本發(fā)明涉及功率放大電路。

背景技術(shù)：

近年來，伴隨以通信和雷達(dá)為代表的無線技術(shù)的應(yīng)用增加，頻率在迅速地緊迫。作為用于緩和頻率緊迫的一個(gè)解決方案，例如有利用毫米波頻段。在無線裝置中，已在開始毫米波頻段的利用。例如，60ghz頻段利用于毫米波通信，79ghz頻段利用于毫米波雷達(dá)。因此，在期待更高的頻率即超100ghz的頻段的有效利用。使用了超100ghz的頻段的無線裝置比以往的使用毫米波頻段的無線裝置可占有寬頻帶。因此，即使在能夠?qū)崿F(xiàn)更高速的通信和高分辨率的雷達(dá)這樣的觀點(diǎn)來看，使用了超100ghz的頻段的無線裝置也引人注目。因此，預(yù)期以超100ghz動(dòng)作的無線ic今后將廣為普及。

在研發(fā)以超100ghz可動(dòng)作的無線ic時(shí)，無線ic的構(gòu)成要素即功率放大電路，例如，在輸入電路或輸出電路單元中，使用電感器等的無源元件。電感器的性能以所謂的q值指標(biāo)表示。為了功率放大電路的增益提高，功率放大電路被要求較高的q值的電感器。作為使q值提高的結(jié)構(gòu)，非專利文獻(xiàn)1中公開的結(jié)構(gòu)已眾所周知。

現(xiàn)有技術(shù)文獻(xiàn)

非專利文獻(xiàn)

非專利文獻(xiàn)1：“q-enhanced1.9ghztunedcmosrfamplifier”ietelectronicsletters，vol.32，issue：5，feb1996

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

可是，要在超100ghz的頻帶中使q值提高，在上述非專利文獻(xiàn)1所公開的結(jié)構(gòu)中并不足夠。

本發(fā)明的一方式提供使q值提高、能夠提高功率增益的功率放大電路。

本發(fā)明的一方式的功率放大電路包括：進(jìn)行輸入信號(hào)的功率放大的n(n為2以上的整數(shù))個(gè)功率放大電路核；連接到所述n個(gè)功率放大電路核的n個(gè)電感器；以及生成用于補(bǔ)償所述n個(gè)電感器的功率損耗的跨導(dǎo)(gm)的環(huán)形振蕩器型gm生成電路。

根據(jù)本發(fā)明的一方式，使q值提高，能夠提高功率增益。

從說明書和附圖中將清楚本發(fā)明的一方式中的更多的優(yōu)點(diǎn)和效果。這些優(yōu)點(diǎn)和/或效果可以由幾個(gè)實(shí)施方式和說明書及附圖所記載的特征來分別提供，不必為了獲得一個(gè)或一個(gè)以上的特征而提供全部特征。

附圖說明

圖1表示以往的功率放大電路的結(jié)構(gòu)。

圖2表示裝載了以往的q值補(bǔ)償電路的功率放大電路的結(jié)構(gòu)。

圖3表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的功率放大電路的結(jié)構(gòu)例子。

圖4表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的輸出電路核的第1結(jié)構(gòu)例子。

圖5表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的輸出電路核的第2結(jié)構(gòu)例子。

圖6表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的gm生成電路核的第1結(jié)構(gòu)例子。

圖7表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的gm生成電路核的第2結(jié)構(gòu)例子。

圖8表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的gm生成電路核的第3結(jié)構(gòu)例子。

圖9表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的gm生成電路核的第4結(jié)構(gòu)例子。

圖10表示本發(fā)明的實(shí)施方式2的功率放大電路的結(jié)構(gòu)例子。

圖11表示本發(fā)明的實(shí)施方式3的功率放大電路的結(jié)構(gòu)例子。

具體實(shí)施方式

(完成本發(fā)明的經(jīng)過)

首先，說明完成本發(fā)明的經(jīng)過。本發(fā)明涉及在超過100ghz的頻帶中動(dòng)作的功率放大電路。

無線ic以半導(dǎo)體作為材料來制造，作為無線ic的制造方法之一有cmos工藝。用cmos工藝制造的晶體管(無線ic)與用其它工藝制造的晶體管比較，無線頻率性能差，難以在無線頻率中得到功率增益，但另一方面，集成度高，適宜小型化及低成本。而且，以微細(xì)cmos工藝制造的晶體管理論上甚至超100ghz也可動(dòng)作。因此，使用cmos工藝，以超100ghz可動(dòng)作的無線ic的研發(fā)令人期待。

在研發(fā)以超100ghz可動(dòng)作的無線ic時(shí)，即使為了設(shè)計(jì)無線ic的構(gòu)成要素即功率放大電路而使用微細(xì)cmos工藝，用于實(shí)現(xiàn)超100ghz的動(dòng)作的設(shè)計(jì)余量也較小。因此，為了即使受到pvt(process，voltage，andtemperature；工藝、電壓及溫度)偏差等造成的特性劣化的影響也使無線ic穩(wěn)定地工作，需要功率放大電路的高增益技術(shù)的研發(fā)。

圖1表示以往的功率放大電路的結(jié)構(gòu)。在圖1中，功率放大電路包括：輸入晶體管1001；輸入電路1002；以及輸出電路1003。再有，圖1表示對(duì)于一個(gè)輸入晶體管1001，分別被連接了輸入電路1002和輸出電路1003的單端式的結(jié)構(gòu)。但是，還存在對(duì)于2個(gè)輸入晶體管分別具有輸入電路及輸出電路的差動(dòng)式的結(jié)構(gòu)。在差動(dòng)式的功率放大電路的情況下，在各自的輸入晶體管中被輸入極性不同的信號(hào)。

