本發(fā)明涉及模擬集成電路領(lǐng)域，特別涉及一種可用于傳感器和數(shù)字模擬混合信號電路中跨導(dǎo)放大器輸出電流失調(diào)消除結(jié)構(gòu)。

背景技術(shù)：

各類傳感器通過將自然界中的光信號，聲信號，壓力信號等各種信號轉(zhuǎn)化為電信號，經(jīng)過后級電路處理后變成人們可以處理的電信號，大大提高了人們認(rèn)識自然、改造自然的能力。而傳感器信號讀出領(lǐng)域最初獲得的電信號常常是模擬信號，需要經(jīng)過適當(dāng)?shù)碾娐诽幚矸糯蟛拍軌虮缓罄m(xù)電路識別。因此對微弱電信號的降噪和放大方法一直是傳感器讀出電路研究熱點。

在SOI二極管型紅外圖像探測器中，二極管工作在正偏狀態(tài)下，光學(xué)系統(tǒng)將紅外輻射傳遞到探測器表面，造成探測器溫度升高，利用二極管的IV特性隨溫度變化的特點獲得電壓變化ΔV,如圖1所示。在讀出電路中輸入級往往采用跨導(dǎo)放大器模塊，先將ΔV轉(zhuǎn)變成電流信號ΔI，再進行積分，獲得放大后的可處理信號，最終經(jīng)過模數(shù)轉(zhuǎn)換器量化輸出。

然而最初獲得的電壓信號ΔV較微弱，相對信號ΔV，輸入級跨導(dǎo)放大器自身失調(diào)電壓較大，會減少后續(xù)電路輸出動態(tài)范圍中真實信號成分所占比例，造成電路輸出范圍和噪聲特性嚴(yán)重下降。因此，需要采用跨導(dǎo)放大器失調(diào)消除方法，降低跨導(dǎo)放大器失調(diào)，提升電路性能。

傳統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)，存在的不足主要有以下兩條：

1.傳統(tǒng)跨導(dǎo)放大器結(jié)構(gòu)往往不具備失調(diào)消除功能，失調(diào)電流在輸出電流中占有較大比重，輸出動態(tài)范圍中真實信號成分降低，降低了信噪比。

2.傳統(tǒng)失調(diào)消除結(jié)構(gòu)中的開關(guān)電荷注入現(xiàn)象，會影響關(guān)鍵電荷守恒節(jié)點失調(diào)存儲精度，對失調(diào)消除效果影響較大。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

針對現(xiàn)有技術(shù)存在的不足，為了提高紅外讀出電路性能，實現(xiàn)跨導(dǎo)放大器輸出失調(diào)電路消除，本發(fā)明提出了一種基于輸出電流存儲的跨導(dǎo)放大器失調(diào)消除結(jié)構(gòu)，在傳統(tǒng)的經(jīng)典跨導(dǎo)放大器的基礎(chǔ)上考慮失調(diào)電流，并對開關(guān)進行了改進，進一步減小了開關(guān)電荷注入現(xiàn)象的影響。本發(fā)明提出的電路結(jié)構(gòu)能夠?qū)⑤斎腚妷盒盘枽轉(zhuǎn)變成電流信號ΔI，并且消除電流信號ΔI中失調(diào)電流成分。

