本發(fā)明屬于射頻通信領(lǐng)域，尤其涉及一種高效率高寬帶的諧波功率放大電路及射頻功率放大器。

背景技術(shù)：

目前第五代移動(dòng)通信系統(tǒng)對(duì)通信標(biāo)準(zhǔn)的兼容性要求越來越強(qiáng)大，從而對(duì)射頻功率放大器的帶寬要求也越來越高，同時(shí)，隨著綠色經(jīng)濟(jì)的進(jìn)一步發(fā)展，市場(chǎng)對(duì)功率放大器的效率也要求越來越高。而高效率、高寬帶的功率放大器一般主要基于E類功率放大器結(jié)構(gòu)和諧波控制類功率放大器的結(jié)構(gòu)進(jìn)行設(shè)計(jì)。

然而，E類功率放大器雖然結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，效率高，但是由于E類功率放大器理論上存在工作頻率上限，從而限制了E類功率放大器在較高頻率范圍的進(jìn)一步應(yīng)用；

而對(duì)于適用于較高工作頻率的諧波控制類功率放大器，例如F類功率放大器和逆F類功率放大器，不僅需要在晶體管漏極進(jìn)行精確的諧波阻抗的控制，而且?guī)捳瑸榱藬U(kuò)展帶寬，基于諧波控制類功率放大器結(jié)構(gòu)發(fā)展出了連續(xù)型諧波控制類功率放大器，包括連續(xù)型F類功率放大器和連續(xù)型逆F類功率放大器，但是，連續(xù)型F類功率放大器和連續(xù)型逆F類功率放大器在提供大于70％的效率和大于50％的相對(duì)帶寬時(shí)需要在一定的帶寬內(nèi)同時(shí)滿足二次諧波和三次諧波的阻抗條件，給匹配電路的設(shè)計(jì)帶來了巨大挑戰(zhàn)，并且其復(fù)雜的匹配電路在一定程度上惡化了效率。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明實(shí)施例的目的在于提供一種高效率高寬帶的諧波功率放大電路，旨在解決現(xiàn)有功率放大電路無法同時(shí)實(shí)現(xiàn)高效率、高寬帶，并且諧波阻抗匹配容易的問題。

本發(fā)明實(shí)施例是這樣實(shí)現(xiàn)的，一種高效率高寬帶的諧波功率放大電路，所述諧波功率放大電路包括：

輸入匹配網(wǎng)絡(luò)、晶體管及輸出匹配網(wǎng)絡(luò)；

所述輸入匹配網(wǎng)絡(luò)的輸入端為所述諧波功率放大電路的輸入端，所述輸入匹配網(wǎng)絡(luò)的輸出端與所述晶體管的柵極連接，所述晶體管的漏極與所述輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的輸入端連接，所述晶體管的源極接地，所述輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的輸出端為所述諧波功率放大電路的輸出端；

所述輸出匹配網(wǎng)絡(luò)使所述諧波功率放大電路下邊帶工作在連續(xù)型逆F類放大模式，使所述諧波功率放大電路上邊帶工作在連續(xù)型F類放大模式；

所述輸出匹配網(wǎng)絡(luò)與所述晶體管的寄生網(wǎng)絡(luò)形成低通濾波器。

本發(fā)明實(shí)施例的另一目的在于，提供一種采用上述高效率高寬帶的諧波功率放大電路的射頻功率放大器。

本發(fā)明實(shí)施例的另一目的在于，提供一種上述高效率高寬帶的諧波功率放大電路中輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)方法，所述方法包括：

運(yùn)用仿真工具分別獲取所述諧波功率放大電路在工作頻率f1下的連續(xù)型逆F類放大模式的最優(yōu)基波阻抗和在工作頻率f2下的連續(xù)型F類放大模式的最優(yōu)基波阻抗；

通過查表得到三階低通網(wǎng)絡(luò)原型參數(shù)，并根據(jù)三階低通網(wǎng)絡(luò)原型參數(shù)、設(shè)計(jì)頻率和參考阻抗進(jìn)行頻率和阻抗變換，得到實(shí)數(shù)阻抗-實(shí)數(shù)阻抗變換器；

