本發(fā)明涉及一種LED驅(qū)動技術(shù)，尤其涉及一種LED驅(qū)動器的自適應(yīng)原邊峰值電流補償方法。

背景技術(shù)：

由于發(fā)光二極管(LED，Light-Emitting Diode)具有發(fā)光效率高、節(jié)能環(huán)保、壽命長等優(yōu)點，隨著技術(shù)的發(fā)展，近年來LED的應(yīng)用領(lǐng)域不斷增多，涵蓋從移動設(shè)備背光、中大尺寸LCD背光、汽車照明、指示燈、裝飾燈及通用照明等寬廣范圍。LED燈具在照明市場上的應(yīng)用越來越廣泛，取代傳統(tǒng)照明方式將是大勢所趨。

隨著塑料燈具的發(fā)展，LED燈普遍使用非隔離式方案降低成本，但是塑料外殼不容易散熱，塑料遇熱也容易融化產(chǎn)生有害氣體，因此，在對傳熱性和安全性要求較高的應(yīng)用場合，例如路燈、防爆燈，仍然需要使用金屬外殼的LED燈具，這使得隔離式結(jié)構(gòu)依然被需要。反激式拓撲由于沒有輸出濾波電感，具有電路簡單、成本低的優(yōu)點，被廣泛應(yīng)用于小功率的AC-DC LED驅(qū)動中。

傳統(tǒng)的反激式變換器通過輸出端采樣電路和光耦，采樣輸出端信息并反饋到原邊進行控制，但是這種輸出端采樣的控制方式會影響輸出端信號特性，并且光耦價格較高，其電流傳輸比對溫度敏感，溫度變化會導致輸出采樣出現(xiàn)誤差。為了避免上述問題，原邊調(diào)節(jié)(PSR，Primary Side Regulation)的反激式控制方案近年來受到廣泛關(guān)注。它通過輔助線圈間接檢測輸出端信息，進而調(diào)節(jié)開關(guān)控制信號。這種PSR的反激式架構(gòu)繼承了flyback的優(yōu)點，沒有光耦和輸出端采樣電路，以及用于補償和偏置的相關(guān)電阻和電容，進一步減少元件個數(shù)簡化了電路，降低了成本。因此，基于PSR的單級反激式拓撲結(jié)構(gòu)作為高度整合方案，具有重要的研究意義。

對LED照明應(yīng)用而言，由于LED燈的二極管特性，正向電壓變化會導致流過LED燈的電流發(fā)生很大變化，從而影響其發(fā)光強度和色溫特性，并且電流不穩(wěn)定也會影響LED燈的壽命，因此LED驅(qū)動需要提供穩(wěn)定可控的輸出電流?；赑SR控制的驅(qū)動方案，由于不直接在輸出端采樣，輸出恒流控制精度易受原邊采樣精度的影響，這也對LED驅(qū)動電路的恒流控制精度提出了挑戰(zhàn)。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的就在于為了解決上述問題而提供一種LED驅(qū)動器的自適應(yīng)原邊峰值電流補償方法。

本發(fā)明通過以下技術(shù)方案來實現(xiàn)上述目的：

本發(fā)明包括以下步驟：

(1)一個開關(guān)周期內(nèi)的LED平均電流I_o(t)和一個輸入交流周期內(nèi)的LED平均電流I_{o_avg}(t)的計算公式分別為：

$I_o\left(t\right)=N\frac{I_{pk\_p}\left(t\right)}{2}\frac{T_{off1}}{T_s}=N\frac{\left|V_{p}sin\left(wt\right)\right|}{2L_p}\frac{T_{on}{T}_{off1}}{T_s}---\left(1\right)$

其中N為原邊線圈和副邊線圈的匝比N_p:N_s；

(2)輸入寄生電容小的MOS管和拉/灌電流能力大的驅(qū)動電路將有利于減小T_d；在T_d時間段內(nèi)，原邊電流I_pri繼續(xù)增大，產(chǎn)生的誤差Δi_{pk_p}和實際峰值電流I’_{pk_p}為：