為了解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明提出的一種基于輸出電流存儲的跨導(dǎo)放大器失調(diào)消除結(jié)構(gòu)，包括差分輸入跨導(dǎo)放大器、一個失調(diào)存儲電容C1和輸出失調(diào)電流消除結(jié)構(gòu)；所述差分輸入跨導(dǎo)放大器包含尾電流PMOS管MP5，由PMOS管MP1和MP2PMOS管構(gòu)成的PMOS輸入對管，共源共柵的PMOS管MP3和PMOS管MP4，由NMOS管MN3、NMOS管MN4、NMOS管MN5和NMOS管MN6共源共柵連接的負(fù)載管；所述失調(diào)存儲電容C1左極板連接NMOS管MN5的柵極，所述失調(diào)存儲電容C1右極板連接NMOS管MN6的柵極；所述輸出失調(diào)電流消除結(jié)構(gòu)包括四個開關(guān)，四個開關(guān)包括正相輸入支路上的開關(guān)SW2、負(fù)向輸入支路上的開關(guān)SW3、正負(fù)輸入端之間的開關(guān)SW4和負(fù)向輸入通路上的開關(guān)SW5；所述開關(guān)SW2連接NMOS管MN3的漏極和NMOS管MN5的柵極、并保持常導(dǎo)通狀態(tài)；所述開關(guān)SW3連接NMOS管MN4的漏極和MN6的柵極；開關(guān)SW4連接PMOS管MP1和MP2PMOS管的柵極；開關(guān)SW5連接差分輸入跨導(dǎo)放大器負(fù)向輸入端和負(fù)向端輸入信號VIN-；所述開關(guān)SW3采用低電荷注入的開關(guān)結(jié)構(gòu)，所述低電荷注入的開關(guān)結(jié)構(gòu)包括單管開關(guān)NMOS管MN7，電荷注入補償NMOS管MN8，緩沖器BUF1和反相器INV1；其中，所述NMOS管MN7和補償NMOS管MN8尺寸比列為2:1，緩沖器BUF1和反相器INV1均采用低電壓VL供電。

本發(fā)明基于輸出電流存儲的跨導(dǎo)放大器失調(diào)消除結(jié)構(gòu)，其中，電路的工作電壓為5V，所述低電荷注入的開關(guān)結(jié)構(gòu)中緩沖器BUF1和反相器INV1所采用的低電壓VL為3.3V，保證開關(guān)NMOS管MN7能夠開啟導(dǎo)通即可。

使用本發(fā)明電路結(jié)構(gòu)在輸入端短接的條件下，先通過輸出電流存儲結(jié)構(gòu)對失調(diào)電流進行采樣存儲，之后在正常工作時，通過預(yù)先存儲的失調(diào)電流和工作時的包含失調(diào)的信號電流做減法，消除信號中失調(diào)成分。與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果如下：

1、通過輸出失調(diào)電流存儲的方式對跨導(dǎo)放大器進行失調(diào)消除，提高了有用信號在輸出電流中所占比例，效果顯著。

2、為了減小關(guān)鍵電荷守恒節(jié)點受開關(guān)注入電荷的影響，通過改進開關(guān)結(jié)構(gòu)，采用一種低電荷注入開關(guān)實現(xiàn)對開關(guān)溝道電荷注入和時鐘饋通現(xiàn)象的抑制，進一步降低了失調(diào)存儲結(jié)構(gòu)的誤差，提高了失調(diào)消除效果。

3、本發(fā)明只需對傳統(tǒng)的電路進行簡單的結(jié)構(gòu)改變即可實現(xiàn)，沒有增加電路復(fù)雜度，沒有明顯增加額外功耗和面積開銷，具有很高實用價值。

附圖說明

圖1是紅外圖像傳感器輸入級跨導(dǎo)放大器工作原理示意圖；

圖2是本發(fā)明使用的電流存儲基本原理；

圖3是傳統(tǒng)跨導(dǎo)放大器電路圖；

圖4是本發(fā)明提出的基于輸出電流存儲的跨導(dǎo)放大器失調(diào)消除結(jié)構(gòu)的電路圖；

圖5是本發(fā)明電路失調(diào)存儲狀態(tài)電路圖；

圖6是本發(fā)明提出的電路正常工作狀態(tài)電路圖；

圖7是本發(fā)明提出的新型抑制溝道電荷注入的開關(guān)結(jié)構(gòu)；

圖8是不帶失調(diào)消除時經(jīng)典跨導(dǎo)放大器輸出失調(diào)電流分布；

圖9是使用本發(fā)明提出的失調(diào)消除方法之后，輸出失調(diào)電流分布；

圖10是采用新型低溝道電荷注入開關(guān)結(jié)構(gòu)實現(xiàn)失調(diào)消除后，輸出失調(diào)電流分布。

具體實施方式

下面結(jié)合具體實施方式對本發(fā)明作進一步詳細(xì)地描述。

本發(fā)明的設(shè)計思路是采用失調(diào)存儲方式為輸出電流失調(diào)存儲，其基本原理如圖2所示，首先圖2中開關(guān)SW1導(dǎo)通，電流源I1驅(qū)動NMOS管MN1和NMOS管MN2，在電容C1上極板存儲電壓V1，通路上電流為I1。之后開關(guān)SW1斷開，電流源I1變成負(fù)載RL，此時電容C1上極板電荷守恒，仍保持電壓為V1，通路上電流仍保持為I1，即負(fù)載RL上電流為I1。

