專利名稱：分?jǐn)?shù)倍鎖相環(huán)及其操作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及鎖相環(huán)，尤其涉及分段式(segmented)分?jǐn)?shù)倍鎖相環(huán)及其操作方法。
背景技術(shù)：
對于一個傳統(tǒng)的整數(shù)倍鎖相環(huán)(PLL)，如果需要輸出頻率的精度更精細(xì)，其中一種方法是將輸入頻率預(yù)先除頻以降低基準(zhǔn)頻率。由于輸出頻率是輸入頻率的整數(shù)(N)倍，較慢的基準(zhǔn)頻率可以產(chǎn)生較精細(xì)的頻率精度。使用這種方法時，因為環(huán)路帶寬不應(yīng)大大超過基準(zhǔn)頻率的10%，所以會減少可達(dá)到的最大的PLL帶寬。降低環(huán)路帶寬會犧牲VCO的相位噪聲，并且由于在環(huán)路濾波器中需要使用較大的電容，從而增加了布線面積。另一種在整數(shù)倍PLL中獲得較精細(xì)的頻率精度的方法是:增加輸出頻率，然后再對所產(chǎn)生的VCO輸出頻率進行除頻。這種方法具有一個顯著的缺點，那就是由于使用較高的時鐘速率而增加功率消耗。獲得較精細(xì)的輸出頻率精度的一個更好的方法是:使用一個分?jǐn)?shù)倍PLL。使用這種方法時，反饋式除頻器通常是由Λ-Σ調(diào)制器控制，以使除頻器設(shè)置達(dá)到期望的(分?jǐn)?shù))值。在使用一個Λ-Σ調(diào)制器來控制反饋式除頻器時，調(diào)制器引起的量化噪聲將被整形，使得該些噪聲大部分被放置在更高的頻率。然后，該量化噪聲可以由在PLL的輸入端看到的低通特性進行衰減。雖然分?jǐn)?shù)倍的方法能夠獲得較高的基準(zhǔn)頻率，從而實現(xiàn)了由穩(wěn)定性限制(stabilityconstraint)來設(shè)置的更寬的環(huán)路帶寬,然而，由量化噪聲強加的濾波限制仍可能將環(huán)路帶寬限制在一個不期望的程度。用來降低基于量化噪聲的PLL帶寬要求的一個有效的方法是:使用分相產(chǎn)生方式來減小反饋式除頻器的分辨率。然而，如果分相產(chǎn)生電路(相位內(nèi)插器、延遲線或其他元件)具有非理想性(不匹配、增益誤差或任何其他效果)，則分相產(chǎn)生電路不可避免地會將雜散引入到PLL系統(tǒng)中。需要注意的是，這些雜散信號是除來自Λ-Σ調(diào)制器的固有諧波(idletone)以外的雜散信號。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明提供一種分?jǐn)?shù)倍鎖相環(huán)及其操作方法，以解決上述問題。在一實施例中，提供一種分?jǐn)?shù)倍鎖相環(huán)，其包括:鑒頻鑒相器模塊，用于接收一第一頻率和來自于一反饋路徑的一第二頻率；相位粗調(diào)模塊，用于接收一粗調(diào)相位分量和來自于該反饋路徑中的一除頻器模塊的一輸出信號，并根據(jù)該粗調(diào)相位分量和輸出信號執(zhí)行一相位粗調(diào)操作；相位微調(diào)模塊，用于執(zhí)行相位微調(diào)操作，通過接收一微調(diào)相位分量以及該相位粗調(diào)結(jié)果以產(chǎn)生該第二頻率，該相位微調(diào)模塊消除在相位粗調(diào)期間出現(xiàn)的大部分或全部的量化噪聲，以降低該除頻器模塊的凈相位噪聲；以及分段模塊，用于接收一控制信號，以及根據(jù)該控制信號，產(chǎn)生用于提供至該相位微調(diào)模塊和該相位粗調(diào)模塊的該粗調(diào)相位分量和該微調(diào)相位分量。