、第二二極管、第二電容和第二電阻；

所述第一電容的一端分別與所述電感組件和所述補償回路相連、另一端分別與所述第一二極管的陽極和所述第一電阻的一端連接，所述第一電阻的另一端接地，所述第一二極管的陰極與所述第二二極管的陰極相連；

所述第二電容的一端分別與所述電感組件和所述補償回路相連、另一端分別與所述第二二極管的陽極和所述第二電阻的一端連接，所述第二電阻的另一端接地。

本實用新型中提供的一個或多個技術方案，至少具有如下技術效果或優(yōu)點：

由于在本實用新型中，寬帶壓控振蕩器，包括并聯(lián)連接的電感組件、電容組件和補償回路，所述電容組件包括MOS電容單元和反偏二極管單元；所述MOS電容單元包括多條并聯(lián)且設置有MOS電容的開關電容支路，所述多條并聯(lián)的開關電容支路通過數(shù)字控制位進行開斷控制，以調整所述MOS電容單元的電容值，實現(xiàn)對所述壓控振蕩器的輸出頻率的粗調，并將所述壓控振蕩器需輸出的寬頻帶劃分為多個窄頻帶進行輸出；所述反偏二極管單元在偏置電壓調整時，通過PN結充電或放電，對所述壓控振蕩器的調諧電壓進行控制，進而實現(xiàn)對所述壓控振蕩器的輸出頻率的細調。有效地解決了現(xiàn)有技術中存在的，當通過多個子頻帶來實現(xiàn)寬頻帶時VCO的增益大、各個子頻帶的增益變化很大、調諧線性度差、不利于鎖相環(huán)環(huán)路的穩(wěn)定性的問題，既能保證較大的頻率調諧范圍和低的相位噪聲，又可以減小壓控振蕩器的增益并通過合適的電容參數(shù)設置提高調諧線性度，從而保證鎖相環(huán)環(huán)路穩(wěn)定性。

附圖說明

為了更清楚地說明本實用新型實施例或現(xiàn)有技術中的技術方案，下面將對實施例或現(xiàn)有技術描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本實用新型的實施例，對于本領域普通技術人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動的前提下，還可以根據(jù)提供的附圖獲得其它的附圖。

圖1為本實用新型背景技術提供的一種壓控振蕩器的頻率調諧曲線示意圖；

圖2為本實用新型背景技術提供的另一種壓控振蕩器的頻率調諧曲線示意圖；

圖3為本實用新型實施例提供的一種寬帶壓控振蕩器的結構示意圖；

圖4為本實用新型實施例提供的一種NMOS型寬帶壓控振蕩器的電路原理圖；

圖5為本實用新型實施例提供的一種互補型寬帶壓控振蕩器的電路原理圖。

具體實施方式

本實用新型實施例通過提供一種寬帶壓控振蕩器，解決了現(xiàn)有技術中當通過多個子頻帶來實現(xiàn)寬頻帶時VCO的增益大、各個子頻帶的增益變化很大、調諧線性度差、不利于鎖相環(huán)環(huán)路的穩(wěn)定性的問題，既能保證較大的頻率調諧范圍和低的相位噪聲，又可以減小壓控振蕩器的增益并通過合適的電容參數(shù)設置提高調諧線性度，從而保證鎖相環(huán)環(huán)路穩(wěn)定性。

本實用新型實施例的技術方案為解決上述技術問題，總體思路如下：

本實用新型實施例提供了一種寬帶壓控振蕩器，包括并聯(lián)連接的電感組件、電容組件和補償回路，所述電容組件包括MOS電容單元和反偏二極管單元；所述MOS電容單元包括多條并聯(lián)且設置有MOS電容的開關電容支路，所述多條并聯(lián)的開關電容支路通過數(shù)字控制位進行開斷控制，以調整所述MOS電容單元的電容值，實現(xiàn)對所述壓控振蕩器的輸出頻率的粗調，并將所述壓控振蕩器需輸出的寬頻帶劃分為多個窄頻帶進行輸出；所述反偏二極管單元在偏置電壓調整時，通過PN結充電或放電，對所述壓控振蕩器的調諧電壓進行控制，進而實現(xiàn)對所述壓控振蕩器的輸出頻率的細調。