在圖1中，在輸入電路1002及輸出電路1003上分別連接負(fù)載。對(duì)于輸入電路1002及輸出電路1003的負(fù)載，共軛匹配平衡的情況下，功率放大電路的功率增益理論上為最大值。理論上的最大功率增益被稱為最大有效增益(maximumavailablegain：mag)。即，在功率放大電路的設(shè)計(jì)中，在制定設(shè)計(jì)余量后被要求提高mag。

普通的功率放大電路，在輸入電路及輸出電路單元中，例如使用電感器作為無源元件。理想的電感器是具有所謂電感l(wèi)的1個(gè)參數(shù)的元件。由于此原因，在理想的電感器中不發(fā)生功率損耗。可是，實(shí)際的電感器具有串聯(lián)寄生電阻r作為電感l(wèi)以外的參數(shù)。因此，在電感器中發(fā)生功率損耗，作為結(jié)果，在普通的功率放大電路中，mag下降。

此外，電感器的性能以所謂的q值的指標(biāo)表示。通過ωl/r定義q值。因此，串聯(lián)寄生電阻r越小，q值越高，在電感器中功率損耗越小。超100ghz的頻帶中使用的晶體管本來具有較低的mag，所以需要提高電感器的q值。

作為使q值提高的功率放大電路的結(jié)構(gòu)的一例，圖2表示非專利文獻(xiàn)1的結(jié)構(gòu)。非專利文獻(xiàn)1所公開的功率放大電路是差動(dòng)式的功率放大電路，包括：2個(gè)輸入晶體管1101、1102；輸入電路1103；以及輸出電路1104。此外，輸出電路1104包括：電感器1105、1106；電容1107、1108；交叉耦合振蕩器型gm生成電路1109；以及共源共柵晶體管1110、1111。

在圖2中，在著眼于包含電感器1105、1106、電容1107、1108、交叉耦合振蕩器型gm生成電路1109的結(jié)構(gòu)的情況下，功率放大電路的結(jié)構(gòu)與交叉耦合型振蕩電路是同樣的。交叉耦合型振蕩電路的振蕩通過交叉耦合振蕩器型gm生成電路的跨導(dǎo)(gm)的作用而抵消電感器的寄生電阻的產(chǎn)生。非專利文獻(xiàn)1中的功率放大電路應(yīng)用該現(xiàn)象。具體地說，通過交叉耦合振蕩器型gm生成電路109的gm使電感器1105、1106的寄生電阻的有效電阻值下降，由此使電感器1105、1106的q值提高。非專利文獻(xiàn)1中的使q值提高的技術(shù)被稱為“q增強(qiáng)(qenhancement)”，為了無源元件的性能改善而被廣泛使用。

可是，要在構(gòu)成gm生成電路的晶體管的最大振蕩頻率(fmax)附近改善電感器的q值，要求使晶體管的輸入和輸出之間的相位差成為適當(dāng)?shù)闹怠Ｔ诔?00ghz的頻帶中，因晶體管的最大振蕩頻率(fmax)的值，用于q值改善的合適的相位差變化?？墒?，在非專利文獻(xiàn)1所公開的交叉耦合振蕩器型gm生成電路的結(jié)構(gòu)中，未考慮有關(guān)晶體管的輸入和輸出之間的相位差，難以將相位差設(shè)定為適當(dāng)?shù)闹怠?/p>

鑒于這樣的情況，在本發(fā)明的一方式中，說明有關(guān)可在fmax附近的頻率中的q增強(qiáng)(enhancement)的gm生成電路的結(jié)構(gòu)以及使用該結(jié)構(gòu)的功率放大電路。

以下，參照附圖詳細(xì)地說明本發(fā)明的實(shí)施方式。再有，以下說明的各實(shí)施方式是一例，本發(fā)明沒有被限定于這些實(shí)施方式。

(實(shí)施方式1)

[功率放大電路的結(jié)構(gòu)]

圖3是表示實(shí)施方式1的功率放大電路109的結(jié)構(gòu)例子的圖。圖3所示的功率放大電路109包括：n(n為2以上的整數(shù))個(gè)功率放大電路核104-1～104-n；環(huán)形振蕩器型gm生成電路108；以及n個(gè)電感器106-1～106一n。

功率放大電路核104-1進(jìn)行輸入信號(hào)vin的功率放大。具體地說，功率放大電路核104-1包括：輸入晶體管101—1；連接到輸入晶體管101—1的輸入端子的輸入電路102-1；以及連接到輸入晶體管101-1的輸出端子的輸出電路核103-1。

其它的功率放大電路核104-2～104-n與功率放大電路核104-1具有同樣的結(jié)構(gòu)(未圖示)。

此外，在實(shí)施方式中，n個(gè)功率放大電路核104-1～104-n被多級(jí)連接。具體地說，輸入信號(hào)vin被輸入到第1級(jí)的功率放大電路核104-1的輸入端子。前級(jí)的功率放大電路核104-(x-1)的輸出被輸入到第x級(jí)(x＝2～n)的功率放大電路核104-x的輸入端子。輸出信號(hào)vout從第n級(jí)的功率放大電路核104-n的輸出端子輸出。

在電感器106-1～106-n的每一個(gè)中，一個(gè)端子連接到對(duì)應(yīng)的功率放大電路核104內(nèi)的輸出電路核103，另一個(gè)端子連接到電源vddosc的端子(gm生成電路用電源端子)105。將電感器106-1～106-n的電感分別表示為lg1、lg2、…、lgn。

