本發(fā)明涉及一種基于頻率卷曲和余弦調制的完全重構濾波器組的設計方法。
背景技術：
：：濾波器組在無線通信,視頻音頻處理，等信號處理方面有廣泛的應用。目前，固定帶寬的濾波器組意味著濾波器組各個通帶的帶寬是固定不變的。最近幾年，應用在軟件定義無線電和數(shù)字助聽器等的濾波器組需要具有不同的子帶劃分方法以適應不同的應用情況。因此，截止頻率可以改變而結構不需要改變的可重構濾波器組越來越具有吸引力。目前的主要方法包括用于多協(xié)議無線通信接收機的濾波器組設計方法，這種方法設計的濾波器組的結構有較低的復雜度，且在結構層和濾波器層都具有可重構性。所給出的濾波器組的結構可以針對不同的操作模式進行重新配置。同時，改進了FRM技術以提高濾波器的速度和降低結構復雜度。在助聽器系統(tǒng)中，現(xiàn)有的可重構濾波器組的設計方法可以提供27個不同子帶的濾波器可重構濾波器。運用了插值法，抽取法，和FRM技術使濾波器組的復雜度降低。濾波器組可以根據(jù)聽力患者的聽力圖選擇最佳的頻譜劃分方案，能夠獲得比固定濾波器組更好的匹配效果。但是有限的幾種頻譜劃分方案使該濾波器組的可重構性能依然有一定的限制。對于助聽系統(tǒng)來說，濾波器組的時延太長，不能滿足實際應用需要?？偟膩碚f，現(xiàn)有的可重構濾波器組的設計方法的主要問題在于兩個方面，一方面是由于使用分數(shù)插值而導致濾波器組的時延過長。另一方面是因為需要提取子帶，使用掩蔽濾波器增加了整體復雜度?，F(xiàn)有技術中也有基于余弦調制和頻率卷曲的可重構濾波器組，用二階全通系統(tǒng)代替每一個延時單元，通過改變頻率卷曲的參數(shù)實現(xiàn)濾波器組的可重構性，濾波器組以非線性相位為損失，大大降低了群時延。然而以上提到的這些方法只能部分實現(xiàn)可重構性，這意味著通帶產生層只能提供幾種頻譜劃分方案，同時也需要針對每一種頻譜劃分方案設計不同的掩蔽濾波器。因此通帶產生層應避免太多的頻譜劃分方案，因為這將會導致掩蔽濾波器層的復雜性大大增加，進而降低整個系統(tǒng)的靈活性。技術實現(xiàn)要素：本發(fā)明為了解決上述問題，提出了一種基于頻率卷曲和余弦調制的完全重構濾波器組的設計方法，本發(fā)明提出的結構包含兩個頻率卷曲模塊。一個被用來把均勻子帶映射到新的頻域產生通帶。第二個和第三個被用來把原型掩蔽濾波器映射成目標掩蔽濾波器。通帶產生模塊和掩蔽濾波器模塊都是可重構的，通帶產生模塊的可重構性可以得到不同的子帶分部，掩蔽濾波器的也可以適應通帶產生模塊的掩蔽濾波需要。因此，無論通帶產生模塊有多少種可能都只需要設計兩個原型掩蔽濾波器，這大大降低了系統(tǒng)的復雜度，同時提高了靈活性。解決了兩個頻率卷曲參數(shù)之間關系的問題，同時仔細說明了濾波器組設計過程。通過關系式，統(tǒng)一預先設計各種子帶頻譜分部情況下全通系統(tǒng)的參數(shù)值，然后任意一種方案都可以在不改變系統(tǒng)結構的情況下通過改變參數(shù)值的方法直接實現(xiàn)。為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用如下技術方案：一種基于頻率卷曲和余弦調制的完全重構濾波器組的設計方法，結合余弦調制，通過把原型濾波器的延時單元用一階全通系統(tǒng)代替來實現(xiàn)頻率卷曲，從而將均勻子帶映射到新的頻域產生非均勻子帶，通過把原型掩蔽濾波器的延時單元用一階全通系統(tǒng)代替，從而實現(xiàn)原型掩蔽濾波器映射成目標掩蔽濾波器。