技術(shù)領(lǐng)域

本公開總體涉及射頻(RF)發(fā)生器，更具體地涉及RF發(fā)生器的頻率控制。

背景技術(shù)：

這里提供背景技術(shù)描述的目的在于總體呈現(xiàn)本公開的背景。當(dāng)前署名的發(fā)明人的工作，就本背景技術(shù)部分描述的工作而言，以及可能不是申請(qǐng)之時(shí)的現(xiàn)有技術(shù)的描述的方面，既非明示也非暗示承認(rèn)為本公開的現(xiàn)有技術(shù)。

在半導(dǎo)體制造中常常使用等離子體刻蝕。在等離子體刻蝕中，用電場(chǎng)加速離子來刻蝕襯底上的暴露的表面?；谏漕l(RF)功率系統(tǒng)的RF發(fā)生器生成的RF功率信號(hào)來生成電場(chǎng)。為有效地執(zhí)行等離子體刻蝕，必須精確地控制RF發(fā)生器生成的RF功率信號(hào)。

RF功率系統(tǒng)可包括RF發(fā)生器、匹配網(wǎng)絡(luò)和負(fù)載(例如等離子體室)。RF發(fā)生器生成在匹配網(wǎng)絡(luò)處接收的RF功率信號(hào)。匹配網(wǎng)絡(luò)將匹配網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗與RF發(fā)生器和匹配網(wǎng)絡(luò)之間的傳輸線路的特征阻抗相匹配。這種阻抗匹配有助于使前進(jìn)到匹配網(wǎng)絡(luò)的功率(前向功率)的量最大化，并使從匹配網(wǎng)絡(luò)反射回RF發(fā)生器的功率(反向功率)的量最小化。當(dāng)匹配網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗匹配傳輸線路的特征阻抗時(shí)，可使前向功率最大化以及使反向功率最小化。

通常使用試探式、反饋或前饋方案來控制RF發(fā)生器以使傳送到匹配網(wǎng)絡(luò)的功率最大化。試探式方案包括一組規(guī)則，這些規(guī)則用于將基于梯度的搜索方法用于提供滿足預(yù)定規(guī)范的感測(cè)到的響應(yīng)。試探式方案可以包括執(zhí)行搜索以調(diào)諧功率放大器電路的頻率以最小化反向功率，增大搜索空間的步長(zhǎng)，改變搜索的方向以及啟動(dòng)或終止搜索。試探式方案不能由傳遞函數(shù)表示。

反饋方案通常包括反饋回路，其用于最小化功率設(shè)定點(diǎn)與從RF發(fā)生器和匹配網(wǎng)絡(luò)傳遞的功率的量之間的誤差。反饋回路可以包括傳感器和控制模塊?？刂颇K調(diào)節(jié)輸出靈活頻率的RF功率源(或功率放大器)的輸出功率。傳感器可以探測(cè)功率放大器外的電壓、電流、前向功率和/或反向功率并生成傳感器信號(hào)。確定傳遞的功率的量或者前向功率與反向功率之間的差?；谠摬钌烧`差信號(hào)?？刂颇K可以基于誤差信號(hào)生成功率控制信號(hào)。功率放大器基于來自控制模塊的功率控制信號(hào)生成RF功率信號(hào)。盡管這種方案最小化功率中的誤差以最大化從RF發(fā)生器傳遞到匹配網(wǎng)絡(luò)的功率，但這種方案僅限于調(diào)節(jié)功率而不能最小化非零反射功率。

另一種反饋方案包括探測(cè)基于功率放大器的電壓和電流輸出生成的傳感器信號(hào)之間的相位差。響應(yīng)于探測(cè)到的相位差，通過壓控振蕩器調(diào)節(jié)功率放大器的頻率，以最小化相位差和/或反向功率?；谙辔徊畹念l率調(diào)節(jié)方案會(huì)導(dǎo)致定量誤差，其與RF功率系統(tǒng)中的系統(tǒng)變化相關(guān)。系統(tǒng)變化可以包括相位差(或相位偏移)、失配負(fù)載、RF信號(hào)傳送中與匹配網(wǎng)絡(luò)的調(diào)諧和負(fù)載參數(shù)相關(guān)的未對(duì)準(zhǔn)等等。系統(tǒng)變化可防止相位差降至零和/或防止史密斯圓圖上的曲線的反射系數(shù)到達(dá)(0,0)點(diǎn)。系統(tǒng)變化還可防止需要的功率傳送到負(fù)載。因此，需要校準(zhǔn)方案來防止相位偏移和/或需要試探式方案來最小化這些系統(tǒng)變化。而且，當(dāng)基于相位來調(diào)節(jié)功率放大器的頻率時(shí)，需要指向性信號(hào)來確定向哪個(gè)方向調(diào)節(jié)頻率以最小化相位差。

再一種反饋方案探測(cè)前向功率和反向功率?；谇跋蚬β屎头聪蚬β?，通過壓控振蕩器來調(diào)節(jié)功率放大器的頻率，以最小化反向功率。在該方案中并未利用相位信息來最小化反向功率。

在一種前饋方案中，用前饋回路來調(diào)節(jié)匹配網(wǎng)絡(luò)中的電容器的電容量。使用傳感器來探測(cè)前向功率和反向功率。處理器調(diào)節(jié)發(fā)動(dòng)機(jī)的操作以基于傳感器的輸出改變電容器的電容量。處理器調(diào)節(jié)電容量直至反向功率處于最小的水平。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

提供一種射頻系統(tǒng)，其包括：功率放大器，該功率放大器經(jīng)由所述功率放大器與匹配網(wǎng)絡(luò)之間的傳輸線路將射頻信號(hào)輸出到所述匹配網(wǎng)絡(luò)。傳感器監(jiān)控所述射頻信號(hào)并基于所述射頻信號(hào)生成第一傳感器信號(hào)。失真模塊根據(jù)(i)所述第一傳感器信號(hào)的正弦曲線函數(shù)和(ii)所述第一傳感器信號(hào)的互相關(guān)函數(shù)中的至少一個(gè)確定第一失真值。第一校正電路(i)基于所述第一失真值和第一預(yù)定值生成第一阻抗調(diào)諧值，以及(ii)提供在所述匹配網(wǎng)絡(luò)中執(zhí)行的阻抗匹配的前饋控制，包括將所述第一阻抗調(diào)諧值輸出到所述功率放大器和所述匹配網(wǎng)絡(luò)中的一個(gè)。

另一方面，提供一種操作射頻系統(tǒng)的方法，其包括：經(jīng)由功率放大器生成射頻信號(hào)。所述射頻信號(hào)經(jīng)由所述功率放大器與匹配網(wǎng)絡(luò)之間的傳輸線路輸出到所述匹配網(wǎng)絡(luò)。所述射頻信號(hào)被監(jiān)控并且傳感器信號(hào)基于所述射頻信號(hào)生成。第一失真值根據(jù)(i)所述傳感器信號(hào)的正弦曲線函數(shù)和(ii)所述傳感器信號(hào)的互相關(guān)函數(shù)中的至少一個(gè)確定。第一阻抗調(diào)諧值基于所述第一失真值和第一預(yù)定值生成。在所述匹配網(wǎng)絡(luò)內(nèi)執(zhí)行的阻抗匹配的前饋控制被提供，并且包括將所述第一阻抗調(diào)諧值輸出到所述功率放大器和所述匹配網(wǎng)絡(luò)中的一個(gè)。

本公開的另外的應(yīng)用領(lǐng)域通過詳細(xì)描述、權(quán)利要求書以及附圖將變得更加明顯。具體的描述和特定的實(shí)施例僅用于例示的目的，而不意在限制本公開的范圍。

附圖說明

通過詳細(xì)說明及所附的附圖，將更充分地理解本公開，附圖中：

圖1是根據(jù)本公開的合并有前饋控制的RF功率系統(tǒng)的功能框圖；

圖2是根據(jù)本公開的合并有前饋控制和功率校正反饋控制的RF功率系統(tǒng)的功能框圖；

圖3示出根據(jù)本公開的前饋和反饋控制方法；

圖4示出根據(jù)本公開的具有基于頻率的阻抗匹配前向控制的前饋和反饋控制方法；

圖5A是根據(jù)本公開的示出使用電壓和電流傳感器同時(shí)在頻率范圍的低頻率端初始化時(shí)反射系數(shù)的頻率調(diào)諧軌跡的史密斯圓圖；

圖5B是示出與圖5A所示頻率調(diào)諧軌跡相關(guān)的頻率更新的圖；

圖5C是示出與圖5B的頻率更新相對(duì)應(yīng)的反射系數(shù)的幅度的改變的圖；

圖6A是根據(jù)本公開的示出使用電壓和電流傳感器同時(shí)在頻率范圍的高頻率端初始化時(shí)反射系數(shù)的頻率調(diào)諧軌跡的史密斯圓圖；

圖6B是示出與圖6A所示頻率調(diào)諧軌跡相關(guān)的頻率更新的圖；

圖6C是示出與圖6B的頻率更新相對(duì)應(yīng)的反射系數(shù)的幅度的改變的圖；

圖7A是根據(jù)本公開的示出使用定向耦合傳感器同時(shí)在頻率范圍的低頻率端初始化時(shí)反射系數(shù)的頻率調(diào)諧軌跡的史密斯圓圖；

圖7B是示出與圖7A所示頻率調(diào)諧軌跡相關(guān)的頻率更新的圖；

圖7C是示出與圖7B的頻率更新相對(duì)應(yīng)的反射系數(shù)的幅度的改變的圖；

圖8A是根據(jù)本公開的示出使用定向耦合傳感器同時(shí)在頻率范圍的低頻率端初始化時(shí)匹配網(wǎng)絡(luò)中的反射系數(shù)的頻率調(diào)諧軌跡的史密斯圓圖；

圖8B是示出與圖8A所示頻率調(diào)諧軌跡相關(guān)的頻率更新的圖；

圖8C是示出與圖8B的頻率更新相對(duì)應(yīng)的反射系數(shù)的幅度的改變的圖；

圖9A是根據(jù)本公開的示出頻率更新和重復(fù)的圖；

圖9B是示出與圖9A所示頻率更新相關(guān)的失真變化的圖；

圖9C是根據(jù)本公開的示出頻率更新和重復(fù)的另一圖；

圖9D是示出與圖9C所示頻率更新相關(guān)的失真變化的圖；

圖10是根據(jù)本公開的示出頻率調(diào)諧的史密斯圓圖；

圖11是根據(jù)本公開的示出失真、相位角和阻抗值的圖；

圖12是根據(jù)本公開的示出阻抗軌跡的圖；以及

圖13是示出根據(jù)本公開的針對(duì)不同阻抗的功率失真對(duì)頻率軌跡的圖。

具體實(shí)施方式

前面的描述本質(zhì)上僅僅為例示而不意圖以任何方式限制本公開、其應(yīng)用或使用?？梢砸远喾N形式實(shí)施本公開的廣泛教導(dǎo)。因此，雖然本公開包括特定示例，但本公開的真正范圍不應(yīng)受限于此，這是因?yàn)樵谘芯扛綀D、說明書和所附權(quán)利要求時(shí)其它的更改會(huì)變得顯而易見。為了清楚起見，在附圖中將使用相同的附圖標(biāo)記來標(biāo)識(shí)相似的元件。這里使用的短語“A、B和C中的至少一個(gè)”應(yīng)當(dāng)理解為意指使用非排他性邏輯“或”的邏輯(A或B或C)。應(yīng)當(dāng)理解，在不改變本公開的原理的情況下方法中的一個(gè)或多個(gè)步驟可以以不同的順序(或同時(shí))執(zhí)行。