結(jié)合晶體管的寄生網(wǎng)絡(luò)參數(shù)，將實(shí)數(shù)阻抗-實(shí)數(shù)阻抗變換器優(yōu)化為實(shí)數(shù)阻抗-復(fù)數(shù)阻抗變換器，所述復(fù)數(shù)阻抗等于所述最優(yōu)基波阻抗；

根據(jù)三階低通網(wǎng)絡(luò)原型參數(shù)建立拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并將所述拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的電容和電感替換為傳輸線。

本發(fā)明實(shí)施例將連續(xù)型F類功率放大器和連續(xù)型逆F類功率放大器結(jié)合起來，通過連續(xù)型逆F類功率放大器工作模式向連續(xù)型F類功率放大器工作模式的過度，拓寬了單一的連續(xù)型諧波控制類功率放大器的設(shè)計(jì)空間，有效地將連續(xù)型諧波控制類功率放大器的效率提高到大于60％，將相對(duì)帶寬提高到大于80％，并且諧波阻抗匹配簡(jiǎn)單、容易實(shí)現(xiàn)。

附圖說明

圖1為本發(fā)明實(shí)施例提供的高效率高寬帶的諧波功率放大電路的結(jié)構(gòu)圖；

圖2為連續(xù)型F類功率放大器的Smith圓圖；

圖3為連續(xù)型逆F類功率放大器的Smith圓圖；

圖4為本發(fā)明實(shí)施例提供的高效率高寬帶的諧波功率放大電路中輸出匹配網(wǎng)絡(luò)與晶體管的寄生網(wǎng)絡(luò)形成的三階低通濾波器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖；

圖5為本發(fā)明實(shí)施例提供的高效率高寬帶的諧波功率放大電路中晶體管的寄生網(wǎng)絡(luò)圖；

圖6為本發(fā)明實(shí)施例提供的高效率高寬帶的諧波功率放大電路中輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)方法的流程結(jié)構(gòu)。

具體實(shí)施方式

為了使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案及優(yōu)點(diǎn)更加清楚明白，以下結(jié)合附圖及實(shí)施例，對(duì)本發(fā)明進(jìn)行進(jìn)一步詳細(xì)說明。應(yīng)當(dāng)理解，此處所描述的具體實(shí)施例僅僅用以解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。此外，下面所描述的本發(fā)明各個(gè)實(shí)施方式中所涉及到的技術(shù)特征只要彼此之間未構(gòu)成沖突就可以相互組合。

本發(fā)明實(shí)施例將連續(xù)型F類功率放大器和連續(xù)型逆F類功率放大器結(jié)合起來，通過連續(xù)型逆F類功率放大器工作模式向連續(xù)型F類功率放大器工作模式的過度，拓寬了單一的連續(xù)型諧波控制類功率放大器的設(shè)計(jì)空間，有效地將連續(xù)型諧波控制類功率放大器的效率提高到大于60％，將相對(duì)帶寬提高到大于80％，并且諧波阻抗匹配簡(jiǎn)單、容易實(shí)現(xiàn)。

以下結(jié)合具體實(shí)施例對(duì)本發(fā)明的實(shí)現(xiàn)進(jìn)行詳細(xì)描述：

圖1示出了本發(fā)明實(shí)施例提供的高效率高寬帶的諧波功率放大電路的結(jié)構(gòu)，為了便于說明，僅示出了與本發(fā)明相關(guān)的部分。