${\mathrm{\Δi}}_{pk\_p}=\frac{V_{in}}{L_p}{T}_d---\left(2\right)$

${I^{\′}}_{pk\_p}=\frac{V_{in}}{L_p}{T}_{on1}=\frac{V_{in}}{L_p}(T_{on}+T_d)=I_{pk\_p}+{\mathrm{\Δi}}_{pk\_p}---\left(3\right)$

其中T_on為開關(guān)驅(qū)動信號V_g的導通時間，T_on1為開關(guān)管實際導通時間；

(3)通過檢測開關(guān)管在前一個開關(guān)周期的實際導通時間T_on1，作為輸入信號調(diào)節(jié)下一個開關(guān)周期的原邊電流值，得到精確的原邊電流，實現(xiàn)方式簡單，壓控電流源給外置電容C_cs充放電，用來模擬原邊電感電流，電容C_cs上的電壓定義為V’_pri；T_on1時間段內(nèi)，電容充電，電容上的電壓峰值為：

${V^{\′}}_{pk\_p}=\frac{{\mathrm{KV}}_{in}(T_{on}+T_d)}{C_{cs}}---\left(4\right)$

其中K為壓控電流源對輸入電壓V_in的系數(shù)；

假設(shè)芯片內(nèi)部電壓基準為固定值I_{o_ref}，則流過負載LED的平均電流I_LED為：

$I_{LED}=K_1\·\frac{N}{2}{I}_{o\_ref}---\left(5\right)$

其中K₁為驅(qū)動電路外圍可調(diào)參數(shù)，使驅(qū)動芯片可適應(yīng)不同外圍，在傳統(tǒng)的電阻采樣原邊控制電路中與采樣電阻R_cs有關(guān)，在本電路中與外置電容C_cs有關(guān)；

為了保證輸出電流的一致，進入估算電路中的原邊電流采樣值應(yīng)調(diào)整為K₁V’_{pk_p}，綜合式(3)-(5)可知，對于內(nèi)置基準值和系數(shù)K不同的控制芯片以及外圍參數(shù)不同的電路，外接電容值應(yīng)滿足以下關(guān)系：

$C_{cs}=\frac{{\mathrm{KL}}_p}{N}\·\frac{2I_{LED}}{I_{o\_ref}}---\left(6\right)$

該自適應(yīng)延時方案可以不斷檢測和補償隨輸入電壓和外圍電路變化的T_d延時，提高了原邊電流檢測精度，并且不需要額外的三個高速S/H電路來實現(xiàn)T_d延時檢測和補償。

本發(fā)明的有益效果在于：

本發(fā)明是一種LED驅(qū)動器的自適應(yīng)原邊峰值電流補償方法，與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明通過周期性地檢測T_d來控制外接電容的充電時間，而電容的充電電流與輸入電壓成比例，因此該電容上的電壓可以看作原邊電感電流信號。該方法可精確采樣原邊峰值電流，實現(xiàn)簡單，并可適應(yīng)不同的外圍架構(gòu)。

附圖說明

圖1基于原邊控制的反激式拓撲基本架構(gòu)；

圖2基于PSR的反激式變換器在DCM模式下波形示意圖；

圖3原邊電流的實際波形和采樣波形；

圖4提出的自適應(yīng)T_d延時補償電路原理圖；

圖5實際導通時間T_on1采樣電路；

圖6 T_d延時補償實現(xiàn)電路；

圖7系統(tǒng)架構(gòu)圖；

具體實施方式

下面結(jié)合附圖對本發(fā)明作進一步說明：

基于PSR的反激式LED驅(qū)動恒流控制原理：

基于PSR的反激式拓撲基本架構(gòu)如圖1所示，理想情況下，輸入交流電壓V_in經(jīng)過EMI濾波電路和整流橋電路，轉(zhuǎn)換為|V_in|。變壓器的原邊、副邊和輔助線圈匝比分別為N_p、N_s和N_a。副邊和輔助繞組上電壓分別為V_s和V_a，輸出電壓為V_o。