環(huán)形振蕩器型gm生成電路108由連接為環(huán)形n級(jí)的gm生成電路核107-1～107-n構(gòu)成。環(huán)形振蕩器型gm生成電路108生成用于補(bǔ)償連接到功率放大電路核104的電感器106的功率損耗的gm。具體地說，第x級(jí)(x＝1～n)的gm生成電路核107-x的輸出端子連接到第(x+1)級(jí)的gm生成電路核107-(x+1)的輸入端子。第n級(jí)(即，x＝n)的gm生成電路核107-n的輸出端子連接到第1級(jí)(x＝1)的gm生成電路核107-1的輸入端子。

此外，gm生成電路核107-1～107-n的每一個(gè)連接到對(duì)應(yīng)的電感器106的輸出電路核103的連接側(cè)的端子。即，在圖3中，各gm生成電路核107-x與通過各gm生成電路核107-x被補(bǔ)償功率損耗的各電感器106-x和連接了各電感器106-x的各功率放大電路核104-x連接。

環(huán)形振蕩器型gm生成電路108通過包含gm生成電路核107-1～107-n的n級(jí)的環(huán)形振蕩器的結(jié)構(gòu)，能夠?qū)⑤斎牒洼敵鲋g的相位差設(shè)為k×2π/n(k為整數(shù))。通過調(diào)整n的值(gm生成電路核107的級(jí)數(shù))，對(duì)象的gm生成電路核107-x和其后級(jí)的gm生成電路核107-(x+1)之間的相位差成為用于生成在最大振蕩頻率(fmax)附近的合適的gm的最佳的相位差。

功率放大電路109通過調(diào)整gm生成電路核107的級(jí)數(shù)n來適當(dāng)?shù)卦O(shè)定相位差，能夠使在fmax附近的電感器106的寄生電阻的有效電阻值降低。因此，功率放大電路109能夠提高電感器106-x的q值，所以可使fmax附近的q增強(qiáng)。

如以上，實(shí)施方式1的功率放大電路109通過環(huán)形振蕩器型gm生成電路108，補(bǔ)償連接到功率放大電路核104的電感器106的功率損耗。由此，通過構(gòu)成環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的gm生成電路核107的級(jí)數(shù)n的調(diào)整，能夠?qū)?gòu)成gm生成電路核107的晶體管的輸入和輸出之間的相位差設(shè)定為適當(dāng)?shù)闹?。因此，根?jù)實(shí)施方式1，即使超100ghz的頻帶，功率放大電路109也能夠根據(jù)振蕩頻率設(shè)定適當(dāng)?shù)南辔徊睿约词乖趂max附近也使電感器106的q值提高，能夠提高mag。

接著，說明輸出電路核103的結(jié)構(gòu)例子。再有，在以下，作為一例，說明功率放大電路核104—1內(nèi)的輸出電路核103—1的結(jié)構(gòu)。

[輸出電路核的第1結(jié)構(gòu)例子(圖4)]

圖4所示的輸出電路核103—1包括連接到輸入晶體管101—1(圖3)的漏極部的輸出電路網(wǎng)201(阻抗網(wǎng)絡(luò))。輸出電路網(wǎng)201例如通過無源元件或有源元件的組合構(gòu)成。

此外，輸出電路網(wǎng)201的端子(電感器連接端子)110—1連接到電感器106—1(圖3)。由此，從端子110—1供給對(duì)功率放大電路核104—1上施加的電壓。此外，輸出電路核103-1中，端子111-1開路。由此，對(duì)輸出電路核103-1的電源與gm生成電路107為共同的，所以能夠減小輸出電路核103-1的芯片面積。

[輸出電路核的第2結(jié)構(gòu)例子(圖5)]

圖5所示的輸出電路核103-1包括晶體管301(共源共柵晶體管)和輸出電路網(wǎng)302(阻抗網(wǎng)絡(luò))。晶體管301的源極部和輸入晶體管101-1(圖3)的漏極部連接。晶體管301的漏極部和輸出電路網(wǎng)302連接。

再有，在輸入晶體管101-1為nmos晶體管的情況下，晶體管301也為nmos晶體管。輸出電路網(wǎng)302通過無源元件和有源元件的組合構(gòu)成。此外，輸出電路網(wǎng)的端子(功率放大電路核用電源端子)111-1連接到電源vddamp。從端子111-1供給對(duì)功率放大電路核104-1施加的電壓。

此外，晶體管301的柵極部連接到電感器106-1(圖3)。由此，功率放大電路核104-1中，除晶體管101-1以外，晶體管301也具有功率放大作用，能夠提高mag。再有，對(duì)功率放大電路核104-1供給的電源，也可以與對(duì)電感器106-1供給的電源是共同的。

以上，說明了輸出電路核103的結(jié)構(gòu)例子。

接著，說明gm生成電路核107的結(jié)構(gòu)例子。再有，在以下，作為一例，說明gm生成電路核107-1的結(jié)構(gòu)。再有，在表示后述的第1結(jié)構(gòu)例子～第4結(jié)構(gòu)例子的gm生成電路核107-1的結(jié)構(gòu)的圖6～圖9中，對(duì)同一結(jié)構(gòu)附加同一標(biāo)號(hào)，省略重復(fù)的說明。

[gm生成電路核的第1結(jié)構(gòu)例子(圖6)]

圖6所示的gm生成電路核107-1包括：晶體管401(gm生成晶體管)；阻抗電路402；以及電容403。

阻抗電路402通過電阻、電感器、或傳輸線路、或它們的組合構(gòu)成。此外，阻抗電路402及電容403連接到晶體管401的柵極。此外，gm生成電路核107-n的輸出從端子110-n輸入到gm生成電路核107-1。gm生成電路核107-1的輸出從端子110-1輸出到gm生成電路核107-2。