這里，詞語“模塊”可以指或包括專用集成電路(ASIC)、電子電路、組合邏輯電路、現(xiàn)場(chǎng)編程門陣列(FPGA)、執(zhí)行代碼的(共享的、專用的或組)處理器、其它的提供所述功能的合適的硬件組件、或者例如在系統(tǒng)上芯片中的上述的某些或全部的組合，也可以指上述的一部分。詞語“模塊”可包括存儲(chǔ)由處理器執(zhí)行的代碼的(共享、專用或組)存儲(chǔ)器。

以上使用的詞語“代碼”可以包括軟件、固件和/或微代碼，并且可以指程序、例程、函數(shù)、類和/或?qū)ο?。以上使用的詞語“共享”意指可以使用單個(gè)(共享)處理器執(zhí)行來自多個(gè)模塊的某些或全部代碼。另外，可以通過單個(gè)(共享)存儲(chǔ)器存儲(chǔ)來自多個(gè)模塊的某些或全部代碼。以上使用的詞語“組”意指可以使用一組處理器來執(zhí)行來自單個(gè)模塊的某些或全部代碼。另外，可以使用一組存儲(chǔ)器來存儲(chǔ)來自單個(gè)模塊的某些或全部代碼。

這里描述的裝置和方法可以通過由一個(gè)或多個(gè)處理器執(zhí)行的一個(gè)或多個(gè)計(jì)算機(jī)程序?qū)嵤Ｓ?jì)算機(jī)程序包括存儲(chǔ)于非瞬時(shí)性的有形計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)上的處理器可執(zhí)行指令。計(jì)算機(jī)程序還可以包括存儲(chǔ)的數(shù)據(jù)。非瞬時(shí)性的有形計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)的非限制示例為非易失性存儲(chǔ)器、磁儲(chǔ)存器和光存儲(chǔ)器。

盡管在這里可能使用詞語“第一”、“第二”、“第三”等來描述多個(gè)元件、部件、回路、電路和/或模塊，但這些元件、部件、回路、電路和/或模塊不應(yīng)受這些詞語限制。這些詞語僅用于將一個(gè)元件、部件、回路、電路和/或模塊區(qū)別于另一元件、部件、回路、電路和/或模塊。除非上下文中明確指出，否則這里使用的諸如“第一”、“第二”及其他編號(hào)式的詞語并不隱含次序或順序。因此，以下討論的第一元件、部件、回路、電路或模塊也可以被稱為第二元件、部件、回路、電路和/或模塊，而不偏離這里公開的示例實(shí)施方式的教導(dǎo)。

以下公開用于最大化RF功率系統(tǒng)的在功率放大器和/或RF功率發(fā)生器與匹配網(wǎng)絡(luò)之間傳遞的功率的多項(xiàng)技術(shù)。這些技術(shù)包括用以伺服調(diào)諧靈活的RF功率源(稱之為RF功率發(fā)生器)的前饋控制。前饋控制用于在RF功率系統(tǒng)內(nèi)校正失真(或擾動(dòng))。失真是指?jìng)魉偷狡ヅ渚W(wǎng)絡(luò)的功率的量和/或由于負(fù)載阻抗中的無功變化而從匹配網(wǎng)絡(luò)反射回的功率的量，和/或直接與傳送到匹配網(wǎng)絡(luò)的功率的量和/或由于負(fù)載阻抗中的無功變化而從匹配網(wǎng)絡(luò)反射回的功率的量相關(guān)。

所公開的技術(shù)結(jié)合反饋控制而使用前饋控制。使用前饋控制來最小化失真，同時(shí)使用反饋控制來最小化功率放大器的功率輸出中的誤差。使用反饋控制來基于功率輸出與預(yù)定功率設(shè)定點(diǎn)之間的差來調(diào)節(jié)功率放大器的功率輸出。前饋控制不影響與反饋控制相關(guān)的閉環(huán)性能(以及有關(guān)的反饋傳遞函數(shù))。

提供前饋控制是由于反饋控制器只限于在功率輸出中的誤差不等于零時(shí)提供誤差校正調(diào)節(jié)。這限制了反饋控制器最小化失真的能力。前饋控制在誤差等于零和不等于零時(shí)均能最小化失真。前饋控制不同于反饋控制之處還在于前饋控制包括與預(yù)定功率設(shè)定點(diǎn)無關(guān)的失真校正。

這里公開的前饋技術(shù)包括探測(cè)和校正RF功率系統(tǒng)的失真。前饋控制作為反饋控制的補(bǔ)充改善RF功率系統(tǒng)的總體控制性能。

圖1中示出RF功率系統(tǒng)10。RF功率系統(tǒng)10包括RF發(fā)生器12、匹配網(wǎng)絡(luò)14和匹配網(wǎng)絡(luò)14的負(fù)載16。RF發(fā)生器12生成提供給匹配網(wǎng)絡(luò)14的RF功率信號(hào)17。匹配網(wǎng)絡(luò)14將匹配網(wǎng)絡(luò)14的輸入阻抗與RF發(fā)生器12和匹配網(wǎng)絡(luò)14之間的傳輸線路18的特征阻抗相匹配。另一種方式，匹配網(wǎng)絡(luò)14將負(fù)載16的阻抗與由RF發(fā)生器12的輸出端看見的阻抗相匹配。匹配網(wǎng)絡(luò)14和負(fù)載16可被看作RF發(fā)生器12上的負(fù)載。負(fù)載16可以為例如等離子體室或另一RF負(fù)載。負(fù)載16的阻抗可以是靜態(tài)的(即，不隨時(shí)間改變)或動(dòng)態(tài)的(即，隨時(shí)間改變)。

RF發(fā)生器12包括RF功率源20(或功率放大器)和反饋回路22。功率放大器20生成輸出到匹配網(wǎng)絡(luò)14的RF功率信號(hào)17。功率放大器20可以基于從功率放大器20外部的功率源24接收的功率信號(hào)來生成RF功率信號(hào)17。盡管將功率源24示為RF發(fā)生器的部分，但功率源24可以處于RF發(fā)生器12之外。功率源24可以是例如直流(DC)功率源。

反饋回路22包括一個(gè)或多個(gè)傳感器(第一傳感器)26、縮放模塊28、第一加法器30和功率控制模塊32。傳感器26可以包括電壓、電流和/或定向耦合器傳感器。傳感器26可以檢測(cè)(i)功率放大器20的電壓V和電流I輸出，和/或(ii)功率放大器20和/或RF發(fā)生器12外的前向(或源)功率P_FWD，以及從匹配網(wǎng)絡(luò)14接收的反向(或反射)功率P_REV。電壓V、電流I、前向功率P_FWD和反向功率P_REV可以是功率放大器20的輸出的實(shí)際電壓、電流、前向功率和反向功率的縮放和/或?yàn)V波版本。傳感器26可以是模擬和/或數(shù)字傳感器。在數(shù)字實(shí)施方式中，傳感器26可以包括模數(shù)(A/D)轉(zhuǎn)換器和具有相應(yīng)采樣速率的信號(hào)采樣部件。

傳感器26生成由縮放模塊26接收的傳感器信號(hào)33?？s放模塊28對(duì)傳感器信號(hào)26進(jìn)行縮放并生成功率反饋信號(hào)34。功率反饋信號(hào)34基于傳感器信號(hào)33和縮放矩陣而生成。功率反饋信號(hào)34可以表示前向功率級(jí)別的傳送功率的前向功率。功率反饋信號(hào)34可以表示傳遞給匹配網(wǎng)絡(luò)14的RF功率或負(fù)載功率Pd并可以由等式1表示，其中V為功率放大器20和/或RF發(fā)生器12的電壓輸出，I為功率放大器20和/或RF發(fā)生器12的電流輸出，Θ為功率放大器20的電壓和電流輸出V、I之間的相位差。

P_d＝|V||I|cos(Θ)＝P_FWD-P_REV (1)

第一加法器30將功率反饋信號(hào)34與可以由功率設(shè)定點(diǎn)模塊38生成的預(yù)定的功率設(shè)定點(diǎn)信號(hào)36相加?？梢詮念A(yù)定功率設(shè)定點(diǎn)信號(hào)36減去功率反饋信號(hào)34以生成誤差信號(hào)e_fb。

功率控制模塊32接收誤差信號(hào)e_fb并生成功率控制信號(hào)以調(diào)整功率放大器20外的功率。功率控制信號(hào)被提供至功率放大器20。功率放大器20基于功率控制信號(hào)來調(diào)節(jié)RF功率信號(hào)17。RF功率信號(hào)17可以是連續(xù)波形或脈沖波形。這里描述的伺服控制允許RF功率信號(hào)17由與伺服控制相關(guān)的更新速率脈沖化。功率控制模塊32可以包括比例積分微分(PID)控制器和/或直接數(shù)字合成(DDS)部件。在一種實(shí)施方式中，功率控制模塊32為具有標(biāo)識(shí)為的函數(shù)的第一PID控制器。功率控制信號(hào)可以是驅(qū)動(dòng)信號(hào)并且具有DC偏移或尾電壓、頻率和相位。然而，功率控制信號(hào)不調(diào)節(jié)RF功率信號(hào)17的頻率。

RF發(fā)生器12可以進(jìn)一步包括第一前饋回路40和第二前饋回路42。第一前饋回路40包括第一失真模塊44和第一校正電路46。第一失真模塊44確定表示在功率放大器20和/或RF發(fā)生器12的輸出端看到的失真的失真值d_t。第一失真值d_t基于傳感器信號(hào)33和失真函數(shù)生成。失真函數(shù)在下面更詳細(xì)的描述。第一校正電路46基于第一失真值d_t生成第一功率調(diào)諧值(或第一阻抗調(diào)諧值)調(diào)諧值被提供至匹配網(wǎng)絡(luò)14，用于頻率響應(yīng)調(diào)諧和阻抗調(diào)節(jié)的目的。第一失真模塊44可以基于正弦曲線函數(shù)和/或互相關(guān)函數(shù)確定第一失真值d_t。

正弦曲線函數(shù)