可見，在本實用新型實施例中，針對電感電容壓控振蕩器(LC-VCO)中的關鍵部分—電容組件，提供了一種不采用金屬電容，只采用MOS電容與反偏二極管電容的電容組合方法，這樣既能保證較大的頻率調諧范圍和低的相位噪聲，又可以減小壓控振蕩器的增益并通過合適的電容參數(shù)設置提高調諧線性度，從而保證鎖相環(huán)環(huán)路穩(wěn)定性。

為了更好的理解上述技術方案，下面將結合說明書附圖以及具體的實施方式對上述技術方案進行詳細的說明，應當理解本實用新型實施例以及實施例中的具體特征是對本申請技術方案的詳細的說明，而不是對本申請技術方案的限定，在不沖突的情況下，本實用新型實施例以及實施例中的技術特征可以相互組合。

請參考圖3，本實用新型實施例提供了一種寬帶壓控振蕩器，包括并聯(lián)連接的電感組件1、電容組件2和補償回路3，電容組件2包括MOS電容單元21和反偏二極管單元22；

MOS電容單元21包括N條并聯(lián)且設置有MOS電容的開關電容支路(211～21N)，其中，N為自然數(shù)；多條并聯(lián)的開關電容支路(211～21N)通過數(shù)字控制位進行開斷控制，以調整MOS電容單元21的電容值，實現(xiàn)對所述壓控振蕩器的輸出頻率的粗調，并將所述壓控振蕩器需輸出的寬頻帶劃分為多個窄頻帶進行輸出；

反偏二極管單元22在偏置電壓調整時，通過PN結充電或放電，對所述壓控振蕩器的調諧電壓進行控制，進而實現(xiàn)對所述壓控振蕩器的輸出頻率的細調。

在本實施例中，壓控振蕩器基于負阻抗模型，具體為交叉耦合LC振蕩器。只考慮阻抗的實數(shù)部分，有源器件端的阻抗為：其中，α是設計參數(shù)，考慮到電源電壓和溫度的變化其值應足夠大(通常大于1)。R_P為諧振回路的并聯(lián)等效電阻。g_m一般取為的5～6倍之間，從而能夠保證壓控振蕩器的起振條件。

在具體實施過程中，如圖4所示，補償回路3可僅通過一對NMOS負阻管(M1、M2)來實現(xiàn)，如圖5所示，補償回路3也可通過一對PMOS負阻管(M3、M4)和一對NMOS負阻管(M5、M6)來實現(xiàn)。根據(jù)振蕩器的相位噪聲模型中非常著名的是Leeson模型可知：相位噪聲與振蕩器的輸出擺幅的平方呈反比。對于所述補償回路采用一對NMOS負阻管和一對PMOS負阻管的VCO(即互補型VCO)，當偏置電流增加時，信號擺幅受到限制，而補償回路3采用一對NMOS負阻管的VCO(即NMOS型VCO)具有更大的信號擺幅，所以，一般而言，互補型VCO相比NMOS型VCO具有更差的相位噪聲。同時NMOS型引入更低的負阻對寄生電容，可以緩解高頻限制。因此，可根據(jù)實際應用需要，補償回路3優(yōu)選為采用一對NMOS負阻管來實現(xiàn)。