此外，在gm生成電路核107-1中，根據(jù)從端子(電流調(diào)整端子)112-1輸入的第1控制信號(hào)即信號(hào)vb1的值，晶體管401的柵極電位被設(shè)定，晶體管401中流動(dòng)的電流受到控制。第1結(jié)構(gòu)例子的gm生成電路核107-1通過晶體管401中流動(dòng)的電流值，可進(jìn)行改善q值的頻率的控制。此外，端子(可變電容調(diào)整端子)113-1開路。

[gm生成電路核的第2結(jié)構(gòu)例子(圖7)]

圖7所示的gm生成電路核107-1是，在第1結(jié)構(gòu)例子的結(jié)構(gòu)(圖6)中，追加了可變電容504的結(jié)構(gòu)。

可變電容504連接到晶體管401的漏極。此外，可變電容504的電容值根據(jù)從端子(可變電容調(diào)整端子)113-1輸入的第2控制信號(hào)即信號(hào)vt1的值，受到控制。輸入到端子113-1的信號(hào)vt1可以是模擬值，也可以是數(shù)字值。

第2結(jié)構(gòu)例子的gm生成電路核107-1通過信號(hào)vb1的值產(chǎn)生的晶體管401中流動(dòng)的電流值和信號(hào)vt1的值產(chǎn)生的可變電容504的電容值，可進(jìn)行改善q值的頻率的控制，與第1結(jié)構(gòu)例子比較，可調(diào)整的頻率范圍擴(kuò)寬。

[gm生成電路核的第3結(jié)構(gòu)例子(圖8)]

圖8所示的gm生成電路核107-1是，在第2結(jié)構(gòu)例子的結(jié)構(gòu)(圖7)中追加了傳輸線路605、606的結(jié)構(gòu)。

傳輸線路605(輸入傳輸線路)中，一方連接到晶體管401的柵極，另一方連接到阻抗電路402。傳輸線路606(輸出傳輸線路)中，一方連接到晶體管401的漏極，另一方連接到端子110-1。

第3結(jié)構(gòu)例子的gm生成電路核107-1通過調(diào)整傳輸線路605、606的長(zhǎng)度，設(shè)定晶體管401的輸入和輸出之間的相位差、振幅差。由此，與第2結(jié)構(gòu)例子比較，第3結(jié)構(gòu)例子能夠在規(guī)定的頻率產(chǎn)生最佳的相位差、振幅差，所以能夠提高規(guī)定的頻率下的跨導(dǎo)gm。

[gm生成電路核的第4結(jié)構(gòu)例子(圖9)]

圖9所示的gm生成電路核107-1是設(shè)置了電感器705、706，取代第3結(jié)構(gòu)例子的結(jié)構(gòu)(圖7)中的傳輸線路605、606的結(jié)構(gòu)。

電感器705(輸入電感器)中，一方連接到晶體管401的柵極，另一方連接到阻抗電路402。電感器706(輸出電感器)中，一方連接到晶體管401的漏極，另一方連接到端子110-1。

第4結(jié)構(gòu)例子的gm生成電路核107-1通過調(diào)整電感器705、706的電感，設(shè)定晶體管401的輸入和輸出之間的相位差、振幅差。由此，與第3結(jié)構(gòu)例子同樣，第4結(jié)構(gòu)例子與第2結(jié)構(gòu)例子比較能夠在規(guī)定的頻率產(chǎn)生最佳的相位差、振幅差，所以能夠提高規(guī)定的頻率下的跨導(dǎo)gm。

此外，在第4結(jié)構(gòu)例子中，電感器705、706與第3結(jié)構(gòu)例子中的傳輸線路605、606能夠以小型方式制成，所以與第3結(jié)構(gòu)例子比較，能夠?qū)m生成電路核107-1小型化。

以上，說明了gm生成電路核107的結(jié)構(gòu)例子。

(實(shí)施方式2)

圖10是表示實(shí)施方式2的功率放大電路的結(jié)構(gòu)例子的圖。再有，在圖10中，對(duì)與實(shí)施方式1(圖3)共同的結(jié)構(gòu)，附加于圖3相同的標(biāo)號(hào)并省略其說明。

再有，在圖10中，為了簡(jiǎn)化，在環(huán)形振蕩器型gm生成電路108中，將包含gm生成電路核107-1、端子112-1、113-1的結(jié)構(gòu)表示為構(gòu)成單元114-1，對(duì)于第2級(jí)以后，同樣地表示為構(gòu)成單元114-2～114-n。

實(shí)施方式1(圖3)的功率放大電路109是n個(gè)功率放大電路核104-1～104-n被多級(jí)連接的結(jié)構(gòu)。相對(duì)于該結(jié)構(gòu)，在圖10中，n個(gè)功率放大電路核104-1～104-n之中x個(gè)(x為1以上，低于n的整數(shù))的功率放大電路核104被串聯(lián)連接。即，n個(gè)功率放大電路核104-1～104-n之中，一個(gè)以上的功率放大電路核104沒有被直接連接。因此，實(shí)施方式2的功率放大電路809包括m個(gè)(m為2以上、低于n的整數(shù))功率放大電路809-1～809-m。

例如，功率放大電路809-1包括：x級(jí)連接的功率放大器核104-1～104-x；與功率放大器核104-1～104-x各自對(duì)應(yīng)的gm生成電路核107-1～107-x；以及與功率放大器核104-1～104-x各自對(duì)應(yīng)的電感器106-1～106-x。

此外，功率放大電路809-2包括1級(jí)的功率放大器核104-(x+1)、與功率放大器核104-(x+1)對(duì)應(yīng)的gm生成電路核107-(x+1)、以及電感器106-(x+1)。