兩個部分都是用一階全通系統(tǒng)代替。rejα是通帶產生模塊中一階全通系統(tǒng)的零極點，利用參數(shù)r，α控制頻率卷曲。利用掩蔽濾波器中的一階全通系統(tǒng)的零極點參數(shù)b1，b2控制掩蔽濾波器。將原型掩蔽濾波器的每一個延時單元用一階全通系統(tǒng)替代。所述通帶產生原型濾波器和原型掩蔽濾波器的長度都是任意的。一種基于頻率卷曲和余弦調制的完全重構設計的濾波器，包括通帶產生模塊和掩蔽濾波模塊，其中，所述通帶產生模塊包括第一頻率卷曲部分和余弦調制部分，所述掩蔽濾波模塊包括第二頻率卷曲模塊和第三頻率卷曲模塊，所述通帶產生模塊接收輸入信號，對其進行處理后傳送給余弦調制模塊，根據(jù)α的不同參數(shù)，利用選擇開關將所述余弦調制模塊的不同輸出值，分別進行直接輸出或傳輸給掩蔽濾波模塊。當α不為零的情況，部分余弦調制的輸出通帶包含兩個子帶，需要通過掩蔽濾波器進行濾波分離，對于需要掩蔽濾波器的通帶，通過選擇開關使每個通帶依次經過掩蔽濾波器，處于低頻區(qū)域的通帶和屬于高頻區(qū)域的通帶需要經過的掩蔽濾波器不同。當α等于0時，不需要通過掩蔽濾波器，余弦調制后的輸出值y0(n)到y(tǒng)M(n)直接輸出。當-π＜α＜0時，y1(n)到需要通過低頻域的掩蔽濾波器，到y(tǒng)M-1(n)需要通過高頻域的掩蔽濾波器。所述掩蔽濾波器具有兩個輸出，一個是其掩蔽濾波器的輸出，另一個是互補濾波器的輸出。所述通帶產生模塊和掩蔽濾波模塊將均勻濾波器組轉化為非均勻濾波器組。本發(fā)明的有益效果為：(1)本發(fā)明在普通的余弦調制濾波器組的基礎上，將延時單元用一階全通系統(tǒng)代替，通過調制一階全通系統(tǒng)的參數(shù)，可以使濾波器組的通帶產生模塊具有很好的可重構性；(2)本發(fā)明的掩蔽濾波模塊只需要設計兩個原型濾波器，可以根據(jù)通帶產生模塊的參數(shù)選擇掩蔽濾波模塊中的兩個一階全通系統(tǒng)的參數(shù)，因為掩蔽濾波模塊的可重構性，大大降低了系統(tǒng)的復雜度，同時提高了系統(tǒng)的靈活性。解決了通帶產生模塊的頻率卷曲和掩蔽濾波模塊的頻率卷曲參數(shù)之間關系的問題；(3)通過本發(fā)明，統(tǒng)一預先設計各種情況下全通系統(tǒng)的參數(shù)值，然后任意一種方案都可以在不改變系統(tǒng)結構的情況下通過改變參數(shù)值得的方法直接實現(xiàn)。附圖說明圖1為本發(fā)明的余弦調制頻譜分部示意圖；圖2為本發(fā)明的當為a取不同實數(shù)值時原始頻域和映射頻域的映射關系，映射曲線由上到下依次為a＝0.5,0.25,0.125，0，-0.125，-0.25，-0.5；圖3為本發(fā)明的當a取不同的正實數(shù)時的子帶頻譜分部，這里M＝7；圖4為本發(fā)明的當a取正實數(shù)時的子帶頻譜分部，這里M＝7；圖5為本發(fā)明的原始頻域與映射頻域的頻譜映射關系，這里r＝0.5，α＝-0.6π；圖6為本發(fā)明的均勻子帶和非均勻子帶的頻譜分部，這里M＝7,r＝0.5,α＝-0.6π；圖7為本發(fā)明的α分別為0，-3/7π，-4/7π，-5/