作為本發(fā)明一實(shí)施例，該高效率高寬帶的諧波功率放大電路可以應(yīng)用于任何射頻功率放大器中，包括：

輸入匹配網(wǎng)絡(luò)11、晶體管M及輸出匹配網(wǎng)絡(luò)12；

輸入匹配網(wǎng)絡(luò)11的輸入端為諧波功率放大電路的輸入端與偏置單元中的電容C_i的一端連接，電容C_i的另一端為射頻輸入端，輸入匹配網(wǎng)絡(luò)11的輸出端與晶體管M的柵極連接，晶體管M的漏極與輸出匹配網(wǎng)絡(luò)12的輸入端連接，晶體管M的源極接地，輸出匹配網(wǎng)絡(luò)12的輸出端為諧波功率放大電路的輸出端與偏置單元中的電容C_o的一端連接，電容C_o的另一端為射頻輸出端，輸入匹配網(wǎng)絡(luò)11的偏置端通過偏置單元中的電感L_G和電容C_bypass1連接?xùn)旁措妷篤_GS，輸出匹配網(wǎng)絡(luò)12的偏置端通過偏置單元中的電感L_D和電容C_bypass2連接漏源電壓V_DS；

輸出匹配網(wǎng)絡(luò)12使諧波功率放大電路下邊帶工作在連續(xù)型逆F類放大模式，使諧波功率放大電路上邊帶工作在連續(xù)型F類放大模式；

輸出匹配網(wǎng)絡(luò)12與晶體管M的寄生網(wǎng)絡(luò)形成低通濾波器。

在本發(fā)明實(shí)施例中，根據(jù)波形設(shè)計(jì)理論，連續(xù)型F類功率放大器的電流波形為半正弦，而電壓波形并不唯一，在只考慮三次諧波的情況下，歸一化的電壓表達(dá)式如下：

$v_{CF}=(1-\frac{2}{\sqrt{3}}cos\mathrm{\θ}+\frac{1}{3\sqrt{3}}cos3\mathrm{\θ})\×(1-\mathrm{\γ}sin\mathrm{\θ})---\left(1\right)$

因?yàn)樨?fù)電壓的出現(xiàn)會(huì)惡化效率，所以為了保證電壓非負(fù)，γ的取值范圍為：-1≤γ≤1。當(dāng)γ＝0時(shí)，便得到標(biāo)準(zhǔn)的F類功率放大器電壓波形。

對(duì)連續(xù)型逆F類功率放大器來說，由于它和F類功率放大器互為對(duì)偶關(guān)系，因此，在只考慮三次諧波的情況下，連續(xù)型逆F類功率放大器的電壓唯一確定，它的歸一化表達(dá)式如下:

$v_{{\mathrm{CF}}^{-1}}=(1-\frac{2}{\sqrt{2}}cos\mathrm{\θ}+\frac{1}{2}cos2\mathrm{\θ})---\left(2\right)$

而電流波形不唯一，它的歸一化表達(dá)式如下：

$v_{{\mathrm{CF}}^{-1}}=(i_{DC}-i_{1}cos\mathrm{\θ}+i_{3}cos3\mathrm{\θ})\×(1-\mathrm{\ξ}sin\mathrm{\θ})---\left(3\right)$

其中，i_DC＝0.37，i₁＝0.43，i₃＝0.06。為了保證電流波形的非負(fù)，ξ的取值范圍是：-1≤ξ≤1。當(dāng)ξ＝0時(shí)，便得到標(biāo)準(zhǔn)的逆F類功率放大器電壓波形。

根據(jù)公式：

$Z_n=-\frac{V_n}{I_n}---\left(4\right)$

其中，n表示諧波分量的階次。由連續(xù)型F類功率放大器的電壓波形和電流波形表達(dá)式，我們能夠得出連續(xù)型F類功率放大器的阻抗條件：

$Z_F=\frac{2}{\sqrt{3}}{R}_{opt}+{\mathrm{j\γR}}_{opt}$

$Z_{2,F}=-j\frac{7\sqrt{3}\mathrm{\π}}{24}{\mathrm{\γR}}_{opt}$

Z_3,F＝∞ (5)