對(duì)其它的功率放大電路809也是同樣。

由以上，根據(jù)實(shí)施方式2的功率放大電路809，由m個(gè)(m為2以上、低于n的整數(shù))的功率放大電路809-1～809-m構(gòu)成。例如，m個(gè)功率放大電路809可作為對(duì)多個(gè)不同裝置(例如，發(fā)送機(jī)和接收器、多個(gè)發(fā)送機(jī)、多個(gè)接收機(jī)的功率放大電路來使用。例如，根據(jù)各裝置需要的功率放大電路核104的連接數(shù)(級(jí)數(shù))，設(shè)定功率放大電路809的個(gè)數(shù)m即可。

此外，在圖10中，與實(shí)施方式1同樣，在環(huán)形振蕩器型gm生成電路108中，各gm生成電路核107-x(x＝1～n)連接通過各gm生成電路核107補(bǔ)償功率損耗的各電感器106-x、以及被連接了各電感器106-x的各功率放大電路核104-x。

因此，與實(shí)施方式1同樣，各功率放大電路809-1～809-m通過gm生成電路核107-1～107-n的n級(jí)的環(huán)形振蕩器的結(jié)構(gòu)，能夠?qū)⑤斎牒洼敵鲋g的相位差設(shè)為k×2π/n(k為整數(shù))。由此，通過調(diào)整n的值，對(duì)象的gm生成電路核107-x和其后級(jí)的gm生成電路核107-(x+1)之間的相位差為用于生成在最大振蕩頻率(fmax)附近的合適的gm的最佳的相位差。各功率放大電路809-1～809-m通過調(diào)整gm生成電路核107的級(jí)數(shù)n而適當(dāng)?shù)卦O(shè)定相位差，能夠提高電感器106-x的q值，所以可使fmax附近的q增強(qiáng)(enhancement)。此外，在實(shí)施方式2中，各功率放大電路809-1～809-m能夠使用1個(gè)環(huán)形振蕩器型gm生成電路108。

再有，在圖10中，說明了使用功率放大電路核104-1～104-n的情況，但功率放大電路809根據(jù)需要也可以將功率放大電路核104的一部分置換為虛擬電路(未圖示)。即，m個(gè)功率放大電路809能夠維持環(huán)形振蕩器型gm生成電路108產(chǎn)生的最佳的相位差，并省略不需要的功率放大電路核104，所以能夠削減不必要的功耗。再有，在其它的實(shí)施方式中也是同樣，能夠采用將功率放大電路核104置換為虛擬電路的結(jié)構(gòu)。

(實(shí)施方式3)

在實(shí)施方式3中，說明功率放大電路的校準(zhǔn)方法。

圖11是表示實(shí)施方式3的功率放大電路的結(jié)構(gòu)例子的圖。再有，圖11中，對(duì)與實(shí)施方式1(圖3)或?qū)嵤┓绞?(圖10)共同的結(jié)構(gòu)，附加與圖3及圖10相同的標(biāo)號(hào)并省略其說明。

在圖11中，相對(duì)于實(shí)施方式1(圖3)的結(jié)構(gòu)，功率放大電路909是追加了pll(phaselockedloop；鎖相環(huán))914、鎖定檢測(cè)電路(lockdetector：ld)915、以及功率檢測(cè)電路(powerdetector：pd)918的結(jié)構(gòu)。再有，相對(duì)于實(shí)施方式2(圖10)的結(jié)構(gòu)，功率放大電路909也可以是追加了pll914、鎖定檢測(cè)電路915、以及功率檢測(cè)電路918的結(jié)構(gòu)(未圖示)。

pll914輸入環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的輸出，通過端子917(參考輸入端子)輸入?yún)⒖夹盘?hào)vref，從鎖定檢測(cè)電路915通過端子916(ppl控制端子)輸入cnt信號(hào)(控制信號(hào))。

pll914基于參考信號(hào)vref、環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的輸出、以及cnt信號(hào)，生成控制信號(hào)vb1～vbn及控制信號(hào)vt1～vtn。pll914使用控制信號(hào)vb1～vbn及控制信號(hào)vt1～vtn，控制環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的振蕩頻率。

pll914對(duì)于環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的gm生成電路核107-1～107-n，通過端子112(電流調(diào)整端子)輸入信號(hào)vb1～vbn(以下，統(tǒng)一表示為“vb”)的值，通過端子113(可變電容調(diào)整端子)輸入信號(hào)vt1～vtn(以下，統(tǒng)一表示為“vt”)的值。

功率檢測(cè)電路918檢測(cè)環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的振蕩頻率的功率(以下，稱為振蕩功率)。功率檢測(cè)電路918將表示環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的振蕩功率的檢測(cè)結(jié)果的信號(hào)，通過端子919(功率檢測(cè)結(jié)果輸出端子)輸出到鎖定檢測(cè)電路915。

鎖定檢測(cè)電路915連接功率檢測(cè)電路918的檢測(cè)結(jié)果被輸出的端子919、以及gm生成電路核107的端子112(電流調(diào)整端子)。

鎖定檢測(cè)電路915檢測(cè)環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的振蕩頻率的鎖定狀態(tài)。例如，在通過端子112輸入的控制信號(hào)vb為一定的電位的情況下，鎖定檢測(cè)電路915判斷為振蕩頻率被鎖定，將表示振蕩頻率鎖定的cnt信號(hào)輸出到pll914。此外，在鎖定檢測(cè)電路915檢測(cè)出振蕩頻率鎖定后，在從功率檢測(cè)電路918輸入了振蕩功率未檢測(cè)到意旨的信號(hào)的情況下(即，振蕩停止的情況)，將表示振蕩停止的cnt信號(hào)輸出到pll914。

