本發(fā)明涉及振蕩器校準，特定來說(但非排外地)涉及調(diào)諧用于頻率合成器中的鎖相回路的壓控振蕩器，例如用于調(diào)諧數(shù)字無線電傳輸器和接收器中的應(yīng)用。

背景技術(shù)：

壓控振蕩器(voltagecontrolledoscillator；vco)常用于鎖相回路(phaselockedloop；pll)中。本申請人已了解的vco問題為當(dāng)它用于形成用于數(shù)字無線電應(yīng)用的頻率合成器的部分的pll時，它要求在相對大的頻率范圍(例如，約為數(shù)百mhz)上操作。此頻率調(diào)諧范圍可能需要在僅0.6v的電壓擺幅內(nèi)調(diào)節(jié)，這意味著vco需要具有極高增益且它因此對回路濾波器噪聲敏感。

此敏感度又要求大的濾波器，這暗示需要就集成電路領(lǐng)域來說昂貴的大電容。典型的vco還展現(xiàn)許多變化：例如其電容可能變化多達15％，這導(dǎo)致中心頻率發(fā)生改變。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明旨在提供一種不同方法。

當(dāng)從第一方面檢視時，本發(fā)明提供一種鎖相回路，其包括：

可控振蕩器；

可變分頻器布置，其從所述可控振蕩器獲得信號并以可變量劃分所述信號以提供較低頻率信號；

σ-δ調(diào)制器，其經(jīng)布置以將控制輸入提供到所述可變分頻器布置；和

相位檢測器，其由所述較低頻率信號和參考時鐘觸發(fā)；

其中所述鎖相回路經(jīng)布置可以正常模式和校準模式操作，在正常模式中所述可控振蕩器由來自所述相位檢測器的電壓控制，在校準模式中所述可控振蕩器由來自從所述可變分頻器布置接收輸入的校準模塊的信號用數(shù)字方式控制。

因此，所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員將看出，根據(jù)本發(fā)明，可控振蕩器能夠由校準模塊在校準模式中用數(shù)字方式控制。此允許實現(xiàn)粗調(diào)，從而使得輸出頻率的電壓控制僅需要用于整個頻率范圍的較小子集內(nèi)的微調(diào)。這又意味著可控振蕩器的敏感度能夠明顯減少，這減少噪聲問題。

在校準模式期間操作σ-δ調(diào)制器能確保充分分辨率可用于能夠在可控振蕩器上確證的控制，但在一組實施例中，σ-δ調(diào)制器經(jīng)布置以在所述校準模式期間以不同于所述正常模式期間的模式操作。在一組此類示范性實施例中，σ-δ調(diào)制器經(jīng)布置以在所述校準模式中以二級多段噪聲塑形(mash，例如mash1-1)操作，并在所述正常模式中以三級多段噪聲塑形(例如，mash1-1-1)操作。這反映出本申請人了解到，盡管三級塑形帶來低的帶內(nèi)噪聲，但它帶來將顯著干擾校準的極高帶外量化噪聲。

校準模塊可以經(jīng)布置以在校準期間確定可控振蕩器在給定時刻處是運行過快還是過慢，且因此確定從校準模塊輸出的數(shù)字校準信號是要求增加還是降低可控振蕩器的頻率。然而，本申請人已了解到，此布置將要求延伸于分頻器布置與校準模塊之間的數(shù)據(jù)總線，因此這將需要跨越這兩個布置之間的不同時鐘方案。在一組實施例中，本申請人已通過布置分頻器布置以計數(shù)來自可控振蕩器的脈沖，并將指示振蕩器是運行過快還是過慢的信號輸出到校準模塊來解決此問題。這避免了越過時鐘域的需要，因為它準許單線接口而非數(shù)據(jù)總線。在一組實施例中，分頻器布置經(jīng)布置以在從參考時鐘接收到下一過渡邊緣時確定其中含有的計數(shù)器的狀態(tài)，并基于所述計數(shù)器狀態(tài)確定可控振蕩器頻率是過高還是過低。