當反激式變換器工作在斷續(xù)導通模式(DCM，Discontinuous Conduction Mode)下時，變壓器的勵磁電感較小，因而電路響應(yīng)比工作在連續(xù)導通模式(CCM，Continuous Conduction Mode)下時更快，輸入電壓和負載電流突變引起的瞬態(tài)響應(yīng)時間更短，且引起的輸出電壓尖峰更低，并且次級整流二極管的關(guān)斷電流應(yīng)力低，不存在二極管反向恢復(fù)問題。此外，工作在DCM模式的反激式變換器可以同時工作在準諧振模式(即谷底導通模式)，降低開關(guān)損耗，減小EMI噪聲。因此，對于開關(guān)管應(yīng)力不太大的小功率LED照明應(yīng)用，基于原邊控制的反激式LED驅(qū)動通常工作在DCM模式。

DCM模式下，開關(guān)周期Ts分為三個部分：原邊導通時間T_on，副邊導通時間T_off1和死區(qū)時間T_off2。在一個開關(guān)周期內(nèi)，輔助繞組電壓V_a，原邊電流I_pri和副邊電流I_sec的波形圖如圖2所示?？梢钥闯?，輔助繞組電壓V_a上同時反映了輸入、輸出端的電壓信息和時間信息。

一個開關(guān)周期內(nèi)的LED平均電流I_o(t)和一個輸入交流周期內(nèi)的LED平均電流I_{o_avg}(t)的計算公式分別為：

$I_o\left(t\right)=N\frac{I_{pk\_p}\left(t\right)}{2}\frac{T_{off1}}{T_s}=N\frac{\left|V_{p}sin\left(wt\right)\right|}{2L_p}\frac{T_{on}{T}_{off1}}{T_s}---\left(1\right)$

其中N為原邊線圈和副邊線圈的匝比N_p:N_s。

可以看出，影響輸出電流精度的主要因素是原邊峰值電流I_{pk_p}的采樣問題。在反激式變換器中，通常都是在MOS開關(guān)管的源級串聯(lián)一個小電阻R_cs到地，通過檢測該電阻上的電壓來檢測原邊電感電流。原邊電感電流I_pri的實際波形和采樣波形如圖3所示，其中I_{pk_p}為原邊電感峰值電流的采樣值，I’_{pk_p}為原邊電感峰值電流實際值，i_{pk_p}為二者之間的誤差。這里用電流表示是為了方便理解，實際上這幾個采樣值都是電壓信號。

由圖3可知，由于實際電路的固有延時，當開關(guān)關(guān)斷信號產(chǎn)生后，開關(guān)S₀沒有立即關(guān)斷，而是經(jīng)過控制電路、柵極驅(qū)動電路和功率MOS管的寄生電容后才實際關(guān)斷，這段延時稱為T_d。由于控制電路的延時通常很小可以忽略不計，因此T_d主要受后兩個部分的固有延時影響。輸入寄生電容小的MOS管和拉/灌電流能力大的驅(qū)動電路將有利于減小T_d。在T_d時間段內(nèi)，原邊電流I_pri繼續(xù)增大，產(chǎn)生的誤差Δi_{pk_p}和實際峰值電流I’_{pk_p}為：

${\mathrm{\Δi}}_{pk\_p}=\frac{V_{in}}{L_p}{T}_d---\left(2\right)$

${I^{\′}}_{pk\_p}=\frac{V_{in}}{L_p}{T}_{on1}=\frac{V_{in}}{L_p}(T_{on}+T_d)=I_{pk\_p}+{\mathrm{\Δi}}_{pk\_p}---\left(3\right)$