在另一實施例中，提供一種分?jǐn)?shù)倍鎖相環(huán)的操作方法，其包括:接收一第一頻率和來自于一反饋路徑的一第二頻率；接收一粗調(diào)相位分量和來自于該反饋路徑架構(gòu)中的一除頻器模塊的一輸出信號，并根據(jù)該粗調(diào)相位分量和輸出信號執(zhí)行一相位粗調(diào)操作；通過輸入一微調(diào)相位分量以及該相位粗調(diào)結(jié)果來產(chǎn)生該第二頻率，并消除在相位粗調(diào)期間出現(xiàn)的大部分或全部的量化噪聲，以降低該除頻器模塊的凈相位噪聲；以及接收一控制信號并產(chǎn)生該粗調(diào)相位分量和該微調(diào)相位分量。本發(fā)明實施例提供的分段式(segmented)分?jǐn)?shù)倍PLL架構(gòu)及其操作方法，其將分相位(sub-phase)信息分成兩部分:粗調(diào)相位分量和微調(diào)相位分量。該粗調(diào)相位分量包括信號(目標(biāo)除頻值)和量化噪聲，而微調(diào)相位分量僅包括量化噪聲。在這種方法中，可以使用一個相位內(nèi)插器來消除在粗調(diào)相位調(diào)節(jié)過程中出現(xiàn)的大部分或全部的量化噪聲，從而大大降低了除頻器的凈相位噪聲。


圖1是本發(fā)明的一分?jǐn)?shù)倍PLL的示意圖。圖2是圖1的分?jǐn)?shù)倍PLL中的分段模塊的實施例示意圖。圖3A-3B顯示了分?jǐn)?shù)倍PLL的一階分段的極坐標(biāo)圖。圖4A-4B是本發(fā)明所采用的相位內(nèi)插器輸出的FFT圖。圖5是具有抖動的一階分段的相位噪聲的示意圖。圖6A-6B顯示分?jǐn)?shù)倍PLL的二階分段的極坐標(biāo)圖。圖7是具有抖動的二階分段的相位內(nèi)插器輸出的FFT圖。圖8是使用二階分段方案時產(chǎn)生的相位噪聲的不意圖。圖9A-9B是用在基于累加器的分?jǐn)?shù)倍PLL內(nèi)的一相位內(nèi)插器的相位示意圖以及具有1.9MHz帶寬(BW)的一階分段的相位示意圖。圖10A-10B是用在基于累加器的分?jǐn)?shù)倍PLL內(nèi)的一相位內(nèi)插器的相位示意圖以及具有0.4MHz帶寬(BW)的一階分段的相位示意圖。圖11是前景校準(zhǔn)的波形示意圖。圖12顯示被來自Σ-Λ調(diào)制器的量化噪聲所隱藏的增益誤差的波形圖。圖13是本發(fā)明中使用的背景校準(zhǔn)的示意圖。
具體實施例方式在本說明書以及權(quán)利要求書當(dāng)中使用了某些詞匯來指代特定的元件。本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)可理解，硬件制造商可能會用不同的名詞來稱呼同樣的元件。本說明書及權(quán)利要求并不以名稱的差異作為區(qū)分元件的方式，而是以元件在功能上的差異作為區(qū)分的準(zhǔn)則。在通篇說明書及權(quán)利要求當(dāng)中所提及的“包括”是一個開放式之用語，因此應(yīng)解釋成“包括但不限定于”。另外，“耦接”一詞在此包括任何直接及間接的電氣連接手段。因此，若文中描述第一裝置耦接于第二裝置，則代表第一裝置可以直接電氣連接于第二裝置，或通過其它裝置或連接手段間接地電氣連接至第二裝置。本發(fā)明一實施例提供一分段式(segmented)分?jǐn)?shù)倍PLL架構(gòu)，其將分相位(sub-phase)信息分成兩部分:粗調(diào)相位分量(coarse phase component,下稱MSB)和微調(diào)相位分量(fine phase component,下稱LSB)。