7π時，子帶的頻譜分部，這里M＝7,r＝0.5；圖8為本發(fā)明的通過頻率卷曲的余弦調制前四個輸出的頻譜分部，這里M＝9，r＝0.7，α＝0.5π；圖9為本發(fā)明的通過頻率卷曲的余弦調制后五個輸出的頻譜分部，這里M＝9，r＝0.7，α＝0.5π；圖10為本發(fā)明的當b取不同的值時，F(xiàn)(G(z,b)-1)會有不同的截止頻率，映射曲線由上到下依次為b＝0.125,0.25,0.5；圖11為本發(fā)明的所提出的濾波器組的簡化結構；圖12為本發(fā)明的所提出的濾波器組的整體結構；圖13為本發(fā)明的D(z)結構圖；圖14為本發(fā)明的當N＝M·s,M為奇數(shù)時，余弦調制的實現(xiàn)結構；圖15為本發(fā)明的掩蔽濾波器的結構；圖16為本發(fā)明的r＝0.5，d＝3時的子帶；圖17為本發(fā)明的r＝0.5，d＝3時的子帶；圖18為本發(fā)明的r＝0.3，d＝4時的子帶；圖19為本發(fā)明的r＝0.3，d＝4時的子帶。具體實施方式：下面結合附圖與實施例對本發(fā)明作進一步說明。首先設計一個原型濾波器，h(n)是原型濾波器的系數(shù)表達式，h(n)的長度為N，將其進行余弦調制之后，得到M+1個子帶，M是余弦調制的參數(shù)。hi(n)是第i個余弦調制子帶的系數(shù)表達式，i取0到M，等式如下當i＝1，L，M-1時ci＝1,當i＝0,M時ci＝2Hi(z)是第i余弦調制子帶的z變換，每個子帶的頻譜分部如圖1所示，從圖1可以看出，每兩個相鄰子帶的中心頻率的間距為π/M。一種非常有名的數(shù)字濾波器頻率卷曲方法是用一全通系統(tǒng)代替延時單元。全通濾波器G(Z)的表達式如下。a為一階全通系統(tǒng)的參數(shù)，a*為a的共軛，r為a的模，α為a的相位。把G(Z)表示為相位表示為Ω表示映射頻域。用一階全通系統(tǒng)代替延時單元可以表示成如下等式z-1＝G(Z)(6)z表示原始z域，Z表示映射z域。得到如下表達式或者Ω＝λ(ω)(9)這里ω表示原始頻域，Ω表示映射頻域。第i個通帶z變換的Yi(Z)由等式(10)表示出來這里Yi(Z)是經過頻率卷曲的余弦調制的輸出。參數(shù)a決定了一階全通系統(tǒng)的零極點，同時影響頻域的分部。當a為實數(shù)時，原始頻域和映射頻域的映射關系可根據(jù)公式7得到，如圖2所示。可以看到，當a＝0時，映射是線性的，當a＞0時，在低頻域，原始頻域被壓縮，在高頻域，原始頻域被擴展。a＜0時的情況則相反。為了更清晰的表示a的取值對頻譜分部的影響，a＞0和a＜0時的頻譜分別在圖3和圖4中顯示出來。當a的絕對值越大時，子帶間的帶寬差異就越大?？梢酝ㄟ^控制a的值控制頻譜分部，從而得到目標濾波器組。當a為復數(shù)時，a＝rejα，和a為實數(shù)相比，頻譜映射有了很大的改變。當α不為0時的頻譜分部是通過對α等于0時的頻譜進行移動而得到的。當α的值在[0,π]上時，頻譜被向左移，當α的值在[-π,0]上時，頻譜被向右移。當α＝-0.6π時的映射關系在圖5中顯示出來?？梢钥吹降挠成溆虻恼l域，一部分來至來原始頻域的正頻域，一部分來自原始頻域的負頻域。子帶的帶寬不是單調遞增或遞減的而是先遞減后遞增的，這種特征可以從圖6中看出。這里M＝7，r＝0.5，α＝0.6。能夠找到頻率卷曲中壓縮程度最大的點是非常有意義的。