接著，詳細(xì)地說明實(shí)施方式3的校準(zhǔn)方法。

再有，在以下的說明中，說明環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的各gm生成電路核107包括圖7～圖9所示的可變電容504的情況。

pll914包括將環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的振蕩頻率分頻的分頻器。pll914將分頻后的頻率和參考信號(hào)vref的頻率進(jìn)行比較，調(diào)整信號(hào)vb的值或信號(hào)vt的值，使得這些頻率一致。

例如，在參考信號(hào)vref的頻率為fref，分頻器的分頻比為n(n為正整數(shù))的情況下，環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的振蕩頻率為(fref×n)。再有，fref及n的其中一方是可變的，或雙方是可變的。即，fref或n的值也可以根據(jù)作為對(duì)象頻率(功率放大電路909中要提高功率增益的頻率)來設(shè)定。

首先，作為第1狀態(tài)，pll914設(shè)定信號(hào)vt的值，使得gm生成電路核107內(nèi)的可變電容504的電容值為最小，并對(duì)端子113輸入信號(hào)vt。

然后，在設(shè)定為第1狀態(tài)后，pll914通過調(diào)整對(duì)端子112輸入的信號(hào)vb的值，進(jìn)行環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的振蕩頻率的控制。即，pll914將信號(hào)vb的值調(diào)整，使得環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的振蕩頻率的值為fref×n。

然后，在信號(hào)vb的電位為一定的情況下，鎖定檢測(cè)電路915判斷為pll914鎖定了環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的振蕩頻率，將表示振蕩頻率被鎖定的cnt信號(hào)輸出到pll914。

接著，在被輸入了表示已鎖定的cnt信號(hào)的情況下，pll914設(shè)定信號(hào)vt的值，使得可變電容504的電容值增大，并對(duì)端子113輸入信號(hào)vt。然后，pll914在增大了可變電容504的電容值的第2狀態(tài)下，通過調(diào)整對(duì)端子112輸入的信號(hào)vb的值，再次進(jìn)行環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的振蕩頻率的控制。

這樣，為了在可變電容504的電容值增大的條件下環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的振蕩頻率的值以fref×n被鎖定，pll914調(diào)整信號(hào)vb的值，使得gm生成電路核107中流動(dòng)的電流變小。通過gm生成電路核107中流動(dòng)的電流變小，gm生成電路核107中生成的gm變小，環(huán)形振蕩器型gm生成電路108難以振蕩。

pll914及鎖定檢測(cè)電路915進(jìn)行上述信號(hào)vt及vb的調(diào)整處理(循環(huán)處理)，直至功率檢測(cè)電路918不能檢測(cè)振蕩功率為止。

在不能檢測(cè)振蕩功率的情況下(例如，環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的輸出功率低于規(guī)定的閾值的情況)，功率檢測(cè)電路918通過端子919(功率檢測(cè)結(jié)果輸出端子)，將表示環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的振蕩停止的信號(hào)輸出到鎖定檢測(cè)電路915。

在檢測(cè)出振蕩頻率的鎖定后，若鎖定檢測(cè)電路915檢測(cè)到表示環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的振蕩停止的信號(hào)，則判斷為環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的振蕩停止。然后，鎖定檢測(cè)電路915使用cnt信號(hào)停止pll914的控制環(huán)，并將信號(hào)vb的值、以及信號(hào)vt的值固定。

如以上，首先，作為第1狀態(tài)，為了使gm生成電路核107的可變電容504的電容值最小，pll914控制對(duì)端子113(可變電容調(diào)整端子)輸入的控制信號(hào)vt。在設(shè)定為第1狀態(tài)后(可變電容504的電容值為最小后)，pll914控制對(duì)端子112(電流調(diào)整端子)輸入的控制信號(hào)vb，使環(huán)形振蕩器型gm生成電路108輸出振蕩頻率的振蕩功率。然后，在鎖定檢測(cè)電路915檢測(cè)出振蕩頻率的鎖定的情況下(環(huán)形振蕩器型gm生成電路108輸出了振蕩功率后)，pll914再次控制輸入到端子113的控制信號(hào)vt，以便增大可變電容504的電容值，直至振蕩頻率的鎖定沒有被鎖定檢測(cè)電路915再次檢測(cè)到為止(第2狀態(tài))。

這樣一來，pll914使可變電容504的電容值從可變電容504的電容值最小的第1狀態(tài)(即，gm為最大的狀態(tài))變化為分級(jí)地增大的第2狀態(tài)(即，將gm分級(jí)地減小的狀態(tài))，確定環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的振蕩停止的點(diǎn)。由此，控制環(huán)被停止時(shí)的信號(hào)vb及vt的值在環(huán)形振蕩器型gm生成電路108不振蕩的狀態(tài)中成為電感器106的q值最大的值。

因此，根據(jù)實(shí)施方式3，與環(huán)形振蕩器型gm生成電路108有關(guān)的參數(shù)在設(shè)計(jì)時(shí)和實(shí)際的驅(qū)動(dòng)時(shí)之間產(chǎn)生偏離，即使在電感器106的q值不是最佳的狀態(tài)下，pll914通過將參數(shù)調(diào)整為適當(dāng)?shù)闹?，也能夠得到最佳的q值，能夠提高功率放大電路909的mag。

再有，在實(shí)施方式3中，即使可變電容504的初始值為最小，在功率檢測(cè)電路918不能檢測(cè)振蕩頻率的功率的情況下，也可以將可變電容504的電容值從最小值變更為較大的值。通過該動(dòng)作，功率放大電路909能夠防止功率檢測(cè)電路918中的誤檢測(cè)。例如，gm的最大值能夠在信號(hào)vb的最佳值中得到。