在一組實施例中，pll是分數(shù)npll，亦即所施加劃分因數(shù)能夠變化以帶來準確的所要頻率。在一組此類示范性實施例中，分頻器布置包括可變模數(shù)預(yù)縮放器(vmp)。分頻器布置可以僅依賴于vmp，但在一組實施例中，還提供其它分頻器。所述其它分頻器可以是固定的，但在一組實施例中，它可以經(jīng)改變以改變到不同回路頻率。

在一組實施例中，pll經(jīng)布置以每當(dāng)需要重置時進入所述校準模式。舉例來說，其可以經(jīng)布置以每當(dāng)傳輸或接收新的數(shù)據(jù)包時，當(dāng)傳輸器或接收器經(jīng)布置以在不同頻率通道上操作時，或當(dāng)系統(tǒng)將操作模式從接收改變到傳輸或反過來時進入所述校準模式。

在一組實施例中，校準模塊經(jīng)布置以執(zhí)行對分搜索以用于進行數(shù)字優(yōu)化校準。這意味著建立了(例如)多個較低有效位。在一組示范性實施例中，使用五位字。這意味著存在用于pll的32種可能數(shù)字調(diào)諧校準，從而使得頻率的電壓控制僅需要在整個范圍的1\32上變化頻率，從而帶來可控振蕩器的敏感度的大大降低(但在實踐中頻帶將通常重疊)。

校準模塊優(yōu)選地包括有限狀態(tài)機。

在一組實施例中，鎖相回路用于數(shù)字無線電傳輸器或接收器的頻率合成器中。

附圖說明

現(xiàn)將僅借助于實例參考附圖來描述本發(fā)明的實施例，在附圖中圖1為體現(xiàn)本發(fā)明的鎖相回路的示意圖。

具體實施方式

圖1中展示體現(xiàn)本發(fā)明的分數(shù)n鎖相回路(pll)。如同任何pll，這是基于壓控振蕩器(vco)102的，所述壓控振蕩器由相位檢測器104經(jīng)由低通濾波器106控制。在正常使用期間，相位檢測器104導(dǎo)致vco102的頻率進行較小調(diào)整，以便使饋送回的信號的相位(且因此頻率)與參考時鐘ck_ref對準。

可變模數(shù)預(yù)縮放器(variablemoduluspre-scaler；vmp)電路108用于以p或p+1劃分頻率，這取決于它從其它divn分頻器模塊110中接收的控制信號，在饋送到相位檢測器104之前所述分頻器模塊以其它整數(shù)n劃分頻率。因此，vco102的頻率被控制到fref*n*(np+m(p+1))，其中fref是參考晶體頻率，且n和m是在給定時間周期內(nèi)相應(yīng)的計數(shù)p和p+1出現(xiàn)的相對比例。

分頻器模塊110由σ-δ調(diào)制器(sigma-deltamodulator；sdm)112控制以確定上文所提及的n以及p和p+1計數(shù)的相對比例，因此確定精確頻率。

經(jīng)精確劃分的平均頻率信號被饋送到相位檢測器104，所述相位檢測器根據(jù)來自分頻器110的信號與參考時鐘輸入信號ck_ref之間的任何失配產(chǎn)生輸出信號以控制vco102。

圖1中還展示有限狀態(tài)機(finitestatemachine；fsm)114。它從divn分頻器模塊110獲得輸入，并將輸出信號提供到可控振蕩器102、相位檢測器104、sdm112和divn模塊110。

在正常使用中，vco102的頻率經(jīng)由低通濾波器106由來自相位檢測器104的電壓信號的改變控制。所述信號又由來自σ-δ調(diào)制器112的輸出控制，所述σ-δ調(diào)制器經(jīng)由可變調(diào)制器預(yù)縮放器108和divn模塊110施加影響。因此，整個頻率劃分分裂于兩個模塊之間。預(yù)縮放器108具有可變模數(shù)，從而使得它能夠取決于來自允許全范圍的分數(shù)計數(shù)的divn110的控制信號以p或p+1進行劃分。預(yù)縮放器108可以是異步或紋波計數(shù)器，但這不是必要的。divn模塊110是計數(shù)器，它可以是同步計數(shù)器，所述同步計數(shù)器在經(jīng)劃分時鐘上操作且以由其控制輸入所確定的量n劃分。所得頻率劃分因此能夠表示為n*p+a，其中a表示在一個輸出循環(huán)期間vmp108以p+1劃分多少次。