在具體實施過程中，仍請參考圖4和圖5，任一開關電容支路包括兩個容值相等的MOS電容；第1條開關電容支路211包括兩個MOS電容C1，第2條開關電容支路212包括兩個MOS電容C2，...，第N條開關電容支路21N包括兩個MOS電容Cn。所述數(shù)字控制位的位數(shù)與所述多條并聯(lián)的開關電容支路的路數(shù)相等，具體的，數(shù)字控制位(code_1,code_2,...,code_n)用于一一對應控制N條開關電容支路(211～21N)的導通與關斷。進一步，當在所述數(shù)字控制位的控制下，所述多條并聯(lián)的開關電容支路中處于導通狀態(tài)的開關電容支路輸出開電容值，所述多條并聯(lián)的開關電容支路中每相鄰的兩條開關電容支路的開電容值相差兩倍；當在所述數(shù)字控制位的控制下，所述多條并聯(lián)的開關電容支路中處于關斷狀態(tài)的開關電容支路輸出斷電容值，所述多條并聯(lián)的開關電容支路中每相鄰的兩條開關電容支路的斷電容值相差兩倍。當MOS電容C1的開、斷電容值分別為a、b時，MOS電容Ci的開、斷電容值分別為(a*2^i-1)、(b*2^i-1)，其中，i在區(qū)間2～N內(nèi)取整。

例如，MOS電容單元21包括6條并聯(lián)且設置有MOS電容的開關電容支路(211～216)，第1條開關電容支路包括兩個第一MOS電容C1、第2條開關電容支路包括兩個第二MOS電容C2、...、第6條開關電容支路包括兩個第六MOS電容C6。設定第一MOS電容C1的容值為(10～20)pF，則第二MOS電容C2的容值為(20～40)pF、第三MOS電容C3的容值為(40～80)pF、...、第六MOS電容C6的容值為(320～640)pF。當?shù)?條開關電容支路處于關斷狀態(tài)時，第一MOS電容C1的容值為10pF的斷電容值，當?shù)?條開關電容支路處于導通狀態(tài)時，第一MOS電容C1的容值為20pF的開電容值；當?shù)?條開關電容支路處于關斷狀態(tài)時，第二MOS電容C2的容值為20pF的斷電容值(為第一MOS電容C1的斷電容值的兩倍)，當?shù)?條開關電容支路處于導通狀態(tài)時，第二MOS電容C2的容值為40pF的開電容值(為第一MOS電容C1的開電容值的兩倍)；...；當?shù)?條開關電容支路處于關斷狀態(tài)時，第六MOS電容C6的容值為320pF的斷電容值，當?shù)?條開關電容支路處于導通狀態(tài)時，第六MOS電容C6的容值為640pF的開電容值。

對應的，所述數(shù)字控制位有六位，用于一一對應控制6條并聯(lián)且設置有MOS電容的開關電容支路(211～216)的導通與關斷。所述數(shù)字控制位為六位二進制數(shù)，其中，當控制位為二進制“1”時，控制對應的開關電容支路導通，當控制位為二進制“0”時，控制對應的開關電容支路關斷。例如，所述數(shù)字控制位“011011”的第三位(從高到低)用于控制第3條開關電容支路的導通或關斷，所述數(shù)字控制位的第三位為“1”，控制第3條開關電容支路導通，以使第3條開關電容支路的電容值為160pF。在其它實施方式中，當所述數(shù)字控制位的第三位為“0”時，控制第3條開關電容支路關斷，以使第3條開關電容支路的電容值為80pF?？傊?，在具體實施過程中，數(shù)字控制位生成模塊可根據(jù)需要輸出不同的數(shù)字控制位，以控制MOS電容單元21輸出不同的電容值，將VCO的輸出頻率劃分為多個頻帶，以使每一個頻帶的調諧帶寬減小，并且以MOS電容作開關電容陣列，MOS電容單元21的電容變化率較小。