這里公開多種技術(shù)，包括在具有動(dòng)態(tài)負(fù)載(即：具有變化阻抗的負(fù)載)的RF功率系統(tǒng)中最大化最優(yōu)功率傳遞。關(guān)于圖1和圖3描述的第一種技術(shù)包括連接至匹配網(wǎng)絡(luò)14的RF功率源20。匹配網(wǎng)絡(luò)14可以包括具有兩個(gè)或更多可變調(diào)諧元件52(例如可變電容器)的阻抗匹配電路50?？勺冋{(diào)諧元件52可以處于“L”配置中(一個(gè)電容器與RF發(fā)生器12并聯(lián)，一個(gè)電容器與負(fù)載16串聯(lián))。可變調(diào)諧元件52用于調(diào)節(jié)匹配網(wǎng)絡(luò)14的調(diào)諧和負(fù)載參數(shù)，并可相應(yīng)地具有相關(guān)調(diào)諧輸入54和負(fù)載輸入56。調(diào)諧和負(fù)載參數(shù)是指在匹配網(wǎng)絡(luò)14中經(jīng)由可變調(diào)諧元素52執(zhí)行的阻抗調(diào)節(jié)。例如，調(diào)諧參數(shù)和負(fù)載參數(shù)可以與匹配網(wǎng)絡(luò)14中的電容器的各自的電容量相關(guān)。

關(guān)于圖2和圖4描述的第二種技術(shù)將可變頻率調(diào)節(jié)引入到功率放大器20，并且可以與第一技術(shù)交替或結(jié)合使用。在使用第二種技術(shù)時(shí)，各個(gè)調(diào)諧和負(fù)載參數(shù)可以是固定的、離散可選的和/或可調(diào)的。

在第一和第二種技術(shù)中，都使從功率放大器20到匹配網(wǎng)絡(luò)14的傳遞的RF功率P_d最大化。這可以在到匹配網(wǎng)絡(luò)14的前向功率P_FWD被最大化和/或來自匹配網(wǎng)絡(luò)的反向功率P_REV被最小化時(shí)發(fā)生。傳遞的RF功率P_d可以由等式2表示。最大傳遞的RF功率P_MAX可以由等式3表示。

P_d＝|V||I|cos(Θ) (2)

P_MAX＝max(V||I|cos(Θ))＝max(P_FWD)-min(P_REV) (3)

當(dāng)相位Θ盡提供功率給無功負(fù)載或無功阻抗(例如負(fù)載16)的RF功率系統(tǒng)10所能的接近于零時(shí)，傳遞的RF功率P_d得以最大化。無功阻抗是指具有變化的阻抗的負(fù)載。第一和第二種技術(shù)通過調(diào)節(jié)匹配網(wǎng)絡(luò)14的調(diào)諧和負(fù)載參數(shù)使相位Θ最小化。由于相位Θ取決于無功阻抗，因此相位Θ的減少是功率放大器20的頻率f的函數(shù)。結(jié)果，相位減少可被執(zhí)行為頻率f的函數(shù)，或者換言之，可以通過調(diào)節(jié)功率放大器20的頻率f進(jìn)而調(diào)節(jié)功率放大器20的輸出頻率f而將相位Θ減小到零或接近零。頻率調(diào)節(jié)由圖2和圖4的實(shí)施方式提供。

雖然可以使用第一種和第二種技術(shù)來最小化相位Θ，但這些技術(shù)不能直接探測(cè)或調(diào)節(jié)相位Θ。這些技術(shù)可以包括確定cos(Θ)(這里稱之為“余弦函數(shù)”)、1-sin²Θ(這里稱之為“正弦函數(shù)”)或/或其它一次函數(shù)和/或正弦曲線函數(shù)。相位Θ可以稱為二次函數(shù)?？梢栽诓淮_定相位Θ的情況下經(jīng)由第一失真模塊44使用矢量計(jì)算來確定第一失真值d_t。第一失真值d_t可以等于正弦曲線函數(shù)和/或由正弦曲線函數(shù)表示。

例如，可以用例如等式4來表示兩個(gè)自變量X、Y的余弦函數(shù)cos(Θ)，其中，X可以是電壓或反向功率，Y可以是電流或正向功率，<XY>是X和Y的點(diǎn)積。

可以基于等式5和6中的一個(gè)確定正弦函數(shù)1-sin²Θ。

這里公開的一種技術(shù)包括通過最大化余弦函數(shù)cos(Θ)來最大化到匹配網(wǎng)絡(luò)14的功率傳遞。例如，可以用電壓V和電流I來代替變量X和Y，并可以使用閉式求解直接計(jì)算出cos(Θ)來控制功率放大器20的頻率f。將余弦函數(shù)最大化以使傳遞的功率最大化。這種技術(shù)可以使用例如數(shù)字電路和/或PID控制器來數(shù)字執(zhí)行。

一種示例模擬技術(shù)包括使用雙向耦合器傳感器來探測(cè)反向功率P_REV和前向功率P_FWD。表達(dá)式4的變量X可以用反向功率P_REV代替，表達(dá)式4的變量Y可以用前向功率P_FWD代替。傳輸線路18的反射系數(shù)Γ是反向功率P_REV和前向功率P_FWD的函數(shù)。反射系數(shù)?？梢杂煞聪蚬β蔖_REV除以前向功率P_FWD或等式7來表示，其中z_l是RF發(fā)生器12上的負(fù)載(即：匹配網(wǎng)絡(luò)14和負(fù)載16)的阻抗，z₀是傳輸線路18的阻抗。

這里公開的技術(shù)能夠?qū)崿F(xiàn)用以最大化功率傳遞的靈活頻率RF功率源(功率放大器20)的自主伺服。雖然伺服控制包括反饋控制和前饋控制，但這里提供的前饋控制有助于快速最大化傳遞到匹配網(wǎng)絡(luò)14的功率。這些技術(shù)包括確定RF功率系統(tǒng)(RF功率系統(tǒng)10)的失真，并使用矢量計(jì)算提供前饋校正。失真是指由于負(fù)載阻抗中的無功改變導(dǎo)致的反射功率，其與相位Θ的正弦曲線函數(shù)直接相關(guān)。

互相關(guān)函數(shù)

可以使用互相關(guān)函數(shù)來代替和/或與正弦曲線函數(shù)一起使用來確定第一失真值d_t。信號(hào)s(t)的能量可以使用矢量計(jì)算由等式8來表示，其中t為時(shí)間。

為了計(jì)算針對(duì)負(fù)載阻抗中的改變或負(fù)載的弧干擾的能量，由RF功率系統(tǒng)顯示出的能量以兩個(gè)參數(shù)為基礎(chǔ)。這兩個(gè)參數(shù)可以基于來自RF傳感器(例如傳感器26)的信號(hào)來確定。RF傳感器可以是例如用于獲取傳輸線路的電壓、電流和/或功率樣本的電壓和電流傳感器或定向耦合器傳感器。來自RF傳感器的信號(hào)是被任意指定為x(t)和y(t)的、與上述變量X和Y對(duì)應(yīng)的振蕩連續(xù)時(shí)間信號(hào)。這些振蕩連續(xù)時(shí)間信號(hào)的相應(yīng)數(shù)字版本是x(n)和y(n)。信號(hào)x(n)和y(n)的離散時(shí)間互相關(guān)值r_xy(τ)可以由等式9表示，其中μ_x表示信號(hào)x(n)的平均，μ_y表示信號(hào)y(n)的平均，τ表示信號(hào)x(n)和y(n)之間在時(shí)間上的重疊和/偏移。

當(dāng)τ等于0時(shí)，可以確定與兩個(gè)信號(hào)x(n)和y(n)相關(guān)的功率p。在τ等于0時(shí)，兩個(gè)信號(hào)x(n)和y(n)在時(shí)間上完全重疊。針對(duì)阻抗改變事件的能量E_xy可以由等式10表示并作為功率p的函數(shù)，其中b標(biāo)識(shí)塊的數(shù)目，T_b是每個(gè)塊的持續(xù)時(shí)間，K是兩個(gè)信號(hào)x(n)和y(n)的樣本的非重疊塊的總數(shù)，k標(biāo)識(shí)電流塊和/或樣本。

可以基于τ等于0時(shí)的互相關(guān)值來確定點(diǎn)積<XY>。點(diǎn)積<XY>與τ等于0時(shí)的互相關(guān)值直接相關(guān)。而且，功率p(或P_d)通過將等式2代入等式4而與點(diǎn)積<XY>相關(guān)。基于離散時(shí)間互相關(guān)值r_xy(τ)、功率p(或P_d)和點(diǎn)積<XY>，正弦曲線函數(shù)(例如：余弦函數(shù)或正弦函數(shù))的失真值可以基于矢量計(jì)算確定。

第一失真模塊44可以在τ不等于0時(shí)，基于離散時(shí)間互相關(guān)值r_xy(τ)確定第一失真值d_t。第一失真模塊44在τ等于0時(shí)，可以不基于離散時(shí)間互相關(guān)值r_xy(τ)確定第一失真值d_t。如上所示，這種互相關(guān)技術(shù)可以用于推導(dǎo)表示傳輸線路18的特征的、兩個(gè)寬帶信號(hào)x(t)(例如V或P_REV)和y(t)(例如I或P_FWD)之間的正弦曲線函數(shù)。

可以針對(duì)可變頻率RF功率源的自主控制如下使用正弦曲線函數(shù)來最大化功率傳遞?？梢栽谇梆伩刂浦惺褂谜仪€函數(shù)，來在RF功率源(或功率放大器)的頻率達(dá)到小于最大功率傳遞的功率傳遞時(shí)，來校正施加于功率調(diào)整上的失真。這種校正不受由諧波或內(nèi)部調(diào)制失真導(dǎo)致的譜干涉影響。因此，這種技術(shù)對(duì)于動(dòng)態(tài)負(fù)載狀況和需要以預(yù)定更新速率(例如小于1微秒(μs))在預(yù)定周期(例如小于3μs)內(nèi)的RF功率源的頻率調(diào)諧響應(yīng)的RF功率應(yīng)用來說是有用的。主要關(guān)于圖2和圖4描述RF功率源的頻率調(diào)諧。

再次參見圖1，在一種實(shí)施方式中，第一校正電路46包括第一輸入模塊60、第二加法器62和調(diào)諧控制模塊64(或)。第一輸入模塊60可以生成第一預(yù)定值(例如在根據(jù)正弦函數(shù)確定失真值d_t時(shí)為0，在根據(jù)余弦函數(shù)確定失真值d_t時(shí)為1)。第二加法器62可以將第一失真值d_t從第一預(yù)定值中減去以生成調(diào)諧或第一校正值c_t。調(diào)諧控制模塊64可以包括第二PID控制器并基于第一校正值c_t生成功率調(diào)諧值(或第一阻抗調(diào)諧值)調(diào)諧控制模塊64可以調(diào)節(jié)功率調(diào)諧值來使第一失真值d_t與第一預(yù)定值匹配。調(diào)諧控制模塊64可以生成和/或接收第一預(yù)定值。

第二前饋回路42可以包括第二失真模塊70和第二校正電路72。第二失真模塊70基于傳感器信號(hào)33和第二失真函數(shù)確定幅度的比(或第二失真值)d_l。第二失真函數(shù)可以由等式11表示。