該MSB包括信號(目標(biāo)除頻值)和量化噪聲,而LSB僅包括量化噪聲。在這種方法中，可以使用一個相位內(nèi)插器來消除在MSB相位調(diào)節(jié)過程中出現(xiàn)的大部分或全部的量化噪聲，從而大大降低了除頻器的凈相位噪聲。圖1為本發(fā)明的分?jǐn)?shù)倍鎖相環(huán)(PLL)2。該分?jǐn)?shù)倍PLL 2包括一鑒頻鑒相器(phasefrequency detector,下稱PFD) 4,該PFD 4輸入一外部頻率信號REFCLK和一反饋頻率信號FBCLK。該PFD4發(fā)送兩個輸出信號(UP和DN)至一電荷泵(CHP)6，其中該電荷泵6輸出一輸出信號20到一低通濾波器(LPF) 8,該LPF 8對該輸出信號20進行濾波,且濾波后的信號21提供給一個電壓控制振蕩器(voltage controlled oscillator,下稱VCO) 10。該VCO 10輸出一頻率信號24，并提供給一個除頻器(在圖1中用“/N，/N+i”表示)16以對VCO10的輸出進行除頻。本發(fā)明的分?jǐn)?shù)倍鎖相環(huán)(PLL) 2還包括一分段模塊18，其輸出該粗調(diào)相位分量(MSB)和微調(diào)相位分量(LSB)。此外，該分段模塊18提供一個控制信號至該除頻器16以提供頻率。一個MSB相位選擇器(在圖1中表示為“Ts/4選擇器”)14用于接收該MSB和除頻器16的輸出23作為其輸入，并執(zhí)行MSB相位調(diào)整。在這種情況下，該MSB相位選擇器14作為一個Ts/4選擇器來工作，其中Ts是該VCO的頻率周期。一相位內(nèi)插器12接收MSB相位選擇器14的輸出22和來自該分段模塊18的LSB，以執(zhí)行LSB相位調(diào)節(jié)。如上所述，相位內(nèi)插器12用來提供相位微調(diào)，而粗調(diào)(MSB)由Ts/4選擇器來實現(xiàn)。粗調(diào)(MSB)可以使用VCO頻率的分相來實現(xiàn)，或者通過在較高的頻率運行該VCO頻率后，將該頻率除頻來實現(xiàn)。正如后面將要討論的，MSB (粗調(diào))相位選擇器14不需要限定為分相選擇，其也可以有整個VCO頻率周期(Ts)或甚至更大的一個相位步階(step)。如果MSB相位選擇器14 (步階)被設(shè)置為等于或大于Ts，粗調(diào)相位選擇可以通過僅僅使用模量可變的除頻器(modulus) 16來簡單地加以實現(xiàn)。根據(jù)這種架構(gòu)，可以使用不同的方法來對MSB和LSB之間的相位信息進行分割(segment)。然，需要對來自PLL的噪聲整形和所需的相位噪聲性能之間進行各種權(quán)衡。其中一種方法是使用一個Σ-Λ調(diào)制器來實現(xiàn)MSB和相位內(nèi)插器12(執(zhí)行LSB)之間的分區(qū)。圖2顯示了該分段模塊18的一種可能實施例。這個電路的功能是產(chǎn)生控制信號到一整數(shù)除頻器58、一 MSB分相產(chǎn)生器或相位選擇器(在圖2中表示為“Ts/4選擇器”)60和一 LSB分相產(chǎn)生器64，以通過這樣一種方式從PLL獲得所需的輸出頻率，同時降低由于非理想性而產(chǎn)生的雜散的程度(level)。在本實施例中，Λ-Σ調(diào)制器或分段調(diào)制器50的輸出通過對一個較快的頻率進行除頻來實現(xiàn)，但是也可能使用VCO (或其他技術(shù))的分相位(sub-phase)。此外，LSB分相產(chǎn)生器64系由一相位內(nèi)插器56完成,但是也可使用一延遲線或其他產(chǎn)生技術(shù)來實現(xiàn)。