這個點應該有最大的導數(shù)，同時是一個拐點，對公式8進行二次求導，可以得到等式當Ω＝-α時等式11等于零。所以Ω＝-α是壓縮最嚴重的點。圖7中的例子顯示了α取不同值時的頻譜分部。α分別取-3/7π，-4/7π，-5/7π。壓縮最嚴重的點由符號“*”標記。該點從頻點0處移動到“*”處，移動的距離為-α。所以可以通過改變α的值來決定“*”的位置，這是一個非常好的性質。由于a＝rejα，參數(shù)r也會影響子帶的分部，這一特點可以在圖3和圖4中體現(xiàn)出來。-π＜α＜0時r對頻譜分部的影響和α等于0時相同。因為頻率響應是以2π為周期的，在這種情況下，把原始頻域[-π,π]映射到映射域[0,π]，在大部分情況下，每次把原始頻域的兩個對稱通帶映射到映射域。ω＝0和ω＝π上的通帶除外，如圖8和圖9所示?？梢钥吹皆诘皖l區(qū)，兩個子帶分別分布在頻點Ωl＝λ(0)的兩側，在高頻區(qū)，兩個子帶分別分布在頻點Ωr＝λ(π)的兩側。因此，只需要兩個掩蔽濾波器和它們的互補濾波器就可以提取所有的子帶。分部在左邊的子帶可以用截止頻率為Ωl的掩蔽濾波器Fl(z)以及它的互補濾波器提取。同樣的分部在右邊的子帶可以用截止頻率為Ωr的掩蔽濾波器Fr(z)以及它的互補濾波器提取。兩個互補濾波器可直接由兩個原型掩蔽濾波器得到。r的值不應該太接近1，如果r接近1，非均勻子帶會被過度壓縮或擴展，而沒有實際使用意義，同時子帶提取也變得很困難。因此讓r≤0.7π。映射關系會隨著r和α的改變而改變，濾波器組的子帶分部也隨之而改變?？紤]到Ωl和Ωr的值也會隨著r和α的改變而改變，掩蔽濾波器也應該同時改變。對于不同的(r,α)需要設計不同的掩蔽濾波器，每一個掩蔽濾波器的(r,α)是固定不變的。為了提升濾波器組的靈活性，使用頻率卷曲的方法來實現(xiàn)可重構的掩蔽濾波器。實現(xiàn)方法同樣是把掩蔽濾波器的原型濾波器的每一個延時單元用一階全通系統(tǒng)代替。假設ω0為原型濾波器F(z)的截止頻率，當使用全通系統(tǒng)代替延時單元后，得到F(G(z,b)-1),b是一階全通系統(tǒng)的參數(shù)。通過改變b的值，可分別得到不同的截止頻率Ω1，Ω2，Ω3，如圖10所示。把左右兩個可重構掩蔽濾波器定義為Fl(G(z,b1)-1)和Fr(G(z,b2)-1)。b1和b2的值由Ωl和Ωr的值決定，而Ωl和Ωr的值由r和α的值決定。公式3可以表示成公式12的形式，可以看出濾波器分解為實部和虛部兩部分。r·cosα，r·sinα，1+r2，r2，2cosα均為濾波器的參數(shù)。所提出的濾波器組的結構簡圖如圖11，當參數(shù)(r,α)給定時，可直接從“Look-uptable”中讀取需要的參數(shù)值，參數(shù)r，α，控制頻率卷曲模塊，進而確定的參數(shù)為r·cosα，r·sinα，1+r2，r2，2cosα。參數(shù)b1，b2控制掩蔽濾波器模塊。詳細的結構圖如圖12所示，前兩個模塊將均勻濾波器組轉化為非均勻濾波器組，D(z)的具體結構在圖13中顯示出來?？梢钥吹剑KD(z)和模塊DCT串聯(lián)在一起組成了傳統(tǒng)的余弦調制模塊。因為所有的延時單元存在于模塊D(z)中，所以D(G(z,r,α)-1)實現(xiàn)了頻率卷曲。當α等于0時，通帶輸出不需要通過掩蔽濾波器。