第一失真值和第二失真值d_t,d_l各自提供由傳感器33測(cè)量的失真和/或相關(guān)參數(shù)的指示。

第二校正電路72可以包括負(fù)載設(shè)定點(diǎn)模塊76、第三加法器78和負(fù)載控制模塊80，其可以表示為函數(shù)負(fù)載設(shè)定點(diǎn)模塊76可以生成預(yù)定負(fù)載值(例如50歐姆(Ω))。第三加法器78可以從負(fù)載設(shè)定點(diǎn)值中減去第二失真值d_l以生成負(fù)載校正值(第二校正值)c_l。

負(fù)載控制模塊80可以包括第三PID控制器并可以基于第二校正值c_l生成功率負(fù)載值(或第二阻抗調(diào)諧值)負(fù)載控制模塊80可以調(diào)節(jié)功率負(fù)載值以將第二失真值d_l與負(fù)載設(shè)定點(diǎn)值匹配。負(fù)載控制模塊80可以生成和/或接收負(fù)載設(shè)定點(diǎn)值。

調(diào)諧控制模塊64和負(fù)載控制模塊80如箭頭82所表示的被耦合。箭頭82表示在匹配網(wǎng)絡(luò)14的調(diào)諧和負(fù)載輸入54、56之間相互耦合。在功率調(diào)諧值直接由調(diào)諧控制模塊64調(diào)節(jié)時(shí)，功率負(fù)載值受影響(或間接被調(diào)節(jié))。類似地，當(dāng)功率負(fù)載值直接由負(fù)載控制模塊80直接調(diào)節(jié)時(shí)，功率調(diào)諧值受影響(或間接被調(diào)節(jié))。調(diào)諧和負(fù)載輸入54、56分別由功率調(diào)諧值和功率負(fù)載值調(diào)節(jié)。

匹配網(wǎng)絡(luò)14還可以包括第二傳感器90。第二傳感器90可以包括相位和幅度傳感器，相位和幅度傳感器由阻抗匹配電路50使用以調(diào)節(jié)調(diào)諧和負(fù)載輸入54、56。阻抗匹配電路50可以調(diào)節(jié)調(diào)諧和負(fù)載輸入54、56，使得負(fù)載16和匹配網(wǎng)絡(luò)14具有由功率放大器20和/或RF發(fā)生器12看到的、與傳輸線路18的阻抗匹配的阻抗?？梢哉{(diào)節(jié)調(diào)諧和負(fù)載輸入54、56，直至RF功率信號(hào)17的相位為0且匹配網(wǎng)絡(luò)14的阻抗處于預(yù)定的阻抗(例如50Ω)處。這有助于使反向功率P_REV最小化，使反向功率P_REV最小化又使傳遞至匹配網(wǎng)絡(luò)14的功率最大化。第二傳感器90可以電耦合至傳輸線路18并用于探測(cè)RF功率系統(tǒng)10的失真(或P_REV)。由阻抗匹配電路50基于第二傳感器90的輸出執(zhí)行的調(diào)諧和負(fù)載調(diào)節(jié)不需要完全地最大化傳遞的功率，因?yàn)榍梆伝芈?0、42會(huì)進(jìn)一步幫助最大化傳遞的功率。

第二傳感器90可以位于匹配網(wǎng)絡(luò)14的輸入端處，而不位于匹配網(wǎng)絡(luò)14的輸出端處，以將RF功率系統(tǒng)10的失真限定為反向功率P_REV的函數(shù)。阻抗匹配電路50可以應(yīng)用前饋匹配校正來校正匹配網(wǎng)絡(luò)14與傳輸線路18之間的阻抗失配。由功率控制模塊32和匹配網(wǎng)絡(luò)14(和/或匹配網(wǎng)絡(luò)14的控制器)貢獻(xiàn)給功率傳送的集合功率傳遞可以解析表示為由這些控制器提供的校正值的和。該和由等式12提供，其中u是總失真校正。

調(diào)諧控制模塊64和負(fù)載控制模塊80提供失真校正值和這些失真校正值被提供給調(diào)諧輸入54和負(fù)載輸入56。如由等式13所表示的，匹配校正值可以表達(dá)為這些校正值的和。

在沒有匹配網(wǎng)絡(luò)14的失真校正的情況下，如果在不使用前饋控制的情況下使用反饋控制，在RF功率系統(tǒng)10中會(huì)發(fā)生損耗。第二傳感器90可以耦合到傳輸線路18以測(cè)量反向功率P_REV。由于其它的前饋控制經(jīng)由前饋回路40、42提供，因此匹配網(wǎng)絡(luò)14可以不校正全部失真。匹配網(wǎng)絡(luò)14可以基于反向功率P_REV調(diào)節(jié)調(diào)諧輸入54和負(fù)載輸入56。由于模型的非理想性和/或測(cè)量誤差，由匹配網(wǎng)絡(luò)14執(zhí)行的失真校正可能是有限的且可能不會(huì)將反向功率P_REV降至0。由前饋回路40、42提供的前饋校正可以進(jìn)一步校正失真并將反向功率P_REV降至0。

為了減少合并入RF功率系統(tǒng)10的傳感器的數(shù)目，可以不包括第一傳感器或第二傳感器。RF功率系統(tǒng)10中包括的其余傳感器和相應(yīng)的信號(hào)和/或參數(shù)激勵(lì)器可接近RF發(fā)生器12和匹配網(wǎng)絡(luò)14。例如，可以通過在RF發(fā)生器12內(nèi)部署功率傳送前饋校正來實(shí)現(xiàn)傳感器和控制器的合并。

靈活的RF功率源的自主控制

信號(hào)x(t)和y(t)的相位具有可以由等式14表示的關(guān)系，其中W等于點(diǎn)積<XY>。

W＝||X||₂||Y||₂cos(Θ) (14)

余弦函數(shù)可以用于表示前饋校正所基于的失真。在用于確定余弦函數(shù)的失真值的傳感器為(i)電壓傳感器和電流傳感器或(ii)定向耦合器傳感器時(shí)，可以使用前饋校正。例如，在負(fù)載阻抗與傳輸線路18的特征阻抗匹配時(shí)，電壓信號(hào)和電流信號(hào)同相。類似地，在負(fù)載阻抗與傳輸線路18的特征阻抗匹配時(shí)，表示前向功率和反向功率的信號(hào)同相。

基于復(fù)反射系數(shù)Γ，即反向功率P_REV與前向功率P_FWD的比，反向功率P_REV和前向功率P_FWD之間的相位差被最小化和/或降至0。在使用電壓傳感器和電流傳感器時(shí)，電壓信號(hào)和相位信號(hào)之間的相位差也被最小化和/或降至0。這導(dǎo)出由等式15表示的控制法則，其中cos(Θ)_d為期望值或預(yù)定值，并且cos(Θ)_a是實(shí)際值和/或計(jì)算值。

cos(Θ)_d-cos(Θ)_a＝1-cos(Θ)_a (15)

最小化傳感器信號(hào)之間的相位差最小化了失真和/或?qū)⑹д娼抵?。

在定向耦合器傳感器的實(shí)施方式中，在主電導(dǎo)率圓中從史密斯圓圖的導(dǎo)納格(admittance grid)出現(xiàn)偏移是可行的。主電導(dǎo)率圓是指穿過史密斯圓圖的復(fù)反射系數(shù)格的原點(diǎn)的圓。主電導(dǎo)率圓的部分示于圖5A、圖6A、圖7A和圖8A中。匹配網(wǎng)絡(luò)14的負(fù)載被設(shè)置為使得調(diào)諧輸入54在被調(diào)節(jié)時(shí)導(dǎo)致映射到史密斯圓圖的單位圓上的反射系數(shù)Γ依從電導(dǎo)率圓并穿過原點(diǎn)。在原點(diǎn)處，匹配網(wǎng)絡(luò)14的阻抗與傳輸線路18的特征阻抗相匹配。

再例如，可以對(duì)功率放大器20的頻率進(jìn)行伺服控制儀將阻抗和/或反射系數(shù)Γ調(diào)節(jié)到反射系數(shù)Γ的復(fù)平面中的史密斯圓圖的實(shí)軸的交叉點(diǎn)。下面關(guān)于圖2和圖4描述功率放大器20的頻率調(diào)節(jié)。對(duì)于定向耦合器傳感器實(shí)施方式而言，相位差被調(diào)節(jié)到±π。利用余弦函數(shù)的對(duì)稱特性，對(duì)控制法則進(jìn)行修訂并可以由等式16表示。

cos(Θ)_d-cos(Θ)_a＝1-|cos(Θ)_a| (16)

對(duì)電壓和電流傳感器實(shí)施方式而言，由于RF功率系統(tǒng)10和待匹配的負(fù)載中的系統(tǒng)變化，主電導(dǎo)率圓可以不與原點(diǎn)相交而呈現(xiàn)出旋轉(zhuǎn)偏移。余弦函數(shù)可以降至在cos(Θ)_d-cos(Θ)_a中產(chǎn)生小誤差的非零值。這是相較于直接測(cè)量相位的幾個(gè)優(yōu)點(diǎn)之一。

對(duì)于到最大功率傳遞狀態(tài)的有利搜索，前饋控制依從沿電導(dǎo)率圓的軌線，以最小化距原點(diǎn)的距離并確保到達(dá)原點(diǎn)。由于前饋控制包括使用矢量計(jì)算來測(cè)量包括確定X和Y的幅度的比的余弦函數(shù)，因此提供指向性的定量測(cè)量。幅度的比提供指向性的定量測(cè)量。指向性可以是指調(diào)諧方向、校正值要調(diào)節(jié)的方向、要增大失真還是要減小失真等等。

使用正弦函數(shù)代替余弦函數(shù)也可以提供指向性。余弦函數(shù)不提供暗含的指向性，而正弦函數(shù)提供，這是因?yàn)檎液瘮?shù)的輸出可以與0比較而余弦函數(shù)的輸出可以與1比較。為提供指向性，可以如下修改等式13。等式4的兩邊取平方以提供cos²(Θ)。余弦函數(shù)的平方cos²(Θ)等于1減去正弦函數(shù)的平方(1-sin²(Θ))。然后可以對(duì)由等式16提供的控制法則進(jìn)行修改，如等式17所示。

cos(Θ)_d-cos(Θ)_a＝1-|sin²(Θ)_a| (17)

在使用定向耦合器傳感器時(shí)，可以將匹配網(wǎng)絡(luò)14的阻抗和/或功率放大器20的頻率調(diào)節(jié)為使得幅度的比降至最小值。降低幅度的比指示阻抗和/或頻率調(diào)節(jié)沿最短的路徑趨向最大功率傳遞。代替和/或與確定幅度的比一起，可以監(jiān)控和最小化反向功率P_REV的幅度。在使用電壓和電流傳感器時(shí)，執(zhí)行阻抗和/或頻率調(diào)節(jié)，使得幅度的比趨向傳輸線路18的特征阻抗。

如這里所描述的，提供技術(shù)來使用基于RF傳感器輸出的幅度的比的伺服可調(diào)諧元件和基于RF傳感器輸出的正弦曲線計(jì)算來校正功率失配。盡管數(shù)字采樣系統(tǒng)中比機(jī)械式可調(diào)諧電路元件的更新速率更快，但還是可以將模擬部件用于頻率可調(diào)諧功率源。