在具體實施過程中，所述MOS電容采用反型金屬氧化物半導體變?nèi)莨?I-MOS，Inversion-mode MOS varactor)?？赏ㄟ^PMOS電容管或NMOS電容管形成I-MOS。一方面，由于NMOS器件相對于PMOS器件具有更高傳導率，在提供相同跨導g_m時NMOS器件尺寸更小，所以NMOS結構相比PMOS結構具有更小的寄生電容，增加了VCO的調諧范圍，同時減小了器件的柵-源電容引起的柵極電流噪聲源，因此，若對調諧范圍和電流噪聲具有較嚴格的要求，可優(yōu)選NMOS電容管形成I-MOS，從而使MOS電容的寄生電阻更低，使得調諧范圍更大、功耗更低、高頻偏時具有更低的相位噪聲；進一步，利用體接地的NMOS器件作變?nèi)莨芸梢垣@得高的品質因子和更好的電容范圍從而具有更好的相位噪聲。另一方面，PMOS器件的閃爍噪聲明顯低于NMOS器件，所以PMOS結構LC-VCO的近端相位噪聲性能較好，因此，若對近端相位噪聲性能具有較高的要求，可優(yōu)選PMOS電容形成I-MOS。

在具體實施過程中，反偏二極管單元22包括至少一個二極管，二極管為一個由P型半導體和N型半導體形成的PN結，PN結的耗盡層寬度是偏置電壓的函數(shù)。在反偏壓條件下，當偏壓增加時，耗盡層將展寬，空間電荷的數(shù)量增加；當偏壓減小時，耗盡層將變窄，空間電荷的數(shù)量減小。空間電荷是固定不動的，空間電荷的增加實際上是隨著反偏壓的增加，空間電荷區(qū)邊界有一部分電子和空穴被抽出，從而露出更多的沒有電子和空穴中和的施主離子和受主離子?？臻g電荷區(qū)的減小則是隨著反偏壓的減小，有電子和空穴注入空間電荷區(qū)中和了部分施主離子和受主離子?？梢?，在偏壓作用下，PN結(即反偏二極管)具有充放電的電容作用。反偏二極管作為連續(xù)調諧變?nèi)莨?，其?yōu)點是線性好，隨控制電壓連續(xù)變化。

在具體實施過程中，仍請參考圖4或圖5，反偏二極管單元22包括：第一二極管D10、第一電容C10、第一電阻R10、第二二極管D20、第二電容C20和第二電阻R20；第一電容C10的一端分別與電感組件1和補償回路3相連、另一端分別與第一二極管D10的陽極和第一電阻R10的一端連接，第一電阻R10的另一端接地，第一二極管D10的陰極與第二二極管D20的陰極相連；第二電容C20的一端分別與電感組件1和補償回路3相連、另一端分別與第二二極管D20的陽極和第二電阻R20的一端連接，第二電阻R20的另一端接地。其中，第一電阻R10和第二電阻R20用于分壓、分流，第一電容C10和第二電容C20用于隔直流、濾波和穩(wěn)壓，防止二極管正偏。

總而言之，本實用新型主要針對現(xiàn)有應用廣泛的VCO中的電容組件，采用MOS電容作開關電容通過數(shù)字控制位進行輸出頻率粗調，采用反偏二極管作變?nèi)莨苓M行調諧電壓控制的輸出頻率微調，對傳統(tǒng)的采用金屬電容造成VCO增益大、調諧線性度差的缺點進行改進。實現(xiàn)了在電感允許的范圍內(nèi)可以達到所需要的頻率調諧范圍，且VCO增益可以很低，并且通過合理設置開關電容和變?nèi)莨艿膮?shù)可以提高VCO的調諧線性度，使VCO增益變化小。有利于鎖相環(huán)環(huán)路的穩(wěn)定性，可以在實現(xiàn)低的調諧增益、高的調諧線性度的同時保持功耗和相位噪聲性能。

盡管已描述了本實用新型的優(yōu)選實施例，但本領域內(nèi)的技術人員一旦得知了基本創(chuàng)造性概念，則可對這些實施例做出另外的變更和修改。所以，所附權利要求意欲解釋為包括優(yōu)選實施例以及落入本實用新型范圍的所有變更和修改。

顯然，本領域的技術人員可以對本實用新型進行各種改動和變型而不脫離本實用新型的精神和范圍。這樣，倘若本實用新型的這些修改和變型屬于本實用新型權利要求及其等同技術的范圍之內(nèi)，則本實用新型也意圖包含這些改動和變型在內(nèi)。