輸入控制字符Divider_INT、Freq_0ffset、以及FCW設(shè)定PLL的目標(biāo)頻率。Divider_INT設(shè)置除頻值的整數(shù)部分，而Freq_0ffset和FCW設(shè)置除頻值的分?jǐn)?shù)部分。Freq_Offset具有與該相位內(nèi)插器56相同的精度。FCW具有更精細(xì)的精度且由Λ-Σ調(diào)制器42進行處理，以增加整數(shù)除頻器58的有效精度，從而超過相位內(nèi)插器56的有效精度。通過使用加法器44，Λ-Σ調(diào)制器42的輸出(A)與Freq_0ffSet相加，以確定下一個頻率周期(A)的總分?jǐn)?shù)步階。其結(jié)果(B)通過使用積分器46進行積分(C)，然后檢查是否溢出(overflow)。如果積分器46的輸出(C)大于2 π (Ts)，則使用模量除頻器(在圖2中表示為“M0D(2ji )”)48從分?jǐn)?shù)值中減去一個周期，以使得結(jié)果(D)保持在分相產(chǎn)生器62、64的范圍內(nèi)。然后，使用加法器66將溢出部分(G)與整數(shù)除頻值Divider_INT相加，以形成整數(shù)除頻器58的控制字符(H)。分?jǐn)?shù)控制字符(D)被傳送到該Λ-Σ調(diào)制器或用于執(zhí)行該分段功能的該分段調(diào)制器50。然后，該分段調(diào)制器50產(chǎn)生由所需的相位組成，且伴隨著量化誤差的一輸出(E)。來自該分段調(diào)制器50的輸出(E)的輸出位準(zhǔn)的數(shù)目可以匹配于該MSB分相選擇器60使用的位準(zhǔn)數(shù)目。通過使用加法器52，從分段調(diào)制器50的輸入(D)中減去其輸出(E)，以確定該量化誤差(F)。該量化誤差(F)信號包括一個+180°的相位偏移，以進入相位內(nèi)插器56的輸入范圍的中心。然后，通過使用一擾碼器(在圖2中記為”擾碼器(DEM)”)54，對該量化誤差(F)信號進行擾碼(或以某種其他形式使形狀不匹配)，并將擾碼后的信號傳送到該相位內(nèi)插器56以執(zhí)行微調(diào)相位控制。可以理解，根據(jù)不同的應(yīng)用，所述擾碼器54可以省略。值得注意的是，上述的結(jié)構(gòu)可以有多種變化，尤其是在相位選擇器和VCO頻率之間的相對時間步階(time step)方面。在上面的例子中，該相位選擇器60使用的時間步階是VCO頻率周期的1/4。因此，由于相位選擇器60使用4個步階，內(nèi)插器56的范圍等于一個VCO頻率周期。這種關(guān)系是不固定的，并且可以被改變。例如，相位選擇器60可使用相當(dāng)于一個VCO頻率周期的步階，且該內(nèi)插器56可以具有等于4Ts的范圍。另外，步階的數(shù)目也不必設(shè)置為4，并且可以改變。通過使用一加法器67，該相位內(nèi)插器56的輸出(H)與該相位選擇器60的輸出(I)相加，以產(chǎn)生一相位選擇信號。這個解決方案的主要功能是通過分段調(diào)制器50來實現(xiàn)的。由于相位內(nèi)插器56的控制信號僅包括量化噪聲，可通過這種方法將相位內(nèi)插器56和相位選擇器60之間不匹配產(chǎn)生的影響最小化。此外，如果傳送到相位內(nèi)插器56的量化噪聲主要是隨機的，且根據(jù)相位內(nèi)插器56的全范圍進行變化,則雜散影響(tonal behavior)可被大大衰減。圖3A-3B顯示了采用一階分段的極坐標(biāo)圖。具體地，圖3A顯示無抖動的結(jié)果，而圖3B顯示添加了抖動的結(jié)果。圖3A所示的相位映射圖是一個集中在多個值的一個較窄范圍的更復(fù)雜的軌跡。