代替或與調(diào)節(jié)調(diào)諧輸入54和負(fù)載輸入56一起，可以在預(yù)定的頻率范圍內(nèi)調(diào)節(jié)功率放大器20的頻率?？梢允褂们梆伩刂谱鳛榉答伖β士刂频难a(bǔ)充來提供靈活的頻率控制。如果RF發(fā)生器12的負(fù)載阻抗變化，則功率控制模塊32可能不能夠校正這種變化和/或可能在校正這種改變方面有限。通過確定正弦曲線函數(shù)，由阻抗擾動(dòng)施加的失真的估計(jì)得以確定。為了進(jìn)一步校正負(fù)載中的改變，可以基于正弦曲線來調(diào)節(jié)功率放大器的頻率驅(qū)動(dòng)和/或RF功率信號(hào)的頻率，以進(jìn)一步將無功失真計(jì)入負(fù)載。這在下面關(guān)于圖2和圖4進(jìn)一步詳細(xì)描述。

圖2中示出RF功率系統(tǒng)100。RF功率系統(tǒng)100包括RF發(fā)生器102、具有阻抗匹配電路50和第二傳感器90的匹配網(wǎng)絡(luò)14以及負(fù)載16。RF發(fā)生器102生成提供給匹配網(wǎng)絡(luò)14的RF功率信號(hào)104。RF發(fā)生器102包括RF功率源(或功率放大器)106和反饋回路22。功率放大器106生成輸出到匹配網(wǎng)絡(luò)14的RF功率信號(hào)104。功率放大器106可以基于(i)從功率放大器106外部的功率源24接收的功率信號(hào)，和/或(ii)頻率調(diào)諧值來生成RF功率信號(hào)104。功率源24可以為例如直流(DC)功率源。

反饋回路22包括傳感器26、縮放模塊28、第一加法器30和功率控制模塊32。傳感器26生成由縮放模塊26接收的傳感器信號(hào)33?？s放模塊28對(duì)傳感器信號(hào)33進(jìn)行縮放并生成功率反饋信號(hào)34。功率反饋信號(hào)34基于傳感器信號(hào)33和縮放矩陣而生成。第一加法器30將功率反饋信號(hào)34與可由功率設(shè)定點(diǎn)模塊38生成的預(yù)定功率設(shè)定點(diǎn)信號(hào)36相加?？蓮念A(yù)定的功率設(shè)定點(diǎn)信號(hào)36中減去功率反饋信號(hào)34以生成誤差信號(hào)e_fb。

功率控制模塊32接收誤差信號(hào)e_fb并生成功率控制信號(hào)以調(diào)節(jié)功率放大器106外的功率。功率放大器106基于功率控制信號(hào)和頻率調(diào)諧值來調(diào)節(jié)RF功率信號(hào)104。RF功率信號(hào)104可以是脈沖波形且可以具有基于頻率調(diào)諧值的頻率集合。

RF發(fā)生器12可以進(jìn)一步包括第一前饋回路40、第二前饋回路42和第三前饋回路110。RF功率系統(tǒng)10可以包括第三前饋回路110而不包括第一和第二前饋回路40、42，或者可以包括第一、第二、第三前饋回路40、42、110，如圖所示。第一前饋回路40包括第一失真模塊44以及具有第一輸入模塊60、第二加法器62和調(diào)諧控制模塊64的第一校正電路46。第二前饋回路42可以包括第二失真模塊70以及具有負(fù)載設(shè)定點(diǎn)模塊76、第三加法器78和負(fù)載控制模塊80的第二校正電路72。

盡管將第三前饋回路110畫為反饋回路，但第三前饋回路110作為前饋回路執(zhí)行并執(zhí)行前饋功能，因此這里稱之為前饋回路。第三前饋回路110提供用于調(diào)節(jié)RF功率信號(hào)104的頻率的頻率調(diào)諧值通過調(diào)節(jié)RF功率信號(hào)104的頻率，匹配網(wǎng)絡(luò)14的頻率響應(yīng)改變，這改變了匹配網(wǎng)絡(luò)14中的阻抗。這些阻抗改變影響匹配網(wǎng)絡(luò)14與傳輸線路18之間的阻抗匹配，這又影響反向功率的量P_REV和傳遞的功率的量P_d。

第三前饋回路110包括第一失真模塊44和第三校正電路112。第三校正電路112包括第二輸入模塊114、第四加法器116和頻率控制模塊118，其可以表示為函數(shù)第二輸入模塊114生成第三預(yù)定值(例如1)。第四加法器116可以將失真調(diào)諧值d_t從第三預(yù)定值c_f中減去以生成第三校正值c_f。頻率控制模塊118可以包括第四PID控制器并基于第三校正值c_f生成頻率調(diào)諧值頻率控制模塊118可以調(diào)節(jié)頻率調(diào)諧值以使第一失真值d與第三預(yù)定值匹配。頻率控制模塊118可以生成和/或接收第三預(yù)定值。

可以使用多種方法操作圖1的RF功率系統(tǒng)10，圖3的方法提供了一種示例方法。圖3中示出前饋和反饋控制方法。盡管以下的任務(wù)主要關(guān)于圖1的實(shí)施方式描述，但這些任務(wù)可以很容易的修改以應(yīng)用于本公開的其它實(shí)施方式。這些任務(wù)可以反復(fù)執(zhí)行也可以如上所述執(zhí)行。方法可以在200處開始。

在202處，功率放大器20基于功率控制信號(hào)生成RF功率信號(hào)17。在204處，傳感器26探測(cè)電壓V、電流I、反向功率P_REV，和/或前向功率P_FWD，并生成相應(yīng)傳感器信號(hào)33。

在206處，縮放模塊28對(duì)傳感器信號(hào)33進(jìn)行縮放和/或?yàn)V波以生成功率反饋信號(hào)34?？s放和/或?yàn)V波可以包括移動(dòng)平均?？s放模塊28可以包括兩項(xiàng)有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器?？s放模塊28可以如這里描述的應(yīng)用外差濾波。在208處，第一加法器將功率設(shè)定點(diǎn)信號(hào)36與功率反饋信號(hào)34相加以生成誤差信號(hào)e_fb。

校準(zhǔn)

再次參見圖1和圖2，不管傳感器的類型如何，傳感器26生成的信號(hào)可以經(jīng)由縮放模塊28進(jìn)行相位校正?？梢允褂萌呛瘮?shù)或等式18和19確定信號(hào)X和Y之間的系統(tǒng)誤差ξ，其中Θ為信號(hào)X和Y之間的相位差。

sin(Θ+ξ)＝sinΘcosξ+cosΘsinξ (18)

cos(Θ+ξ)＝cosΘcosξ+sinΘsinξ (19)

系統(tǒng)誤差ξ利用已知相位角基于多阻抗的最小平方逼近來確定。sin(Θ)和cos(Θ)量為測(cè)量失真量，均被用于計(jì)算中。

濾波

在執(zhí)行外差濾波時(shí)，縮放模塊28可以使用數(shù)字外差方法，即將關(guān)注的頻率從多個(gè)頻率譜中提取出來(稱之為正弦曲線函數(shù)提取)的模擬實(shí)施方式。這可以包括不同于使用矢量計(jì)算技術(shù)的正弦曲線函數(shù)提取。關(guān)注的頻率是RF源或發(fā)生器(例如RF發(fā)生器12或102之一)的頻率。

首先，基于矢量計(jì)算的方法與正弦曲線函數(shù)方法的區(qū)別。在數(shù)字方案中，確定sin(Θ)和cos(Θ)的矢量計(jì)算方法包括獲取用以執(zhí)行相應(yīng)計(jì)算的樣本塊，然后執(zhí)行校準(zhǔn)(例如，上述的校準(zhǔn))。在頻率譜未被其它頻率破壞時(shí)，可以將矢量計(jì)算方法用于寬帶采樣。在寬帶譜包含所關(guān)注的頻率而其它頻率會(huì)削弱失真測(cè)量(例如：sin(Θ)和cos(Θ))的情況下，可以使用外差方法。

可以對(duì)在使用外差方法時(shí)生成的結(jié)果輸出信號(hào)或表示所關(guān)注的頻率的信號(hào)進(jìn)行采樣。樣本可以用于使用矢量計(jì)算方法計(jì)算失真。當(dāng)外差方法產(chǎn)生正交信號(hào)(以復(fù)數(shù)形式表示的信號(hào)——實(shí)部(I)和虛部(Q))，更直接地測(cè)得失真。

一般形式中，第一正交傳感器信號(hào)x[n]可以表達(dá)為表示來自傳感器26中的一個(gè)生成的傳感器信號(hào)中的一個(gè)的所關(guān)注的頻率。類似的，第二正交傳感器信號(hào)y[n]可以表達(dá)為數(shù)學(xué)上，這些復(fù)數(shù)表達(dá)式具有交替的形式，x[n]＝x_r[n]+jx_i[n]，其中實(shí)量定義為x_r[n]＝|X|cos(ωnT+θ_x)，虛量定義為x_i[n]＝|X|sin(ωnT+θ_x)。上述的失真確定(失真方法)由正弦曲線函數(shù)量化，其中相位Θ是θ_x與θ_y之間的相位差。根據(jù)所關(guān)注的頻率的這種復(fù)數(shù)表示并根據(jù)相應(yīng)的傳感器信號(hào)，可以從正交傳感器信號(hào)x[n]和y[n]的單個(gè)樣本直接確定失真。以下是如何從實(shí)部和虛部中計(jì)算的提取該信息。

根據(jù)下列內(nèi)容形成分子項(xiàng)：x[n]和y[n]的乘積；y[n]的共軛；以及以得到等式20，其中Θ＝θ_x-θ_y。

分子項(xiàng)使用|X||Y|分母項(xiàng)歸一化。分子項(xiàng)與分母項(xiàng)的比得到正弦曲線函數(shù)cosΘ+jsinΘ。如上所述，x[n]和y[n]項(xiàng)可以表示來自傳感器的輸出信號(hào)。例如，x[n]可以表示電壓端口，y[n]可以表示V/I傳感器的電流端口。然后可以將校準(zhǔn)方法應(yīng)用于實(shí)(cosΘ)項(xiàng)和虛(sinΘ)項(xiàng)。圖9A至圖9D所示的示例輸出結(jié)果使用上述的數(shù)字外差濾波方法和正弦曲線函數(shù)提供。

在矢量計(jì)算方法和外差濾波方法之間對(duì)于頻率調(diào)諧來說沒有本質(zhì)速度差別。樣本累積以執(zhí)行量化失真的矢量計(jì)算版本所用的時(shí)間量與利用正交輸出信號(hào)的外差濾波方法所用的時(shí)間量大體相同。