此外，在因?yàn)樾盘?hào)vb的值相比信號(hào)vb的最佳值成為電流流動(dòng)的電位，gm不為最大值，在環(huán)形振蕩器型gm生成電路108沒有振蕩的情況下，還通過增加可變電容504的電容值的變更的動(dòng)作，功率放大電路909能夠防止功率檢測(cè)電路918中的誤動(dòng)作。

此外，pll914也可以采用在調(diào)整初始階段粗略地降低電流值，在環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的振蕩停止后，細(xì)小地增加電流值的方法。

即，首先，pll914為了使gm生成電路核107的可變電容504的電容值最大，控制向端子113(可變電容調(diào)整端子)輸入的控制信號(hào)vt。然后，在可變電容504的電容值為最大后，pll914控制對(duì)端子112(電流調(diào)整端子)輸入的控制信號(hào)vb，使環(huán)形振蕩器型gm生成電路108輸出振蕩頻率的振蕩功率。接著，在功率檢測(cè)電路918檢測(cè)到振蕩功率后(環(huán)形振蕩器型gm生成電路108輸出了振蕩功率后)，pll914通過將可變電容504的電容值以第1步長(zhǎng)減小，再次控制輸入到端子113(可變電容調(diào)整端子)的控制信號(hào)vt，以便鎖定振蕩頻率。然后，在振蕩頻率鎖定后，pll914再次控制輸入到端子113的控制信號(hào)vt，以便將可變電容504的電容值以比第1步長(zhǎng)細(xì)小的第2步長(zhǎng)增大。

這樣一來，圖11的功率放大電路909能夠提高pll914的控制環(huán)(vb及vt的調(diào)整)的收斂速度。再有，pll914也可以采用在調(diào)整初始階段粗略地增加電流值，在確認(rèn)了環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的振蕩后，細(xì)小地減少電流值的法。

此外，功率檢測(cè)電路918也可以內(nèi)置具有多個(gè)比特的分辨率的adc(a/dconverter；a/d轉(zhuǎn)換器)，通過adc檢測(cè)環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的輸出的振幅的大小，判定gm生成電路核107的gm的大小。

此外，鎖定檢測(cè)電路915也可以為取代連接電流調(diào)整端子112-1，而連接參考輸入端子917和pll914內(nèi)的輸出分頻后的頻率的端子(未圖示)的結(jié)構(gòu)。該情況下，鎖定檢測(cè)電路915具有將參考的頻率和pll914內(nèi)的分頻后的頻率進(jìn)行比較的頻率比較器，將沒有各自的頻率差的情況判定為鎖定狀態(tài)，將有頻率差的情況判定為解鎖狀態(tài)。例如，頻率比較器由計(jì)數(shù)器構(gòu)成，通過計(jì)數(shù)參考信號(hào)和分頻信號(hào)在一定時(shí)間內(nèi)超過閾值的次數(shù)，評(píng)價(jià)各自的頻率。

以上，說明了本發(fā)明的一方式的各實(shí)施方式。

再有，電感器106-1～106-n的電感l(wèi)g1、lg2、…、lgn可以是全部相同的值，可以是不同的值，也可以為可變。此外，構(gòu)成功率放大電路核104-1～104-n的每一個(gè)的輸入晶體管101、輸入電路102、輸出電路核103可以是完全相同的結(jié)構(gòu)，也可以是不同的結(jié)構(gòu)。此外，構(gòu)成環(huán)形振蕩器型gm生成電路108的gm生成電路核107-1～107-n可以是全部相同的結(jié)構(gòu)，也可以是不同的結(jié)構(gòu)。例如，為了提高功率放大電路109的線性，功率放大電路核104-1～104-n中，優(yōu)選越是后級(jí)的功率放大電路核104，使用晶體管大小越大的輸入晶體管101。再有，功率放大電路核104-1～104-n中，在輸入晶體管101的晶體管大小不同的情況下，由于晶體管的寄生元件的參數(shù)不同，所以需要調(diào)整輸入電路102、輸出電路核103、電感器106的大小。

此外，在上述實(shí)施方式中，說明了對(duì)于1個(gè)功率放大電路核104(或虛擬電路)，連接1個(gè)電感器106和1個(gè)gm生成電路核107的情況。即，說明了功率放大電路核104、電感器106及gm生成電路核107分別具備n個(gè)的結(jié)構(gòu)。但是，本發(fā)明的一方式不限定于此，例如，功率放大電路核104也可以低于n個(gè)。即使該情況下，通過n級(jí)的gm生成電路核107，也能夠使無線頻帶中的q值提高，并提高mag。

<本發(fā)明的總結(jié)>

本發(fā)明的第1方式的功率放大電路包括：進(jìn)行輸入信號(hào)的功率放大的n(n為2以上的整數(shù))個(gè)功率放大電路核；連接到所述n個(gè)功率放大電路核的n個(gè)電感器；以及生成用于補(bǔ)償所述n個(gè)電感器的功率損耗的跨導(dǎo)(gm)的環(huán)形振蕩器型gm生成電路。

本發(fā)明的第2方式的功率放大電路，在本發(fā)明的第1方式的功率放大電路中，所述環(huán)形振蕩器型gm生成電路包含連接為環(huán)形的、n(n為2以上的整數(shù))個(gè)gm生成電路核，所述各gm生成電路核連接各所述電感器和各所述功率放大電路核，所述n個(gè)功率放大電路核的每一個(gè)被串聯(lián)連接。