該些值的狹窄范圍來自于確保最大偏差小于±90°的該一階調(diào)制。如之前所述，先前添加到相位內(nèi)插器56的控制信號中的偏移量可將中點偏移180°。圖3B顯示了增加抖動到一階調(diào)制器50所產(chǎn)生的影響。此處所述的抖動稍大于LSB的二分之一，以顯著增加出現(xiàn)在調(diào)制器50的輸出(E)處的變化。由于來自所述抖動的新增的量化噪聲被相位內(nèi)插器56的輸出所取消，因此該抖動不會增加PLL的相位噪聲，取而代之的是，這僅影響相位在MSB和LSB分相產(chǎn)生器之間被分割的方式。值得注意的是，來自具有抖動的調(diào)制器的軌跡可產(chǎn)生明顯更復(fù)雜的一相位軌跡。與先前技術(shù)中使用基于累加器的方法相比，本發(fā)明的分段方法的另一種實施例是:如圖4A-4B所示,將相位內(nèi)插器56處理的相位信號的快速傅里葉變換(fast Fouriertransform, FFT)繪示出來。圖4A表示用于先前技術(shù)中的基于累加器的分?jǐn)?shù)倍鎖相環(huán)(PLL)的FFT。正如預(yù)期的那樣，大雜散(tone)出現(xiàn)在基準(zhǔn)頻率的分?jǐn)?shù)部分和所有諧波部分。相反，如圖4B所示，使用上述的一階分段，雜散可被大大衰減。對上述多個方法作最后的比較，圖5顯示了前面例子(具有抖動的一階分段)中的相位噪聲圖，其中，在相位內(nèi)插器中加入1%的增益誤差和0.5%的非線性積分(INL)。在這種情況下，最壞情況下的雜散已被減少了超過30dB，且積分的抖動已經(jīng)被減少了 ISdB以上。當(dāng)然，該分段調(diào)制器50并非必須是一個一階架構(gòu)，更高階的調(diào)制器也可以使用。擴展來說，圖6A-6B顯示了使用二階分段方案的相位軌跡圖，其中FCW=1/16。正如所預(yù)期的，圖6A顯示了更高階噪聲整形會在內(nèi)插器56的相位中產(chǎn)生較大的波動。如圖6B所示，在二階解決方案中添加抖動會產(chǎn)生一相位軌跡，其中幾乎所有可能的相變均被執(zhí)行(exercised)。圖7是來自相位內(nèi)插器56的相位的FFT圖。與圖4B相比，即當(dāng)與一階分段比較時，1.625MHz的基調(diào)已下降了大約5dB，而較高的頻率含量超過根據(jù)一階分段所觀察到的值。這種情況是可以意料得到的，因為二階調(diào)制具有更強的噪聲整形，因此增大了高頻量化噪聲的位準(zhǔn)(對于減少的帶內(nèi)量化噪聲及降低的諧波(idle tone)位準(zhǔn)的標(biāo)準(zhǔn)權(quán)衡)。圖8顯示了在內(nèi)插器56中使用先前的具有非理想特性位準(zhǔn)的該二階分段方案時所產(chǎn)生的相位噪聲。與圖5比較，1.625MHz的雜散實際上已經(jīng)增加了接近20dB。這樣做的原因是，抖動的二階調(diào)制器的輸出需要有多于該內(nèi)插器和相位選擇器所能產(chǎn)生的更多的范圍。為解決這個限制，對導(dǎo)致結(jié)束在內(nèi)插器中(相對于量化噪聲)的一些信號內(nèi)容進行限幅(clipping)。這將導(dǎo)致雜散位準(zhǔn)增大。積分的抖動剛好超過7dB，小于基于累加器的解決方案，但仍然比所述一階分段高10.9dB。根據(jù)上述的限幅，該一階和二階分段方案之間的差值(Λ)的重要部分是由來自該二階噪聲整形的較大的高頻信號來決定的。在本實施例中，PLL帶寬設(shè)定在1.9MHz，因此，會對更強的噪聲整形更敏感。作為具有標(biāo)準(zhǔn)分?jǐn)?shù)倍PLL的設(shè)計，需要在噪聲整形使用的最優(yōu)階和PLL的帶寬之間有所折衷。