在210處，功率控制模塊32基于誤差信號(hào)e_fb生成功率控制信號(hào)在212處，第一失真模塊44根據(jù)正弦曲線函數(shù)或互相關(guān)函數(shù)確定第一失真值d_t。第一失真值是無功擾動(dòng)或失真的可測(cè)量量。在214處，第二加法器62基于第一失真值d_t和第一預(yù)定值生成第一(或調(diào)諧)校正值c_t。在216處，調(diào)諧控制模塊64基于第一校正值c_t生成功率調(diào)諧值(或第一阻抗調(diào)諧值)

在218處，第二失真模塊70確定幅度的比以生成第二失真值d_l。在220處，第三加法器78基于第二失真值d_l和負(fù)載設(shè)定點(diǎn)值生成第二(或負(fù)載)校正值c_l。在222處，負(fù)載控制模塊80基于第二校正值c_l生成功率負(fù)載值(或第二阻抗調(diào)諧值)

在224處，匹配網(wǎng)絡(luò)14基于第一和第二阻抗調(diào)諧值執(zhí)行阻抗匹配。在226處，從匹配網(wǎng)絡(luò)14向負(fù)載16提供RF功率。任務(wù)202可在任務(wù)226之后執(zhí)行。

可以使用多種方法操作圖2的RF功率系統(tǒng)，圖4的方法提供一種示例方法。圖4中以基于頻率的阻抗匹配前饋控制示出前饋和反饋控制方法。盡管后面的任務(wù)主要關(guān)于圖2的實(shí)施方式描述，但可以很容易地修改這些任務(wù)以應(yīng)用于本公開的其它實(shí)施方式。這些任務(wù)可以反復(fù)執(zhí)行。該方法可以在250處開始。

在252處，功率放大器106基于功率控制信號(hào)生成RF功率信號(hào)104。在254處，傳感器26探測(cè)電壓V、電流I、反向功率P_REV，和/或前向功率P_FWD并生成相應(yīng)的傳感器信號(hào)33。

在256處，縮放模塊28對(duì)傳感器信號(hào)33進(jìn)行縮放以生成功率反饋信號(hào)34。在258處，第一加法器將功率設(shè)定點(diǎn)信號(hào)36與功率反饋信號(hào)34相加以生成誤差信號(hào)e_fb。在260處，功率控制模塊32基于誤差信號(hào)e_fb生成功率控制信號(hào)

在262處，第一失真模塊44根據(jù)正弦曲線函數(shù)或互相關(guān)函數(shù)確定第一失真值d_t。在264處，第二加法器62基于第一失真值d_t和第一預(yù)定值生成第一校正值c_t。在266處，調(diào)諧控制模塊64基于第一校正值c_t生成功率調(diào)諧值(或第一阻抗調(diào)諧值)

在268處，第二失真模塊70確定幅度的比以生成第二失真值d_l。在270處，第三加法器78基于第二失真值d_l和第二預(yù)定值生成第二校正值c_l。在272處，負(fù)載控制模塊80基于第二校正值c_l生成功率負(fù)載值(或第二阻抗調(diào)諧值)

在274處，第四加法器116基于第一失真值d_t和第二預(yù)定值生成第三(或頻率)校正值c_f。確定RF功率信號(hào)104的頻率f所依據(jù)的頻率校正值c_f(例如不等于0的值)可以基于所使用的正弦曲線函數(shù)。失真的程度定義為頻率f除以由于RF發(fā)生器102上的負(fù)載的阻抗中的改變而導(dǎo)致的正弦函數(shù)中的改變。這可以通過將該失真的程度與不存在擾動(dòng)時(shí)的頻率(例如，當(dāng)頻率校正值c_f等于0)進(jìn)行比較來量化。

在276處，頻率控制模塊118基于第三校正值c_f生成功率頻率值(或第三阻抗調(diào)諧值)(或校正的程度)。對(duì)于給定的電導(dǎo)率圓和對(duì)負(fù)載的電抗的測(cè)得的擾動(dòng)，正弦曲線(或余弦)函數(shù)可以使用增益G_f映射到失真的一步式校正，其中頻率調(diào)諧值等于頻率校正值c_f乘以增益G_f，如等式15所示。

頻率控制模塊118可以利用頻率校正提供高階響應(yīng)，以使失真偏移并最大化功率傳遞。高階響應(yīng)可以是一步式校正方案的代替方案?？梢杂肞ID控制器提供高階響應(yīng)(動(dòng)態(tài)響應(yīng))。

頻率控制模塊118可以實(shí)施兩種方案，即一步式校正方案和頻率控制模塊118的動(dòng)態(tài)響應(yīng)受控的方案。頻率調(diào)諧可以針對(duì)有限帶寬，例如RF電源(例如RF發(fā)生器12或102之一)的中心頻率的±5％的操作來定義。頻率控制模塊118更新頻率以加速通過操作帶寬并會(huì)聚到最大化功率傳遞的頻率調(diào)諧點(diǎn)上。操作帶寬作為中心頻率的函數(shù)被縮放。結(jié)果，頻率控制模塊118的頻率響應(yīng)利用頻率縮放。這允許帶寬規(guī)定的頻率控制模塊118的響應(yīng)的自動(dòng)配置。一種示例帶寬為1.356MHz，據(jù)此提供示于圖9A至圖9D的結(jié)果。

由頻率控制模塊118執(zhí)行的頻率更新可以利用基于操作帶寬的PID系數(shù)(或項(xiàng))使用PID控制器來執(zhí)行。PID系數(shù)被設(shè)置為使得穿越預(yù)定頻率和/或失真值的過調(diào)量最小。基于失真測(cè)量，頻率控制模塊18加速快速通過操作頻帶而沒有相當(dāng)大的過調(diào)。這樣最小化了還原時(shí)間(settling time)的量。對(duì)于例如60MHz的頻率而言，帶寬可以是6MHz。對(duì)PID系數(shù)進(jìn)行縮放以便獲得相同的調(diào)諧時(shí)間性能。例如13.56MHz的PID系數(shù)提供165KHz的最大頻率跳頻。對(duì)60MHz而言，這被縮放大約5，或0.825MHZ，作為最大跳頻。這提供握手伺服自動(dòng)頻率調(diào)諧配置。

在278處，匹配網(wǎng)絡(luò)14基于第一、第二和第三阻抗調(diào)諧值執(zhí)行阻抗匹配。在280處，RF功率從匹配網(wǎng)絡(luò)14提供至負(fù)載16。任務(wù)252可以在任務(wù)280后執(zhí)行。

以上描述的圖3和圖4的任務(wù)意為例示性示例，根據(jù)應(yīng)用，可以依次地、同步地、同時(shí)地、連續(xù)地、在重疊的時(shí)間周期期間或以不同的順序來執(zhí)行這些任務(wù)。而且，根據(jù)實(shí)施方式或事件的進(jìn)展可以不執(zhí)行或跳過任意的任務(wù)。

在接下來的圖5A至圖6C中，針對(duì)電壓和電流傳感器的實(shí)施方式示出示例結(jié)果，其中正弦曲線函數(shù)用于在前饋方案中伺服頻率。圖5A至圖5C示出當(dāng)頻率調(diào)節(jié)開始于功率放大器的預(yù)定頻率操作范圍的低頻率端時(shí)的樣本結(jié)果。圖6A至圖6C示出當(dāng)頻率調(diào)節(jié)開始于功率放大器的預(yù)定頻率操作范圍的高頻率端時(shí)的樣本結(jié)果。

圖5A中示出史密斯圓圖，其示出在頻率范圍的低頻率端初始化時(shí)使用電壓和電流傳感器時(shí)反射系數(shù)Γ的頻率調(diào)諧軌跡300。調(diào)節(jié)頻率使得映射到史密斯圓圖上的反射系數(shù)Γ依從電導(dǎo)率圓302。圖中示出了使用基于來自電壓和電流傳感器的信號(hào)確定的量化失真來對(duì)頻率進(jìn)行調(diào)諧的軌線。頻率初始化示為圓304。執(zhí)行調(diào)諧使得反射系數(shù)Γ會(huì)聚于史密斯圓圖的原點(diǎn)(0,0)處。

圖5B中，示出與圖5A所示頻率調(diào)諧軌跡300相關(guān)的頻率更新的圖被示出。頻率調(diào)節(jié)示于左側(cè)的y軸上，頻率更新示于右側(cè)的y軸上。信號(hào)310是RF功率信號(hào)的頻率。信號(hào)312示出頻率和/或頻率調(diào)諧值中的改變。

圖5C中，示出與圖5B的頻率更新相對(duì)應(yīng)的反射系數(shù)Γ的幅度的改變的圖被示出。頻率信號(hào)310與示出反射系數(shù)Γ的幅度的信號(hào)314一起示出。通過檢查圖5C中的反射系數(shù)Γ的幅度的這些結(jié)果，頻率控制模塊118可以在例如60μs中調(diào)諧到配置的負(fù)載條件。

圖6A中示出史密斯圓圖，其示出在頻率范圍的高頻率端初始化時(shí)使用電壓和電流傳感器時(shí)反射系數(shù)Γ的頻率調(diào)諧軌跡320。在該例中的調(diào)諧時(shí)間為50μs。提供適應(yīng)性改變以改變電導(dǎo)率圓322上的方向從而最終會(huì)聚于原點(diǎn)(0,0)處。頻率初始化示為圓324。

圖6B中示出與圖6A所示頻率調(diào)諧軌跡相關(guān)的頻率更新的圖。頻率調(diào)節(jié)示于左側(cè)的y軸，頻率更新示于右側(cè)的y軸。信號(hào)326是RF功率信號(hào)的頻率。信號(hào)328示出頻率和/或頻率調(diào)諧值中的改變。

圖6C中示出與圖6B的頻率更新相對(duì)應(yīng)的反射系數(shù)的幅度的改變的圖。頻率信號(hào)330與示出反射系數(shù)Γ的幅度的信號(hào)332一起示出。通過檢查圖6C中的反射系數(shù)Γ的幅度的這些結(jié)果，頻率控制模塊118可以在例如50μs中調(diào)諧到配置的負(fù)載條件。

在接下來的圖7A至圖8C中，針對(duì)定向耦合器傳感器實(shí)施方式示出樣本結(jié)果，其中使用與反射系數(shù)相關(guān)的正弦曲線函數(shù)來對(duì)功率放大器的頻率進(jìn)行調(diào)諧。圖7A至圖7C示出當(dāng)頻率調(diào)節(jié)開始于功率放大器的預(yù)定頻率操作范圍的低頻率端時(shí)的樣本結(jié)果。圖8A至圖8C示出當(dāng)頻率調(diào)節(jié)開始于功率放大器的預(yù)定頻率操作范圍的高頻率端時(shí)的樣本結(jié)果。

通過將X指派給前向功率信號(hào)，將Y指派給反向功率信號(hào)，完成從定向耦合器推出的相位信息。在這種情況下，通過復(fù)反射系數(shù)量的余弦函數(shù)來量化失真?？刂破鞯母滤俾屎蛥?shù)保持與之前的仿真相同。將控制器初始化到頻率范圍的低頻率端的結(jié)果示于圖7A至圖7C中，利用高頻率端初始化的結(jié)果示于圖8A至圖8C中。對(duì)于兩種頻率初始化條件而言，自動(dòng)頻率調(diào)諧都發(fā)生在小于15us中。