其中T_on為開關(guān)驅(qū)動信號V_g的導通時間，T_on1為開關(guān)管實際導通時間。

由于在實際電路中T_d是不可避免的，而它又影響了原邊電流的檢測精度，進而影響了輸出電流精度，因此需要對該延時信號導致的原邊峰值電流檢測誤差進行補償。由式(2)可知，電流檢測誤差Δi_{pk_p}隨輸入電壓V_in和T_d延時變化。通常認為在某一外圍固定的電路中，T_d延時是恒定的，因此認為T_d為某一經(jīng)驗值，而峰值電流誤差與輸入電壓成比例。然而，實際上T_d延時受輸入電壓V_in的影響：V_in越大，開關(guān)管寄生電容充放電越快，開關(guān)關(guān)斷延時T_d越小?？梢娂词故峭鈬鷧?shù)固定的電路中，T_d延時也是不斷變化的，且由于T_d延時與輸入電壓的變化關(guān)系很難預(yù)測，因此為了提高恒流控制精度，需要設(shè)計自適應(yīng)的T_d補償電路實時監(jiān)測T_d和V_in的變化，從而精確補償原邊峰值電流，獲得高精度的LED電流。

自適應(yīng)補償方案：

為了精確補償原邊峰值電流，本文提出了一種自適應(yīng)的T_d延時補償方案。該補償方案通過不斷的檢測MOS管實際導通時間T_on1和輸入電壓V_in，自適應(yīng)地補償原邊峰值電流。由于開關(guān)頻率遠大于輸入電壓頻率，相鄰兩個開關(guān)周期內(nèi)V_in可看做不變，因此T_d延時在相鄰兩個開關(guān)周期內(nèi)也可看做是近似不變的。該方案可以通過檢測開關(guān)管在前一個開關(guān)周期的實際導通時間T_on1，作為輸入信號調(diào)節(jié)下一個開關(guān)周期的原邊電流值，得到精確的原邊電流，實現(xiàn)方式簡單，其基本原理如圖4所示。

由于開關(guān)導通時，輔助繞組上的電壓V_a與輸入電壓V_in成正比，因此V_a值可以用來調(diào)節(jié)壓控電流源，得到與輸入電壓成比例的電流。壓控電流源給外置電容C_cs充放電，用來模擬原邊電感電流，電容C_cs上的電壓定義為V’_pri。T_on1時間段內(nèi)，電容充電，電容上的電壓峰值為：

${V^{\′}}_{pk\_p}=\frac{{\mathrm{KV}}_{in}(T_{on}+T_d)}{C_{cs}}---\left(4\right)$

其中K為壓控電流源對輸入電壓V_in的系數(shù)。

假設(shè)芯片內(nèi)部電壓基準為固定值I_{o_ref}，則流過負載LED的平均電流I_LED為：

$I_{LED}=K_1\·\frac{N}{2}{I}_{o\_ref}---\left(5\right)$

其中K₁為驅(qū)動電路外圍可調(diào)參數(shù)，使驅(qū)動芯片可適應(yīng)不同外圍，在傳統(tǒng)的電阻采樣原邊控制電路中與采樣電阻R_cs有關(guān)，在本電路中與外置電容C_cs有關(guān)。

為了保證輸出電流的一致，進入估算電路中的原邊電流采樣值應(yīng)調(diào)整為K₁V’_{pk_p}，綜合式(3)-(5)可知，對于內(nèi)置基準值和系數(shù)K不同的控制芯片以及外圍參數(shù)不同的電路，外接電容值應(yīng)滿足以下關(guān)系：

$C_{cs}=\frac{{\mathrm{KL}}_p}{N}\·\frac{2I_{LED}}{I_{o\_ref}}---\left(6\right)$

該自適應(yīng)延時方案可以不斷檢測和補償隨輸入電壓和外圍電路變化的T_d延時，提高了原邊電流檢測精度，并且不需要額外的三個高速S/H電路來實現(xiàn)T_d延時檢測和補償，實現(xiàn)方法簡單。另外，由于不是直接對原邊峰值電流進行采樣，該方案不需要在開關(guān)管串聯(lián)采樣電阻，減小了損耗。通過調(diào)節(jié)外置補償電容值，該補償電路可以適應(yīng)不同的外圍架構(gòu)。