傳統(tǒng)的經(jīng)典跨導(dǎo)放大器如圖3所示，若不考慮失調(diào)電流，PMOS管MP1電流為i，NMOS管MN5電流為i，NMOS管MN6鏡像MN5得到的電流也為i，PMOS管MP2電流為-i，最終輸出電流為2i。若正向和負(fù)向支路上存在失調(diào)電流ios，PMOS管MP1電流為i+ios，NMOS管MN5電流為i+ios，NMOS管MN6鏡像MN5得到的電流也為i+ios，PMOS管MP2電流為-i-ios，最終輸出電流為2i+2ios，包含了正向和負(fù)向支路失調(diào)電流之和2ios。

本發(fā)明提出的一種基于輸出電流存儲的跨導(dǎo)放大器失調(diào)消除結(jié)構(gòu)，包括差分輸入跨導(dǎo)放大器、一個失調(diào)存儲電容C1和由四個開關(guān)(開關(guān)SW2、SW3、SW4和SW5)構(gòu)成的輸出失調(diào)電流消除結(jié)構(gòu)。

如圖4所示，所述差分輸入跨導(dǎo)放大器包含尾電流PMOS管MP5，由PMOS管MP1和MP2PMOS管構(gòu)成的PMOS輸入對管，共源共柵的PMOS管MP3和PMOS管MP4，由NMOS管MN3、NMOS管MN4、NMOS管MN5和NMOS管MN6共源共柵連接的負(fù)載管；所述失調(diào)存儲電容C1左極板連接NMOS管MN5的柵極，所述失調(diào)存儲電容C1右極板連接NMOS管MN6的柵極。

所述輸出失調(diào)電流消除結(jié)構(gòu)包括四個開關(guān)，四個開關(guān)包括正相輸入支路上的開關(guān)SW2、負(fù)向輸入支路上的開關(guān)SW3、正負(fù)輸入端之間的開關(guān)SW4和負(fù)向輸入通路上的開關(guān)SW5。所述開關(guān)SW2連接NMOS管MN3的漏極和NMOS管MN5的柵極、并保持常導(dǎo)通狀態(tài)，用來和開關(guān)SW3匹配，減小正負(fù)兩條支路匹配誤差。所述開關(guān)SW3連接NMOS管MN4的漏極和MN6的柵極，在失調(diào)存儲階段導(dǎo)通，將負(fù)向輸入支路電流對應(yīng)電壓值存儲在失調(diào)存儲電容C1右極板，開關(guān)SW3在工作階段斷開，此時失調(diào)存儲電容C1右極板電荷守恒。開關(guān)SW4連接PMOS管MP1和MP2PMOS管的柵極，在失調(diào)存儲階段開關(guān)SW4導(dǎo)通，差分輸入跨導(dǎo)放大器輸入端短接到VIN+，在正常工作階段，開關(guān)SW4斷開。開關(guān)SW5連接差分輸入跨導(dǎo)放大器負(fù)向輸入端和負(fù)向端輸入信號VIN-，在失調(diào)存儲階段，開關(guān)SW5斷開，隔斷VIN-和負(fù)向輸入端的連接，正常工作階段，開關(guān)SW5閉合，VIN+和VIN-分別連接差分輸入跨導(dǎo)放大器正負(fù)輸入端。失調(diào)存儲采樣和正常工作狀態(tài)分別為圖5和圖6所示。