雖然仿真結(jié)果指示定向耦合器比VI傳感器校正功率損壞要快，但這是控制器參數(shù)的函數(shù)?？刂破鞯膮?shù)出于示范方案的目的來選擇，并沒有針對(duì)特定性能優(yōu)化。用于VI傳感器的前饋控制器可以利用較佳的參數(shù)集合而得到顯著改善。

圖7A中示出史密斯圓圖，其示出在頻率范圍的低頻率端初始化時(shí)使用定向耦合傳感器時(shí)反射系數(shù)Γ的頻率調(diào)諧軌跡350。調(diào)節(jié)頻率使得映射到史密斯圓圖上的反射系數(shù)Γ依從電導(dǎo)率圓352。圖中示出了使用基于來自定向耦合傳感器的信號(hào)確定的量化失真來對(duì)頻率進(jìn)行調(diào)諧的軌線。頻率初始化示為圓354。執(zhí)行調(diào)諧使得反射系數(shù)Γ會(huì)聚于史密斯圓圖的原點(diǎn)(0,0)處。

圖7B中，示出與圖7A所示頻率調(diào)諧軌跡350相關(guān)的頻率更新的圖被示出。頻率調(diào)節(jié)示于左側(cè)的y軸上，頻率更新示于右側(cè)的y軸上。信號(hào)360是RF功率信號(hào)的頻率。信號(hào)362示出頻率和/或頻率調(diào)諧值中的改變。

圖7C中，示出與圖7B的頻率更新相對(duì)應(yīng)的反射系數(shù)Γ的幅度的改變的圖被示出。頻率信號(hào)360與示出反射系數(shù)Γ的幅度的信號(hào)362一起示出。通過檢查圖7C中的反射系數(shù)Γ的幅度的這些結(jié)果，頻率控制模塊118可以在例如16μs中調(diào)諧到配置的負(fù)載條件。

圖8A中示出史密斯圓圖，其示出在頻率范圍的低頻率端初始化時(shí)使用定向耦合傳感器時(shí)匹配網(wǎng)絡(luò)中反射系數(shù)的頻率調(diào)諧軌跡368。調(diào)節(jié)頻率使得映射到史密斯圓圖上的反射系數(shù)Γ依從電導(dǎo)率圓370。圖中示出了使用基于來自定向耦合傳感器的信號(hào)確定的量化失真來對(duì)頻率進(jìn)行調(diào)諧的軌線。頻率初始化示為圓372。執(zhí)行調(diào)諧使得反射系數(shù)Γ會(huì)聚于史密斯圓圖的原點(diǎn)(0,0)處。

圖8B中，示出與圖8A所示頻率調(diào)諧軌跡相關(guān)的頻率更新的圖被示出。頻率調(diào)節(jié)示于左側(cè)的y軸上，頻率更新示于右側(cè)的y軸上。信號(hào)374是RF功率信號(hào)的頻率。信號(hào)376示出頻率和/或頻率調(diào)諧值中的改變。

圖8C中，示出與圖8B的頻率更新相對(duì)應(yīng)的反射系數(shù)的幅度的改變的圖被示出。頻率信號(hào)374與示出反射系數(shù)Γ的幅度的信號(hào)378一起示出。通過檢查圖8C中的反射系數(shù)Γ的幅度的這些結(jié)果，頻率控制模塊118可以在例如8μs中調(diào)諧到配置的負(fù)載條件。

雖然以上提供的仿真結(jié)果指示使用定向耦合器的實(shí)施方式比電壓和電流傳感傳感器實(shí)施方式提供更快的更新速率，但這些更新速率是控制參數(shù)的函數(shù)?？梢孕薷目刂茀?shù)使得電壓和電流傳感器實(shí)施方式提供更快的更新速率。而且，雖然示于圖5A、圖6A、圖7A和圖8A中的電導(dǎo)率圓300、322、352、370不是完美圓，但它們都具有圓形路徑因此稱之為圓。

針對(duì)可反轉(zhuǎn)的和不穩(wěn)定的負(fù)載的設(shè)定點(diǎn)調(diào)節(jié)

現(xiàn)在參見圖2和圖10，示出頻率調(diào)諧至?xí)埸c(diǎn)的史密斯圓圖被示出。第二輸入模塊114被配置為反轉(zhuǎn)頻率更新方向并調(diào)節(jié)失真設(shè)定點(diǎn)。第二輸入模塊114指示失真的設(shè)定點(diǎn)。加法器116計(jì)算測(cè)得的失真與該設(shè)定點(diǎn)之間的差以產(chǎn)生校正項(xiàng)c_t。如果測(cè)得的失真為cosΘ，則將失真設(shè)定點(diǎn)設(shè)置為等于1。如果測(cè)得的失真為sinΘ，則將失真設(shè)定點(diǎn)設(shè)置為0。失真設(shè)定點(diǎn)用于反轉(zhuǎn)頻率更新并用于不穩(wěn)定的負(fù)載。

反轉(zhuǎn)頻率更新方向

圖10中，基于任意電導(dǎo)率圓402的量化失真針對(duì)由箭頭400示出的頻率調(diào)諧方向示出頻率調(diào)諧。作為該圖中的疊層，正弦函數(shù)和頻率更新的暗含的方向用箭頭400指示。當(dāng)sinΘ>0時(shí)，頻率控制模塊118通過增大頻率來更新功率源(例如圖1和圖2的RF功率系統(tǒng)10或100)的頻率。當(dāng)sinΘ<0，頻率控制模塊118降低功率源的頻率。在例如13.3-14.2MHz的頻率范圍內(nèi)(如圖11所示)，將會(huì)如所述發(fā)生頻率調(diào)諧操作。對(duì)于sinΘ>0的失真值，增大頻率直至sinΘ＝0。如果失真sinΘ<0，則降低頻率直至sinΘ＝0。對(duì)所示的例子而言，sinΘ＝0時(shí)的頻率為13.9MHz。在13.9MHz處，失真被完全校正且功率傳遞被最大化。

指向性反轉(zhuǎn)處存在一范圍。在該范圍中，第二輸入模塊114調(diào)節(jié)設(shè)定點(diǎn)來反轉(zhuǎn)指向性。從以上的例子繼續(xù)，反轉(zhuǎn)指向性的示例范圍為12.88-13.3MHz。當(dāng)頻率為12.88-13.3MHz時(shí)，sinΘ失真小于0且頻率被降低。通過在該頻率范圍中降低，頻率移離會(huì)聚頻率調(diào)諧設(shè)定點(diǎn)。在這種情況下，方向被反轉(zhuǎn)且失真會(huì)相應(yīng)地降低，直至在13.3MHz處sinΘ＝0。在該頻率處，(匹配網(wǎng)絡(luò)的)阻抗Z和反射系數(shù)Γ映射到電導(dǎo)率圓402的外部的點(diǎn)上。即使這滿足sinΘ的失真標(biāo)準(zhǔn)，但不會(huì)使功率傳遞最大化，因?yàn)闅w一化的阻抗|Z|不會(huì)產(chǎn)生(或不等于)傳輸線路阻抗。為了解決該頻率范圍，第二輸入模塊11調(diào)節(jié)設(shè)定點(diǎn)使得頻率方向反轉(zhuǎn)，并且伺服頻率不會(huì)產(chǎn)生非優(yōu)化(或非預(yù)定的)頻率。圖11中針對(duì)13.3-14.2MHz的頻率范圍示出示例cosθ、sinθ、反射系數(shù)的相位角∠Γ、歸一化阻抗|Z|、實(shí)和虛阻抗項(xiàng)圖。

不穩(wěn)定的負(fù)載

不管RF功率源的操作帶寬中的頻率如何，不穩(wěn)定的負(fù)載定義為不在史密斯圓圖的反射系數(shù)接近于零的中央附近的負(fù)載。在這種情況下，可以使用作為RF功率源的操作帶寬中的頻率f的函數(shù)(或z(f))的阻抗z，在史密斯圓圖中任意地表示RF功率源的負(fù)載。在這種情形中，可能不存在Θ＝0。然而，在這種約束下，頻率可服務(wù)于最大化功率傳遞。這可以通過經(jīng)由第二輸入模塊114調(diào)節(jié)預(yù)定設(shè)定點(diǎn)直至sinΘ或cosΘ滿足更新的頻率設(shè)定點(diǎn)來完成。

上述方案將頻率的伺服自動(dòng)頻率調(diào)諧(AFT)與功率調(diào)整耦合，這與將這些任務(wù)執(zhí)行為分離的功能不同。相對(duì)于傳統(tǒng)的定向或?qū)蛩阉鞣椒?，伺服AFT方案提供減少的算法復(fù)雜度。導(dǎo)向搜索可以用進(jìn)程和精細(xì)調(diào)諧模式來定義以控制多個(gè)頻率調(diào)諧通過。通過使用正弦曲線函數(shù)，獲得定量失真測(cè)量值，并且根據(jù)測(cè)得的失真，發(fā)生頻率更新直至?xí)墼O(shè)定點(diǎn)。這允許針對(duì)相干控制的功率調(diào)整和頻率調(diào)諧的聯(lián)合。

現(xiàn)在參見圖9A至圖9D，示例頻率更新和重復(fù)圖與相應(yīng)失真改變圖一起示出。圖9A和圖9B致力于當(dāng)RF功率源(例如，圖2的RF功率系統(tǒng)100)的頻率從13.54MHz的調(diào)諧頻率調(diào)整220KHz時(shí)的第一示例。更新的頻率u和重復(fù)頻率f示于圖9A中。sin(Θ)的實(shí)際的和離線的(即理論或仿真的)失真值示于圖9B中。

圖9C和圖9D致力于當(dāng)RF功率源(例如圖2的RF功率系統(tǒng)100)的頻率從13.54MHz的調(diào)諧頻率調(diào)節(jié)420KHz時(shí)的第二示例。更新的頻率u和重復(fù)頻率f示于圖9C中。sin(Θ)的實(shí)際的和離線的失真值示于圖9D中。

圖9A至圖9D的圖示出針對(duì)等離子體系統(tǒng)的伺服AFT。伺服AFT通過交叉共用的中斷與功率調(diào)整合并。中斷可以每10μs發(fā)生一次。功率放大器(例如圖2的功率放大器106)的功率調(diào)整即使在中斷期間也通過功率控制模塊(例如，圖2的功率控制模塊32)執(zhí)行。伺服AFT在奇數(shù)次中斷期間處理。在兩個(gè)示例中，頻率在5-6個(gè)中斷內(nèi)還原到還原點(diǎn)(settling point)。通過交叉功率調(diào)整和伺服AFT中斷，調(diào)諧時(shí)間在100μs的范圍內(nèi)。由于使用PID控制器，因此調(diào)諧持續(xù)時(shí)間在需要穿越調(diào)諧或操作帶寬的30％的第一示例和第二示例之間不會(huì)改變。提供sin(Θ)的離線計(jì)算來驗(yàn)證實(shí)際sin(Θ)值的精確性。