本發(fā)明的第3方式的功率放大電路，在本發(fā)明的第1方式的功率放大電路中，所述環(huán)形振蕩器型gm生成電路包含連接為環(huán)形的、n(n為2以上的整數(shù))個(gè)gm生成電路核，所述各gm生成電路核連接各所述電感器和各所述功率放大電路核，所述n個(gè)功率放大電路核之中的、x個(gè)(x為1以上，低于n的整數(shù))的功率放大電路核的每一個(gè)被串聯(lián)連接。

本發(fā)明的第4方式的功率放大電路，在本發(fā)明的第1方式的功率放大電路中，所述n個(gè)功率放大電路核之中的、一個(gè)以上的功率放大電路核是虛擬電路。

本發(fā)明的第5方式的功率放大電路，在本發(fā)明的第1方式的功率放大電路中，所述環(huán)形振蕩器型gm生成電路包含連接為環(huán)形的、n(n為2以上的整數(shù))個(gè)gm生成電路核，各所述gm生成電路核具有被輸入用于控制在各所述gm生成電路核流動(dòng)的電流的第1控制信號(hào)的電流調(diào)整端子，以及被輸入用于控制在所述各gm生成電路核中包含的可變電容的電容值的第2控制信號(hào)的可變電容調(diào)整端子。

本發(fā)明的第6方式的功率放大電路，在本發(fā)明的第5方式的功率放大電路中，還包括：使用所述第1控制信號(hào)及所述第2控制信號(hào)，控制所述環(huán)形振蕩器型gm生成電路的振蕩頻率的pll；檢測(cè)所述環(huán)形振蕩器型gm生成電路的所述振蕩頻率的鎖定狀態(tài)的鎖定檢測(cè)電路；以及檢測(cè)所述環(huán)形振蕩器型gm生成電路的所述振蕩頻率的振蕩功率的功率檢測(cè)電路。

本發(fā)明的第7方式的功率放大電路，在本發(fā)明的第6方式的功率放大電路中，所述pll為了使所述可變電容的所述電容值最小，控制所述第2控制信號(hào)，在所述可變電容的所述電容值為最小后，控制所述第1控制信號(hào)，使所述環(huán)形振蕩器型gm生成電路輸出所述振蕩頻率的所述發(fā)送功率，在所述環(huán)形振蕩器型gm生成電路輸出所述振蕩頻率的發(fā)送功率后，為了增大所述可變電容的電容值，再次控制所述第2控制信號(hào)。

本發(fā)明的第8方式的功率放大電路，在本發(fā)明的第6方式的功率放大電路中，所述pll為了使所述可變電容的所述電容值最大，控制所述第2控制信號(hào)，在所述可變電容的所述電容值最大后，控制所述第1控制信號(hào)，使所述環(huán)形振蕩器型gm生成電路輸出所述振蕩頻率的所述振蕩功率，在所述環(huán)形振蕩器型gm生成電路輸出了所述振蕩頻率的所述振蕩功率后，通過將所述可變電容的所述電容值以第1步長(zhǎng)減小，再次控制所述第2控制信號(hào)，以便鎖定所述振蕩頻率，在所述振蕩頻率被鎖定后，再次控制所述第2控制信號(hào)，以便將所述可變電容的所述電容值以比所述第1步長(zhǎng)窄的第2步長(zhǎng)增大。

以上，一邊參照附圖一邊說明了各種實(shí)施方式，但不言而喻，本發(fā)明不限定于這樣的例子。只要是本領(lǐng)域技術(shù)人員，在權(quán)利要求書所記載的范疇內(nèi)，顯然可設(shè)想各種變更例或修正例，并認(rèn)可它們當(dāng)然屬于本發(fā)明的技術(shù)范圍。此外，在不脫離發(fā)明的宗旨的范圍中，也可以將上述實(shí)施方式中的各構(gòu)成要素任意地組合。

在上述實(shí)施方式中，通過以使用硬件構(gòu)成的情況為例子說明了本發(fā)明，但也可以在與硬件的協(xié)同中通過軟件實(shí)現(xiàn)本發(fā)明。

此外，用于上述各實(shí)施方式的說明中的各功能塊通常被作為具有輸入端子和輸出端子的集成電路即lsi來實(shí)現(xiàn)。這些功能塊既可以被單獨(dú)地集成為單芯片，也可以包含一部分或全部地被集成為單芯片。雖然這里稱為lsi，但根據(jù)集成程度，有時(shí)也可以被稱為ic、系統(tǒng)lsi、超大lsi(superlsi)、或特大lsi(ultralsi)。

此外，集成電路化的方法不限于lsi，也可使用專用電路或通用處理器來實(shí)現(xiàn)。也可以使用可在lsi制造后編程的fpga(fieldprogrammablegatearray：現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列)，或者使用可重構(gòu)lsi內(nèi)部的電路單元的連接、設(shè)定的可重構(gòu)處理器(reconfigurableprocessor)。

再者，隨著半導(dǎo)體的技術(shù)進(jìn)步或隨之派生的其它技術(shù)，如果出現(xiàn)能夠替代lsi的集成電路化的技術(shù)，當(dāng)然可利用該技術(shù)進(jìn)行功能塊的集成化。還存在著適用生物技術(shù)等的可能性。

工業(yè)實(shí)用性

本發(fā)明的一方式適合用于以超100ghz的頻帶動(dòng)作的雷達(dá)裝置和通信裝置。

標(biāo)號(hào)說明

101輸入晶體管

102輸入電路

103輸出電路核

104功率放大電路核

106、705，706電感器

107gm生成電路核

108環(huán)形振蕩器型gm生成電路

109，809，909功率放大電路

201，302輸出電路網(wǎng)

301，401晶體管

402阻抗電路

403電容

504可變電容

605，606傳輸線路

914pll

915鎖定檢測(cè)電路

918功率檢測(cè)電路