開關S1直接連接到上面一條通路，因此y0(n)到y(tǒng)M(n)直接輸出。當-π＜α＜0時，開關S1直接連接到下面一條通路，然后通過掩蔽濾波器得到最后的輸出。S1的輸出先存在一個寄存器中。第一個y0(n)和最后一個可以被直接輸出。y1(n)到需要通過低頻域的掩蔽濾波器Fl(G(z,b1)-1)和它的互補濾波器，到y(tǒng)M-1(n)需要通過高頻域的掩蔽濾波器Fr(G(z,b2)-1)和它的互補濾波器，開關S2和開關S3可以用來輪流選擇yi(n)。可以看到，一個掩蔽濾波器有兩個輸出，帶有符號‘o’的輸出是F(G(z,b)-1)的輸出，帶有符號‘c’的輸出是F(G(z,b)-1)的互補濾波器的輸出。頻率卷曲模塊在整個結構中有三個頻率卷曲模塊，D(G(z,rejα)-1)，F(xiàn)l(G(z,b1)-1)和Fr(G(z,b2)-1)。余弦調制模塊因為余弦函數(shù)的周期性和對稱性，輸出yi(n)可以表示成如下形式。當M是奇數(shù)時當M是偶數(shù)時x(n)為輸入，xi,n(k)可以由rn(k)表示ln(k)＝x(n-k)·h(k)(15)上述yi(n)與ln(k)均為復信號。當原型濾波器的長度是M的整數(shù)倍時，xi,n(k)的表達式如等式16所示。M為奇數(shù)和偶數(shù)時的表達式有所不同。從等式17和等式18可以看出，原型濾波器的長度是任意的，可以不是M的整數(shù)倍。同時發(fā)現(xiàn)通過簡化余弦調制的復雜度被大大降低。當N＝M·s，M為奇數(shù)時余弦調制的實現(xiàn)結構如圖14所示，圖中所示乘法為復數(shù)乘法。當M和s為其他值時余弦調制的結構類似。掩蔽濾波器模塊掩蔽濾波器的實現(xiàn)結構如圖15所示，因為輸入信號為復數(shù)信號，所以結構中的乘法為復數(shù)乘法，互補濾波器Fc(G(z,b)-1)可以直接由F(G(z,b)-1)得到。給出具體的設計實例以及具體的實現(xiàn)結果。假設M取7，原型濾波器的截止頻率就是1/M，制作了遍歷列表，如表1所示，兩個掩蔽濾波器的原型濾波器Fl(z)和Fr(z)的截止頻率分別為0.45和0.55。把參數(shù)r的值設為兩個不同的值，分別為0.3和0.5，參數(shù)α＝-0.1·d·π，這里d從-10到10中的整數(shù)中選擇。該實驗總共實現(xiàn)了21種情況，每種情況所需要的參數(shù)值都存儲在一個“Look-uptable”，一旦r和α的值被確定以后，表中的其他參數(shù)值也會被立刻得到。表.1LOOKUPTABLE這里“pi”代表“π”。這里本發(fā)明只是給出了一部分可能的參數(shù)值。在不改變?yōu)V波器組結構的情況下，同樣能實現(xiàn)其他參數(shù)值，比如可以使r為0.2或0.4。α的值可以取-π到0的任意值。當r＝0.5，α＝-0.3π的子帶如圖16和圖17所示。當r＝0.25,α＝-0.4π的子帶如圖18和圖19所示。這個例子表明所提出的濾波器結構具有很好的可重構性。上述雖然結合附圖對本發(fā)明的具體實施方式進行了描述，但并非對本發(fā)明保護范圍的限制，所屬領域技術人員應該明白，在本發(fā)明的技術方案的基礎上，本領域技術人員不需要付出創(chuàng)造性勞動即可做出的各種修改或變形仍在本發(fā)明的保護范圍以內。當前第1頁1 2 3 當前第1頁1 2 3