在上述實(shí)施方式中，使用前饋控制提供伺服控制技術(shù)以調(diào)整靈活的RF功率源的調(diào)諧來優(yōu)化動(dòng)態(tài)負(fù)載狀況下的功率傳送。伺服控制技術(shù)提供快速更新速率，并且在幾個(gè)微秒內(nèi)實(shí)現(xiàn)功率傳遞狀況的最大化的調(diào)諧。快速調(diào)諧在RF功率源中功率耗散較少，對(duì)相關(guān)的電-機(jī)械元件的磨損較小的情況下，改進(jìn)了RF功率系統(tǒng)的可靠性。前饋控制利用減少的量化失真提供了產(chǎn)生更大的控制靈敏度的測(cè)量(或計(jì)算)結(jié)果。

這些技術(shù)通過可預(yù)測(cè)的響應(yīng)提供閉式解，這些可預(yù)測(cè)的響應(yīng)不是基于試探式搜索方法的特征。這些技術(shù)還提供由功率放大器生成的RF脈沖波形的相干控制。由于可以使用電壓和電流傳感器和/或定向耦合器傳感器，因此這些技術(shù)不隨RF傳感器的類型而變化。盡管提供數(shù)字采樣技術(shù)更新速率快于機(jī)械式可調(diào)諧元件，但仍提供模擬技術(shù)。這些技術(shù)包括實(shí)時(shí)(或者在功率放大器生成RF功率信號(hào)時(shí))使用矢量計(jì)算的正弦函數(shù)的直接測(cè)量。執(zhí)行矢量計(jì)算包括確定傳感器信號(hào)的幅度，以提供調(diào)諧指向性，這防止在不適當(dāng)?shù)姆较蛏险{(diào)諧。傳感器信號(hào)是功率的變量并且直接與頻率相關(guān)。

用于調(diào)節(jié)頻率的PID控制器或頻率控制模塊118的PID項(xiàng)也可根據(jù)功率放大器(例如功率放大器20)和整體RF功率傳送系統(tǒng)(例如RF功率系統(tǒng)10和100之一)的設(shè)計(jì)適應(yīng)性改變。RF功率源(例如，RF發(fā)生器12、102之一)或功率傳送系統(tǒng)內(nèi)的部件可以由df/dt(或可在一時(shí)間段內(nèi)發(fā)生的頻率改變的量)限制。PID項(xiàng)可以形成以保護(hù)RF功率傳送系統(tǒng)、RF功率傳送系統(tǒng)的部件和子系統(tǒng)，和/或增強(qiáng)RF功率傳送系統(tǒng)和/或RF功率傳送系統(tǒng)的部件或子系統(tǒng)的可靠性和性能。

因此，在大的調(diào)諧范圍，可以將PID項(xiàng)設(shè)置為限制頻率更新的比例(改變量)。由于減小頻率更新的大小需要更多的頻率更新并延長(zhǎng)頻率調(diào)諧時(shí)間，因此這會(huì)不經(jīng)意間妨礙性能。當(dāng)對(duì)頻率調(diào)諧以提供局部阻抗區(qū)域中的阻抗(即，阻抗設(shè)定點(diǎn)的預(yù)定范圍內(nèi)的阻抗，和/或與失真設(shè)定點(diǎn)或預(yù)定的失真范圍相關(guān)的預(yù)定范圍內(nèi)的阻抗)時(shí)，提供不同的控制模塊(或控制器)響應(yīng)?？梢杂纱_定的失真(例如正弦曲線函數(shù))量化阻抗區(qū)域。如果失真由于局部阻抗點(diǎn)而減小，則控制模塊性能被立即更新以改變頻率調(diào)諧校正時(shí)間。

廣義上來說，可以使用兩個(gè)控制模塊響應(yīng)，響應(yīng)A和響應(yīng)B?？刂颇K響應(yīng)A用于通過適當(dāng)?shù)乜s放頻率更新來限制頻率更新的比例。該響應(yīng)表示超出最大絕對(duì)值的失真。如果失真小于最大絕對(duì)值，則用控制模塊響應(yīng)B快速會(huì)聚。控制模塊響應(yīng)B提供快于控制模塊響應(yīng)A的會(huì)聚速率的會(huì)聚速率。在一種實(shí)施方式中，PID項(xiàng)被替換以便提供控制模塊響應(yīng)A和B?？梢曰谔綔y(cè)到(或測(cè)量到)的失真來選擇控制模塊響應(yīng)。

上述技術(shù)可以包括使用單個(gè)RF傳感器，這與傳統(tǒng)RF功率系統(tǒng)中使用兩個(gè)RF傳感器不同。例如，確定電壓和電流輸出信號(hào)之間的相位差的傳統(tǒng)RF功率系統(tǒng)通常包括兩個(gè)RF傳感器，以便確定電壓和電流輸出信號(hào)中的每一個(gè)的相位。由于不使用上述技術(shù)確定相位差且可以使用單個(gè)RF傳感器來確定功率放大器的電壓和電流輸出，因此可以使用單個(gè)RF傳感器。而且，由于相位差不用確定，因此與校準(zhǔn)相位差相關(guān)的挑戰(zhàn)得以避免。

前饋控制提供與由功率控制模塊提供的反饋控制相干以及與與RF發(fā)生器和/或匹配網(wǎng)絡(luò)的負(fù)載相關(guān)的動(dòng)態(tài)相干的綜合性能。這不會(huì)由試探式方法和其他傳統(tǒng)方案提供。

上述的伺服自動(dòng)頻率技術(shù)的一個(gè)基礎(chǔ)在于通過更新靈活頻率RF功率源來校正測(cè)得的功率失真。上述方法可以基于史密斯圓圖中的單位電導(dǎo)率圓來展開。這方便地在±π的范圍內(nèi)遍歷sin(Θ)。因此，正弦函數(shù)范圍為±1，使得操作帶寬頻率限制被指派相應(yīng)的頻率限制(例如對(duì)最小的頻率而言為+1，對(duì)最大的頻率而言為-1)。

存在與傳輸線路理論及其相應(yīng)處理相關(guān)的影響。在傳輸線路理論中，由源看到的阻抗受傳輸線路的長(zhǎng)度L的影響。對(duì)任意的終止阻抗zL，對(duì)非損耗線纜，源處的阻抗z將具有這樣的相位：其將根據(jù)傳輸線路長(zhǎng)度的變量L的函數(shù)(例如，z＝zLe^jβL)而變化，其中β是頻率(rad/s)與波傳播的速度(m/s)的比。傳輸線路對(duì)阻抗的影響的效果可以從圖12中容易得看到。圖12示出阻抗隨線纜長(zhǎng)度和影響的相應(yīng)校正的變化。操作帶寬的最小頻率與圖中的方框符號(hào)相關(guān)。圖中的圓圈符號(hào)與到達(dá)最大和/或確定的功率傳遞的調(diào)諧頻率相關(guān)。

圖12中，跡線410提供阻抗作為頻率的函數(shù)。隨著頻率增大，阻抗的虛部的軌線隨著增大的頻率先是增大然后減小。在零交叉點(diǎn)處，出現(xiàn)最優(yōu)功率傳遞，其中sin(θ＝0)，其中sin(θ)是定量功率失真測(cè)量值。出現(xiàn)sin(θ＝0)＝0處的頻率是用于實(shí)現(xiàn)最大功率傳遞的調(diào)諧頻率。該阻抗軌線對(duì)應(yīng)于史密斯圓圖的單位電導(dǎo)率圓，并展示出理想的情形。當(dāng)sin(θ)>0時(shí)，增大頻率。類似地，當(dāng)sin(θ)<0時(shí)，減小頻率。這提供了一種用來伺服頻率以通過找到滿足sin(θ＝0)＝0時(shí)的調(diào)諧頻率來實(shí)現(xiàn)最優(yōu)功率傳遞的系統(tǒng)方法。

對(duì)于非理想情形，改變線纜長(zhǎng)度會(huì)使通過史密斯圓圖的阻抗旋轉(zhuǎn)。通過適當(dāng)增大或減小線纜長(zhǎng)度，正弦曲線函數(shù)sin(θ)可以成為單側(cè)的。例如，通過適當(dāng)?shù)卦龃缶€纜長(zhǎng)度，正弦曲線函數(shù)可以僅取0和π之間的值。將線纜長(zhǎng)度減少同樣的量會(huì)使函數(shù)sin(θ)僅具有0和-π之間的值。在這些例子中，最大頻率與最小頻率具有類似的值。在sin(θ)要么包括正值要么包括負(fù)值的意義上來說，函數(shù)sin(θ)是單側(cè)的。在理想情形中，函數(shù)sin(θ)不是雙側(cè)的。

對(duì)于理想情況和非理想情況，作為頻率的函數(shù)的功率失真示于圖13中。圖13中，針對(duì)理想情況(z T)用沿單位電導(dǎo)率圓的阻抗軌線、針對(duì)非理想情況用相應(yīng)校正(znT ROT)，示出功率失真(y軸)對(duì)頻率的圖。圖12和圖13中的z T跡線對(duì)應(yīng)于理想情況單位電導(dǎo)率的相同阻抗并且是雙側(cè)的。

通過增大線纜長(zhǎng)度，出現(xiàn)非理想情況：阻抗軌線脫離與單側(cè)函數(shù)對(duì)應(yīng)的單位電導(dǎo)率圓。這在圖12和圖13中均通過主要具有小于0的值的z nT展示。在這種情況下，上述控制模塊中的校正功率失真的那個(gè)控制模塊不具有期望的指向性。對(duì)于不是sin(θ＝0)＝0處的調(diào)諧頻率的頻率，正弦曲線函數(shù)是負(fù)的。這種情況可以通過改變線纜長(zhǎng)度來校正，但這對(duì)使用伺服頻率控制的實(shí)施方式有不希望的限制。這可以通過由控制模塊執(zhí)行的用以確定合適的旋轉(zhuǎn)以便應(yīng)用于測(cè)得的阻抗以在單位電導(dǎo)率圓上的布置的自動(dòng)化進(jìn)程校正。

再次參見圖12，可以確定相位旋轉(zhuǎn)，以便消除使阻抗軌線移離單位電導(dǎo)率圓并形成單側(cè)功率失真函數(shù)的線纜長(zhǎng)度缺陷。非理想的測(cè)量阻抗軌線z nT移到復(fù)平面的0,0坐標(biāo)，由跡線z nT TRANS指示。然后該函數(shù)被旋轉(zhuǎn)相位角φ以形成圖中的znT TRANS ROT，并反轉(zhuǎn)平移以創(chuàng)建最后結(jié)果z nT ROT。這種校正通過z nT ROT形成圖13中看到的雙側(cè)函數(shù)。數(shù)學(xué)上，將該校正描述為z＝z_Le^jβLe^jφ。

可以以多種形式實(shí)施本公開的廣泛教導(dǎo)。因此，雖然本公開包括特定示例，但本公開的真正范圍不應(yīng)受此限制，因?yàn)閷?duì)本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來說，通過研究附圖、說明書及所附的權(quán)利要求書，其它的修改將變得顯而易見。