采用失調(diào)存儲方法消除跨導(dǎo)放大器失調(diào)電流時存在一個問題。開關(guān)導(dǎo)致的電荷注入和時鐘饋通效應(yīng)會降低存儲精度，影響校正效果。而電路中電荷守恒節(jié)點受到的開關(guān)影響最大，對于上述電路結(jié)構(gòu)，失調(diào)存儲電容C1右極板和NMOS管MN6柵極相連，電路正常工作時，此節(jié)點為電荷守恒節(jié)點，需要對開關(guān)SW3進行優(yōu)化，其他開關(guān)(開關(guān)SW2、SW4和SW5)使用普通開關(guān)結(jié)構(gòu)即可。本發(fā)明中提出了一種新型開關(guān)結(jié)構(gòu)對電荷注入和時鐘饋通進行了抑制，開關(guān)SW3采用這種新型的低電荷注入的開關(guān)結(jié)構(gòu)，如圖7所示，所述低電荷注入的開關(guān)結(jié)構(gòu)包括單管開關(guān)NMOS管MN7，電荷注入補償NMOS管MN8，緩沖器BUF1和反相器INV1；其中，所述NMOS管MN7和補償NMOS管MN8尺寸比列為2:1，NMOS管MN7尺寸是NMOS管MN8的兩倍。

如圖7所示，假設(shè)時鐘CLK翻轉(zhuǎn)時，NMOS管MN7上柵電容存儲的電荷有一半轉(zhuǎn)移到了B點，則電荷經(jīng)過一個反相器延時后時鐘CKN發(fā)生翻轉(zhuǎn)，NMOS管MN8從B點吸收的電荷為了使B點變化的電荷△q1和△q2完全抵消，使W₈＝0.5W₇，L₈＝L₇。此時，可以完全抵消時鐘饋通效應(yīng)。

實際上，NMOS管MN7源極和漏極等分電荷的假設(shè)一般是不成立的，所以采用這種方法消除電荷注入的效果并不十分理想。注意到△q1、△q2分別和V_CK、V_CKN成正比。因此采用降低V_CK、V_CKN的方法可以減小△q1、△q2，從而實現(xiàn)抑制溝道電荷注入的效果。本發(fā)明中通過減小緩沖器BUF1和反相器INV1供電電壓的方法，減小V_CK、V_CKN，顯著減小了溝道電荷注入效應(yīng)的影響。本發(fā)明中，緩沖器BUF1和反相器INV1均采用低電壓VL供電，電路工作電壓為5V，該低電壓VL根據(jù)開關(guān)兩端實際電壓取值3.3V，保證開關(guān)NMOS管MN7能夠開啟導(dǎo)通即可。

采用本發(fā)明提出了一種基于輸出電流存儲的跨導(dǎo)放大器失調(diào)消除結(jié)構(gòu)實現(xiàn)跨導(dǎo)放大器失調(diào)消除方法，通過失調(diào)存儲階段，將失調(diào)電流存在電路節(jié)點上，在正常工作階段，從信號電流中減去失調(diào)電流。

失調(diào)存儲階段電路結(jié)構(gòu)如圖5所示，此時開關(guān)SW2保持常通，開關(guān)SW3導(dǎo)通，開關(guān)SW4導(dǎo)通，開關(guān)SW5斷開。此時，跨導(dǎo)放大器輸入短接，輸入信號電壓為0，正向輸入端支路失調(diào)電流為ios，負(fù)向輸入支路失調(diào)電流為-ios。此時，失調(diào)存儲電容C1左極板電壓為VGS5＝V1+VOS，其中，V1是不含失調(diào)成分的NMOS管MN5的柵極電壓，VOS為失調(diào)導(dǎo)致的NMOS管MN5柵極電壓變化量，失調(diào)存儲電容C1右極板電壓為VGS6＝V1—VOS，失調(diào)存儲電容C1上存儲失調(diào)電壓2VOS。NMOS管MN5和NMOS管MN6跨導(dǎo)值為gm，則i+ios＝gm(V1+VOS)，i-ios＝gm(V1-VOS)，其中，i是跨導(dǎo)放大器靜態(tài)電流成分，ios是失調(diào)導(dǎo)致的電流成分。