用于vmp108的輸入時鐘是由vco102的輸出提供。vmp108產(chǎn)生傳遞到divn模塊110的中間時鐘。來自divn模塊110的輸出是傳遞到相位檢測器104的時鐘信號ck_o1。

然而，根據(jù)本發(fā)明，vco并不跨越pll能夠產(chǎn)生的整個頻率范圍受控。實際上，vco的頻率僅能夠借助于施加到其的電壓在相對窄的頻帶內(nèi)變化。

為了確定vco102操作的頻帶，在校準模式期間施加數(shù)字調(diào)諧。在由fsm起始的此模式中，fsm發(fā)出通過固定相位檢測器103的輸出信號電壓而導(dǎo)致vco102的頻率不再由其輸出信號電壓控制的控制信號。確切來說，在此模式中，可控振蕩器102直接由能夠產(chǎn)生用以設(shè)定vco102的頻率的適當(dāng)二進制控制字的fsm114控制?？刂谱中盘栍糜趯㈦娙萜鹘尤牖蚪映鰒co102中的電路以便變更其基線頻率。

在示范性實施例中，fsm114產(chǎn)生到vco102的5位控制字，并從最高有效位到最低有效位進行對最緊密匹配所要頻率的控制字的5循環(huán)對分搜索。在每一循環(huán)期間，調(diào)諧字中的一位是由divn模塊110確定，所述模塊當(dāng)在參考時鐘輸入ck_ref上接收到過渡邊緣時相比于預(yù)定預(yù)期狀態(tài)監(jiān)視其計數(shù)器的狀態(tài)。如果計數(shù)過高，則vco確定為運行過快，且如果計數(shù)過低，則vco確定為運行過慢。divn模塊110將單位輸出發(fā)出到fsm114，所述fsm使用此來適當(dāng)?shù)卦O(shè)定控制字位以設(shè)定vco102的頻帶。

由于計數(shù)確定是由分頻器模塊110自身而非fsm114進行，因此不必提供越過相應(yīng)時鐘域的數(shù)據(jù)總線，從而實質(zhì)上簡化電路。

在校準期間，σ-δ調(diào)制器112必須繼續(xù)操作以確保由分頻器布置108、110施加的劃分因數(shù)(亦即，上文描述中的n和a的值)能夠變更，這能給予充分頻率分辨率。否則，校準目標將限于參考時鐘頻率的倍數(shù)。在典型實例中，參考時鐘頻率可以是32mhz，然而校準過程的目標準確性大約為5mhz。sdm112在校準期間是以不同分數(shù)n模式運行，以避免高電平的量化噪聲并加速校準過程。具體來說，將分數(shù)模式從mash1-1-1改變到mash1-1。此移除‘極端’計數(shù)值，且因此意味著分頻器110并不需要運行許多循環(huán)來達到可靠結(jié)論(亦即，決定vco102是過快還是過慢)。舉例來說，它可以在正常模式中從-1運行到+2，而非從-3運行到+4。

一旦已設(shè)定用于vco102的適當(dāng)頻帶，系統(tǒng)可以返回到正常模式，其中二進制控制字是固定的，vco102由相位檢測器104的輸出改變控制且sdm恢復(fù)到mash1-1-1。因此，在此模式中，vco102的頻率由電壓控制但僅跨越窄頻帶(例如，約為70mhz，而非可以是數(shù)百mhz的合成器的全范圍)。這意味著相比vco102對于跨越整個范圍改變其頻率的所述電壓擺幅原本必需的增益，其僅要求具有低得多的增益。這在使用中明顯減少vco對噪聲的敏感度。

舉例來說，可以在每次新的數(shù)據(jù)包待傳輸或接收時重復(fù)所述校準。