自適應(yīng)補償模塊實現(xiàn)

自適應(yīng)補償方案主要包括兩個部分：T_on1采樣電路和T_d延時補償實現(xiàn)電路。T_on1采樣電路由門電路實現(xiàn)，其實現(xiàn)電路如圖5所示。模塊一為RS邊沿觸發(fā)電路，用于消除在輸入電壓較小或輕負載情況下，跳谷技術(shù)作用時V_a電壓諧振導致過零檢測(ZCD，Zero Crossing Detection)模塊產(chǎn)生的錯誤小脈沖；模塊二用于檢測實際導通時間T_on1，即柵極驅(qū)動信號V_{g_control}上升沿到V_a上升沿的時間間隔。

T_d延時補償實現(xiàn)電路用一個電流大小與輸入電壓成比例的壓控電流源給一個電容充放電，模擬開關(guān)管電流波形得到原邊峰值電流，其中T_on1控制電容充放電的時間，具體實現(xiàn)電路如圖6所示。開關(guān)管導通時，V_a電壓為負，電流源工作，同時開關(guān)S斷開，電流源給電容充電，電容上的補償電壓上升。

系統(tǒng)架構(gòu)：

基于上述自適應(yīng)的T_d延時補償方案，本文采用了輸出電流估算控制方法，在得到高精度恒流輸出的同時得到高PF。系統(tǒng)級架構(gòu)如圖7所示，其中C_in為輸入電容，R_ST為啟動電阻，C_cs為外置延時補償電容。

控制芯片包括五個引腳，其中VCC為芯片電源引腳，GND為接地引腳，VSNS為輔助線圈的電壓檢測引腳，ISNS為原邊電流檢測引腳，GATE為柵極驅(qū)動信號輸出引腳。該芯片不需要外置供電電路，電路啟動時VCC由輸入電壓通過R_ST供電，電路啟動后通過輔助線圈供電。與一般PSR的控制芯片不同的是，該芯片中原邊電流不是通過在開關(guān)管源級串聯(lián)電阻檢測，而是通過上節(jié)所述的自適應(yīng)補償方案實現(xiàn)高精度檢測。

控制芯片內(nèi)部工作原理圖如圖8所示。該芯片工作在變頻DCM模式下，基于電流估算控制方法和上述自適應(yīng)延時補償方法，可實現(xiàn)高精度的LED恒流驅(qū)動。輔助繞組上的電壓一方面用于實現(xiàn)開關(guān)管的谷底導通技術(shù)和跳谷技術(shù)，控制開關(guān)管的導通Set信號；一方面用于檢測副邊導通時間T_off1。原邊電流經(jīng)過補償后的實際峰值I’_{pk_p}和副邊導通時間T_off1檢測值進入電流估算模塊，得到的輸出電流估算值I_{o_est}與基準值I_{o_ref}比較，經(jīng)過跨導放大器得到誤差電壓V_ea。該誤差電壓與芯片內(nèi)部的三角波產(chǎn)生器比較，控制開關(guān)管的關(guān)斷Reset信號。

以上顯示和描述了本發(fā)明的基本原理和主要特征及本發(fā)明的優(yōu)點。本行業(yè)的技術(shù)人員應(yīng)該了解，本發(fā)明不受上述實施例的限制，上述實施例和說明書中描述的只是說明本發(fā)明的原理，在不脫離本發(fā)明精神和范圍的前提下，本發(fā)明還會有各種變化和改進，這些變化和改進都落入要求保護的本發(fā)明范圍內(nèi)。本發(fā)明要求保護范圍由所附的權(quán)利要求書及其等效物界定。