在本實施例中，似乎一階調(diào)制是最優(yōu)的。這將根據(jù)條件而有所不同。需要注意的是，將溢出移除到與二階調(diào)制同時出現(xiàn)的該分相產(chǎn)生器的一個可能方案是:增加相位選擇器所使用的位準(zhǔn)數(shù)目和/或增大內(nèi)插器的范圍。雖然FCW=1/16的情況是相當(dāng)簡單的，但并不代表這是PLL的最好用法。經(jīng)過實驗，可確定某一個例子是合理近似于(或至少更加緊密地靠近)該分段分?jǐn)?shù)倍PLL架構(gòu)的最差的情況。而且，與簡單的FCW=1/16的例子相比，這個最差的情況在調(diào)制時執(zhí)行復(fù)雜得多的基調(diào)(underlying tone)。本實施例中，該分?jǐn)?shù)控制字符被設(shè)置為(231/256)加上(595/218)的一個值，或者更確切地說，F(xiàn)CW約等于0.905。該輸出頻率大約是1.96GHz。值得注意的是，在這個例子中，使用具有范圍是4Ts的內(nèi)插器進行分段。因此，該分相產(chǎn)生器的MSB實際上使用了一個完整的VCO頻率周期的步階大小，即前面描述的一種變型。圖9A揭示了一個比前面的例子明顯復(fù)雜的一個雜散行為。然而，與圖9B相比，由于分段的引入，幾乎移除或大大衰減了所有的雜散。最終的結(jié)果是，峰值雜散位準(zhǔn)(peakspur level)以及(積分)抖動分別減少了約19dB和16.ldB。圖9B中的殘余雜散(tone)被認(rèn)為來自于內(nèi)插器中的增益誤差。圖10A-10B提供了同樣分析的結(jié)果，只是PLL BW降低到0.4MHz。當(dāng)峰值雜散比較不變時，由于更多的雜散信號隨著帶寬減少而被過濾，使得抖動的改善減少到10.2dB。雖然分段方法大大降低了雜散，但分相產(chǎn)生器中的殘余增益誤差可對雜散衰減的程度(level)造成限制。為了進一步降低相位噪聲圖中的雜散位準(zhǔn)，需要某些類型的增益校準(zhǔn)。圖11顯示了一個前景校準(zhǔn)技術(shù)(也稱校準(zhǔn)算法)68，用以減少增益誤差。在正常運作之前，反饋路徑被切換回DDS型架構(gòu)(簡單的累加器加內(nèi)插器)。使用較低的FCW值，使得相位選擇代碼看起來像上面所示的階梯狀(staircase)。如果存在增益誤差，當(dāng)相位在2 π(360° )附近時，在相鄰碼(最小的代碼與最大的代碼)之間會出現(xiàn)一個大步階78。
一個簡單的時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器(Time-to-Digital Converter,下稱TDC) 70可以用于獲得在PFD的輸入端Ref和PI_out處的相位誤差，并使用一加法器74從使用z」模塊72的一個先前步階中減去該相位誤差，以確定該步階78的大小。通過該步階模塊76，只需將該步階78的大小的極性使用在該校準(zhǔn)算法68中，即可調(diào)整該增益誤差。一旦該極性開始在連續(xù)校準(zhǔn)周期之間來回切換，調(diào)整就完成了。調(diào)整(trim)的精準(zhǔn)度受到TDC 70精度的限制。值得注意的是，這里所使用的TDC 70，對非理想性情況相對不敏感。因為只有一個時間步階的極性用于校準(zhǔn)，從而可以有效地移除(靜態(tài)的)時間偏移量(即:1_夕)。根據(jù)具體的應(yīng)用要求，前景校準(zhǔn)可能并不總是可行的。因此，背景校準(zhǔn)程序也已經(jīng)被開發(fā)。除了更復(fù)雜一些，該背景校準(zhǔn)與該前景校準(zhǔn)的工作方式類似。