正常工作階段電路結(jié)構(gòu)圖如圖6所示，此時開關(guān)SW2保持常通，開關(guān)SW3斷開，開關(guān)SW4斷開，開關(guān)SW5導(dǎo)通，此時放大器正負(fù)輸入端存在信號電壓2Vsig，正相輸入端PMOS管MP1電流為

ID1＝i+ios+△i (1)

其中，i是跨導(dǎo)放大器靜態(tài)電流成分，ios是失調(diào)導(dǎo)致的電流成分，△i是跨導(dǎo)放大器輸入電壓信號產(chǎn)生的信號電流。

負(fù)相輸入端PMOS管MP2電流為

ID2＝i-ios-△i (2)

此時，失調(diào)存儲電容C1左極板電壓變?yōu)閂GS5＝V1+VOS+△V，△V是由于跨導(dǎo)放大器輸入電壓信號導(dǎo)致的NMOS管MN5柵極電壓的變化。失調(diào)存儲電容C1上電荷守恒，失調(diào)存儲電容C1左右極板電壓差保持2VOS不變，和失調(diào)存儲階段一致。在失調(diào)存儲電容C1驅(qū)動下，失調(diào)存儲電容C1右極板電壓變成VGS6＝V1-VOS+△V。由于信號較小，導(dǎo)致的跨導(dǎo)變化較小，可以認(rèn)為NMOS管MN5和NMOS管MN6跨導(dǎo)始終不變，為gm。則NMOS管MN5和NMOS管MN6上電流分別為

ID5＝gm×VGS5＝gm×(V1+VOS+△V)＝i+ios+△i (3)

ID6＝gm×VGS6＝gm×(V1-VOS+△V)＝i-ios+△i (4)

由公式(2)和公式(4)可知，最終IOUT輸出電流為

IOUT＝ID6-ID2＝2△i (5)

通過本發(fā)明電路實現(xiàn)的失調(diào)消除方法，使輸出電流中不含有失調(diào)電流成分。

實際工作時，開關(guān)溝道電荷注入也對失調(diào)消除的效果產(chǎn)生影響。工作過程中，關(guān)鍵節(jié)點是NMOS管MN6的柵極，此節(jié)點是電荷守恒節(jié)點，如果受到開關(guān)溝道電荷注入的影響，會導(dǎo)致電荷守恒不成立，影響失調(diào)消除效果。因此，需要對此節(jié)點相關(guān)器件進行特殊處理。開關(guān)SW3使用本發(fā)明中提出的低電荷注入的開關(guān)結(jié)構(gòu)，CLK上升沿到來時開關(guān)管NMOS管MN7導(dǎo)通，此時不需要考慮夠到電荷注入；CLK下降沿到來時，開關(guān)管NMOS管MN7斷開，對節(jié)點B產(chǎn)生溝道電荷注入。此時CKN上升沿到來，通過補償管NMOS管MN8吸收一部分開關(guān)管NMOS管MN7注入到B點的電荷，但是難以全部吸收。通過降低CK和CKN的電壓，進一步減小了殘余的電荷。

不進行失調(diào)消除時候，輸入短接時，輸出電流失調(diào)分布如圖8所示，最多大約1uA失調(diào)電流；采用普通開關(guān)進行失調(diào)消除之后，輸出電流失調(diào)分布如圖9所示，最多大約6nA，采用本發(fā)明中提出的低電荷注入開關(guān)結(jié)構(gòu)進行失調(diào)消除之后，輸出電流失調(diào)分布如圖10所示，最多大約3.5nA。本發(fā)明實現(xiàn)的失調(diào)消除方法和所采用的低電荷注入開關(guān)結(jié)構(gòu)都能夠?qū)崿F(xiàn)很好的效果。

盡管上面結(jié)合圖對本發(fā)明進行了描述，但是本發(fā)明并不局限于上述的具體實施方式，上述的具體實施方式僅僅是示意性的，而不是限制性的，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員在本發(fā)明的啟示下，在不脫離本發(fā)明宗旨的情況下，還可以做出很多變形，這些均屬于本發(fā)明的保護之內(nèi)。