其中，R_opt為高次諧波均短路的標(biāo)準(zhǔn)B類功率放大器的最優(yōu)阻抗。

類似的，我們能夠推導(dǎo)出連續(xù)型逆F類功率放大器的阻抗條件，為了表示的方便，我們采用導(dǎo)納的表達(dá)形式：

$G_{F^{-1}}=\sqrt{2}{i}_1{G}_{opt}+j\sqrt{2}{i}_{DC}{\mathrm{\ξG}}_{opt}$

$G_{2,F^{-1}}=-j2\mathrm{\ξ}(i_1+i_3)G_{opt}$

$G_{3,F^{-1}}=\mathrm{\∞}---\left(6\right)$

其中，G_opt＝1/Ropt。

表達(dá)式(5)構(gòu)成了連續(xù)型F類功率放大器的設(shè)計(jì)空間，把Smith圓圖的歸一化阻抗設(shè)為R_opt，這樣連續(xù)型F類功率放大器的設(shè)計(jì)空間在Smith圓圖上的表示便如圖2所示。表達(dá)式(6)構(gòu)成了連續(xù)型逆F類功率放大器的設(shè)計(jì)空間，同樣把Smith圓圖的歸一化阻抗設(shè)為R_opt，這樣連續(xù)型逆F類功率放大器的設(shè)計(jì)空間在Smith圓圖上的表示便如圖3所示。

由于基波阻抗在圓點(diǎn)附近，而二次諧波阻抗和三次諧波阻抗都位于圓邊上，因此需要一個(gè)低通濾波器作為輸出匹配。

那么通過設(shè)計(jì)一個(gè)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)12，使該諧波功率放大電路下邊帶工作在連續(xù)型逆F類放大模式，上邊帶工作在連續(xù)型F類放大模式，通過連續(xù)型逆F類功率放大器工作模式向連續(xù)型F類功率放大器工作模式的過度，拓寬了單一的連續(xù)型諧波控制類功率放大器的設(shè)計(jì)空間，有效地提高效率和相對(duì)帶寬。

優(yōu)選地，輸入匹配網(wǎng)絡(luò)11可以設(shè)置為四階低通濾波器，相對(duì)于多節(jié)阻抗變換器，有效地減小了輸入匹配網(wǎng)絡(luò)的面積。

優(yōu)選地，晶體管M可以選用Cree公司的GaN晶體管CGH40010F，它的工作頻率為0-6GHz，典型輸出功率是10W。

優(yōu)選地，輸出匹配網(wǎng)絡(luò)12與晶體管的寄生網(wǎng)絡(luò)形成三階低通濾波器，降低了設(shè)計(jì)難度，并且這種設(shè)計(jì)方法能夠靈活適用于不同工作頻率和不同的特征阻抗。其中，晶體管的寄生網(wǎng)絡(luò)的輸入端連接晶體管的固有漏極，晶體管的寄生網(wǎng)絡(luò)的輸出端連接輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的輸入端。

三階低通濾波器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)參見圖4，包括：

電感L1、電感L2、電感L3、電容C1、電容C2、電容C3；

電感L1的一端為寄生網(wǎng)絡(luò)的輸入端，電感L1的另一端通過電容C1接地，電感L1的另一端還與電感L2的一端連接，電感L2的另一端通過電容C2接地，電感L2的另一端還與電感L3的一端連接，電感L3的另一端為寄生網(wǎng)絡(luò)的輸出端通過電容C3接地。

晶體管的寄生網(wǎng)絡(luò)參見圖5，包括：

電感L_p、電容C_ds和電容C_p；

電感L_p的一端為寄生網(wǎng)絡(luò)的輸入端與電容C_ds的一端連接，電感L_p的另一端為寄生網(wǎng)絡(luò)的輸出端與電容C_p的一端連接，電容C_p的另一端與電容C_ds的另一端連接。

輸出匹配網(wǎng)絡(luò)12的設(shè)計(jì)方法的流程結(jié)構(gòu)參見圖6，具體包括下述步驟：

在步驟S101中，運(yùn)用ADS的loadpull仿真工具分別獲取所述諧波功率放大電路在工作頻率f1下的連續(xù)型逆F類放大模式的最優(yōu)基波阻抗和在工作頻率f2下的連續(xù)型F類放大模式的最優(yōu)基波阻抗；