由于調(diào)制器42可以在背景校準(zhǔn)期間工作，增益誤差引起的相位步階會產(chǎn)生在內(nèi)插器回繞(wrap around)不明顯的時候。相反，如由圖12的圓圈80所示，該相位步階可能被引自調(diào)制器42的量化噪聲所隱藏。請注意，圓圈82是圖11中描述的可檢測的量化噪聲。因此，增益誤差相位差并不總是能夠在每次相位回繞時被檢測到。為解決相位噪聲存在所造成的限制，圖13所示的背景校準(zhǔn)采取略有不同的方法，其包括前景校準(zhǔn)68的元件70-76以及背景校準(zhǔn)模塊86。該背景校準(zhǔn)模塊86包括一加法器模塊88，其接收步階模塊76的輸出(A)，并從預(yù)測值中減去該輸出值。一積分器90接收加法器模塊88的輸出，該輸出被積分以確定在一段時間內(nèi)的平均誤差。一步階模塊92接收積分器90的輸出以確定步階的極性(+1或-1)在一個預(yù)期的方向，并輸出該預(yù)期的極性。本發(fā)明并非在每個環(huán)繞點使用該相位差的極性以確定校準(zhǔn)調(diào)整，而是首先將各個相位步階的極性與預(yù)定的極性比較，然后將結(jié)果積分，以確定在給定的一段時間內(nèi)的平均誤差。以這種方式，當(dāng)步階的極性是在預(yù)期的方向時，其結(jié)果是被忽略的。僅當(dāng)預(yù)期誤差存在誤差值(delta)時，其結(jié)果才會影響校準(zhǔn)。值得注意的是:由于調(diào)制器是完全數(shù)字化的，預(yù)期的步階極性很容易實現(xiàn)。還應(yīng)當(dāng)注意的是，這種技術(shù)可能無法應(yīng)用到所有的FCW設(shè)置。使用這種方法，量化噪聲將被繪示出來，使得相位回繞點處的極性中的誤差總是會被量化噪聲淹沒。如果是這樣，該算法可以改變以使用標(biāo)稱相位誤差(nominal phaseerror)是零或非常小的點(非相位回繞)，從而使該技術(shù)被成功應(yīng)用。值得注意的是，這種替換方法中的校準(zhǔn)電路仍可由圖13表示，僅僅校準(zhǔn)點(相位步階)被修改以改善收斂(convergence)。這種方法可以通過使用采樣控制信號94來完成，該采樣控制信號94將輸入信號閘控到積分器90中。雖然本發(fā)明已以較佳實施方式揭露如上，然其并非用以限定本發(fā)明，任何所屬技術(shù)領(lǐng)域中的技術(shù)人員，在不脫離本發(fā)明的范圍內(nèi)，可以做一些改動，但所作修改均屬于本發(fā)明的保護范圍。
權(quán)利要求
1.一種分?jǐn)?shù)倍鎖相環(huán)包括: 鑒頻鑒相器模塊，用于接收一第一頻率和來自于一反饋路徑的一第二頻率； 相位粗調(diào)模塊，用于接收一粗調(diào)相位分量和來自于該反饋路徑中的一除頻器模塊的一輸出信號，并根據(jù)該粗調(diào)相位分量和輸出信號執(zhí)行一相位粗調(diào)操作； 相位微調(diào)模塊，用于執(zhí)行相位微調(diào)操作，通過接收一微調(diào)相位分量以及該相位粗調(diào)結(jié)果以產(chǎn)生該第二頻率，該相位微調(diào)模塊消除在相位粗調(diào)期間出現(xiàn)的大部分或全部的量化噪聲，以降低該除頻器模塊的凈相位噪聲；以及 分段模塊，用于接收一控制信號，并根據(jù)該控制信號產(chǎn)生用于提供至該相位微調(diào)模塊和該相位粗調(diào)模塊的該粗調(diào)相位分量和該微調(diào)相位分量。
2.如權(quán)利要求1所述的分?jǐn)?shù)倍鎖相環(huán)，其中該相位微調(diào)模塊包括一相位內(nèi)插器、至少一延遲線、一分相電壓控制振蕩器、或該三者中至少兩者的組合。
3.如權(quán)利要求1所述的分?jǐn)?shù)倍鎖相環(huán)，其中該相位微調(diào)模塊包括一擾碼器以及一相位內(nèi)插器。
4.如權(quán)利要求1所述的分?jǐn)?shù)倍鎖相環(huán)，其中該粗調(diào)相位分量包括一目標(biāo)除頻值以及量化噪聲。
5.如權(quán)利要求1所述的分?jǐn)?shù)倍鎖相環(huán)，其中該微調(diào)相位分量僅包括量化噪聲。
6.如權(quán)利要求1所述的分?jǐn)?shù)倍鎖相環(huán)，其中該相位粗調(diào)模塊包括一相位選擇器。
7.如權(quán)利要求1所述的分?jǐn)?shù)倍鎖相環(huán)，其中該相位粗調(diào)模塊來自于一分相位、一除頻器、或來自于一電壓控制振蕩器的全頻率相位。
8.如權(quán)利要求1所述的分?jǐn)?shù)倍鎖相環(huán)，其中該分段模塊包括一階Σ-Λ調(diào)制器、二階Σ-Δ調(diào)制器、或兩者的組合。
9.如權(quán)利要求8所述的分?jǐn)?shù)倍鎖相環(huán)，其中該一階Σ-Λ調(diào)制器包括抖動或無抖動。
10.如權(quán)利要求8所述的分?jǐn)?shù)倍鎖相環(huán)，其中該二階Σ-Λ調(diào)制器包括抖動或無抖動。
11.一種分?jǐn)?shù)倍鎖相環(huán)的操作方法包括: 接收一第一頻率和來自于一反饋路徑的一第二頻率； 接收一粗調(diào)相位分量和來自于該反饋路徑架構(gòu)中的一除頻器模塊的一輸出信號，并根據(jù)該粗調(diào)相位分量和輸出信號執(zhí)行一相位粗調(diào)操作； 通過輸入一微調(diào)相位分量以及該相位粗調(diào)結(jié)果來產(chǎn)生該第二頻率，并消除在相位粗調(diào)期間出現(xiàn)的大部分或全部的量化噪聲，以降低該除頻器模塊的凈相位噪聲；以及接收一控制信號，并根據(jù)該控制信號產(chǎn)生該粗調(diào)相位分量和該微調(diào)相位分量。
12.如權(quán)利要求11所述的分?jǐn)?shù)倍鎖相環(huán)的操作方法，其中該粗調(diào)相位分量包括一目標(biāo)除頻值以及量化噪聲，該微調(diào)相位分量僅包括量化噪聲。
全文摘要
一種分?jǐn)?shù)倍鎖相環(huán)包括:鑒頻鑒相器模塊，用于接收一第一頻率和來自一反饋路徑的一第二頻率；相位粗調(diào)模塊，用于接收一粗調(diào)相位分量和來自于該反饋路徑中的一除頻器模塊的一輸出信號，并根據(jù)該粗調(diào)相位分量和輸出信號執(zhí)行一相位粗調(diào)操作；相位微調(diào)模塊，用于執(zhí)行相位微調(diào)操作，通過接收一微調(diào)相位分量以及該相位粗調(diào)結(jié)果以產(chǎn)生該第二頻率，該相位微調(diào)模塊消除在相位粗調(diào)期間出現(xiàn)的大部分或全部的量化噪聲，以降低該除頻器模塊的凈相位噪聲；以及分段模塊，用于接收一控制信號，并根據(jù)該控制信號產(chǎn)生用于提供至該相位微調(diào)模塊和該相位粗調(diào)模塊的該粗調(diào)相位分量和該微調(diào)相位分量。
文檔編號H03L7/113GK103117746SQ20121038361
公開日2013年5月22日 申請日期2012年10月11日 優(yōu)先權(quán)日2011年10月20日
發(fā)明者高宗愷, 梁哲夫, 米迦勒·阿士伯恩 申請人:聯(lián)發(fā)科技(新加坡)私人有限公司