在步驟S102中，通過查表得到三階低通網(wǎng)絡(luò)原型參數(shù)，并根據(jù)三階低通網(wǎng)絡(luò)原型參數(shù)、設(shè)計(jì)頻率和參考阻抗進(jìn)行頻率和阻抗變換，得到實(shí)數(shù)阻抗-實(shí)數(shù)阻抗變換器；

在步驟S103中，結(jié)合晶體管的寄生網(wǎng)絡(luò)參數(shù)，通過ADS將實(shí)數(shù)阻抗-實(shí)數(shù)阻抗變換器優(yōu)化為實(shí)數(shù)阻抗-復(fù)數(shù)阻抗變換器，所述復(fù)數(shù)阻抗等于所述最優(yōu)基波阻抗；

在步驟S104中，根據(jù)三階低通網(wǎng)絡(luò)原型參數(shù)建立拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并將所述拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的電容和電感替換為傳輸線。

作為本發(fā)明一實(shí)施例，可以將所述電感替換為高阻抗傳輸線，將所述電容替換為低阻抗開路枝節(jié)傳輸線。

優(yōu)選地，在步驟S104后還可以進(jìn)一步包括：

步驟S105，將所述拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與晶體管連接后，通過HB仿真，調(diào)節(jié)所述傳輸線的長(zhǎng)度，使效率達(dá)到最大。

作為本發(fā)明一實(shí)施例，結(jié)合圖1，輸出匹配網(wǎng)絡(luò),1為星型傳輸線結(jié)構(gòu)，包括：

第一傳輸線TL1、第二傳輸線TL2、第三傳輸線TL3、第四傳輸線TL4、第五傳輸線TL5、第六傳輸線TL6、第七傳輸線TL7、第八傳輸線TL8、第九傳輸線TL9、第十傳輸線TL10；

第一傳輸線TL1的一端為輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的輸入端，第一傳輸線TL1的另一端同時(shí)與第二傳輸線TL2、第三傳輸線TL3、第四傳輸線TL4的一端連接，第二傳輸線TL2的另一端為輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的偏置端，第四傳輸線TL4的另一端同時(shí)連接第五傳輸線TL5、第六傳輸線TL6、第七傳輸線TL7的一端，第七傳輸線TL7的另一端同時(shí)連接第八傳輸線TL8、第九傳輸線TL9、第十傳輸線TL10的一端，第十傳輸線TL10的另一端為輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的輸出端。

在本發(fā)明實(shí)施例中，設(shè)f1為下半邊帶的中心頻率，f2為上半邊帶的中心頻率，f1和f2存在這樣的近似關(guān)系：f1＝2/3f2。由于設(shè)計(jì)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)使下邊帶工作在連續(xù)型逆F類模式，使上邊帶工作在連續(xù)型F類模式，那么在f1這個(gè)頻點(diǎn)上諧波功率放大電路工作在標(biāo)準(zhǔn)的逆F類模式，而在f2這個(gè)頻點(diǎn)上諧波功率放大電路工作在標(biāo)準(zhǔn)的F類模式。

將連續(xù)型F類功率放大器和連續(xù)型逆F類功率放大器結(jié)合起來，通過連續(xù)型逆F類功率放大器工作模式向連續(xù)型F類功率放大器工作模式的過度，拓寬了單一的連續(xù)型諧波控制類功率放大器的設(shè)計(jì)空間，有效地將連續(xù)型諧波控制類功率放大器的效率提高到大于60％，將相對(duì)帶寬提高到大于80％，并且諧波阻抗匹配簡(jiǎn)單、容易實(shí)現(xiàn)。

本發(fā)明實(shí)施例的另一目的在于，提供一種采用上述高效率高寬帶的諧波功率放大電路的射頻功率放大器。

以上僅為本發(fā)明的較佳實(shí)施例而已，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。