專利名稱：Pll頻率合成器、無線通信裝置和pll頻率合成器控制方法
技術(shù)領域：
本公開涉及PLL頻率合成器、無線通信裝置和PLL頻率合成器控制方法，更具體地，涉及可以使基準頻率與非整數(shù)轉(zhuǎn)換系數(shù)相乘的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器。
背景技術(shù)：
對于無線通信裝置和廣播設備，具有PLL (鎖相環(huán))電路的PLL頻率合成器通常被用作頻率轉(zhuǎn)換器(混頻器)的本地振蕩器。作為PLL電路的示例，N整數(shù)分頻PLL電路將通過對來自基準振蕩源的基準頻率信號進行分頻而獲得的信號以及通過對來自電壓控制振蕩器(VCO)的頻率信號進行分頻而獲得的信號輸入到相位比較器以執(zhí)行鎖相操作。因此，VCO的振蕩頻率被視為輸入相位比較器的比較頻率的整數(shù)倍。這意味著，如果無線通信系統(tǒng)中需要的信道步長被分得更細，則比較頻率需要被設定為低。通常，當比較頻率被設定為較低時，切換信道的時間(查找時間)增加，并且因此比較頻率和查找時間保持權(quán)衡關(guān)系。此外，在噪聲性能方面，優(yōu)選的是將比較頻率設定為盡可能高并且盡可能減少分頻比N。就是說，比較頻率和噪聲性能保持權(quán)衡關(guān)系。作為消除權(quán)衡的技術(shù)，已知N分數(shù)分頻PLL，其使得能夠在比比較頻率更小的信道步長中操作。此外，作為實現(xiàn)該N分數(shù)分頻PLL的一種方法，使用Δ Σ調(diào)制器的技術(shù)是已知的。Δ Σ調(diào)制器使用集成輸入信號和利用一位或多位對信號進行量化的配置，并且應用于例如A/D (模擬/數(shù)字)轉(zhuǎn)換器、D/A (數(shù)字/模擬)轉(zhuǎn)換器和PLL電路。這里，關(guān)于Δ Σ調(diào)制器的量化噪聲的傳輸函數(shù)在低頻區(qū)域中是小的并且在高頻區(qū)域中是高的。就是說，對于△ Σ調(diào)制器，輸出信號的量化噪聲分量集中在高頻區(qū)域上，并且因此可以獲取包括頻帶中的抑制噪聲分量的輸出信號。該噪聲分量抑制效果通常被稱為 “噪聲整形”。圖12是示意性地圖示在美國專利第6960947號中公開的相關(guān)領域中的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器的配置的框圖。在圖12中，相位比較器1101接收基準頻率信號REFCLK的輸入。相位比較器1101 將通過借助于分頻器1105對下一級的壓控振蕩器(VCO) 1104的輸出信號VCOCLK進行分頻而獲得的分頻信號DIVCLK的相位，與基準頻率信號REFCLK的相位進行比較。當基準頻率信號REFCLK的相位(邊緣)領先時，相位比較器1101的UP信號輸出是高電平，直至延遲的分頻信號DIVCLK的相位(邊緣)到達。當分頻信號(DIVCLK)的相位(邊緣)到達時， 相位比較器1101被重置，UP信號輸出變?yōu)榈碗娖?。與此對照，當分頻信號(DIVCLK)的相位(邊緣)領先時，相位比較器1101的DN(下)信號輸出是高電平，直至延遲的基準頻率信號REFCLK的相位(邊緣)到達。當基準頻率信號REFCLK的相位(邊緣)到達時，相位比較器1101被重置并且DN信號輸出變?yōu)榈碗娖健碜韵辔槐容^器1101的信號輸出被輸出到電荷泵1102。
電荷泵1102使與來自相位比較器1101的UP信號和DN信號匹配的電流流入和流出以生成與相位差成比例的電流脈沖信號ICP。電荷泵1102的電流脈沖信號‘輸出到環(huán)路濾波器1103。環(huán)路濾波器1103對電荷泵1102的電流脈沖信號Icp進行積分、使其平滑并且將其轉(zhuǎn)換為電壓信號。該環(huán)路濾波器1103的輸出電壓信號VT用作VCO 1104的控制電壓。VCO 1104輸出具有與來自環(huán)路濾波器1103的輸出電壓信號VT匹配的振蕩頻率的信號VC0CLK。該輸出信號VCOCLK作為N分數(shù)分頻PLL頻率合成器的輸出信號被輸出到下一級(未示出)處的配置(例如，頻率調(diào)制器)，由分頻器1105進行分頻并且隨后被反饋到相位比較器1101。Δ Σ調(diào)制器1107對從諸如寄存器(未示出)的數(shù)據(jù)提供部件提供的關(guān)于分頻比的分數(shù)數(shù)據(jù)K進行積分，對分數(shù)K進行量化并且將輸出信號X輸出到加法器1106。Δ Σ調(diào)制器1107的輸出信號X是由偽隨機整數(shù)表示的序列，其中輸出信號X的平均值等于輸入值 Κ/Μ(Μ是K的位深度)，并且基于Δ Σ調(diào)制器1107的階數(shù)、位寬度和輸入值確定序列模式。 加法器1106使Δ Σ調(diào)制器1107的輸出信號X與從數(shù)據(jù)提供部件提供的分頻比的整數(shù)數(shù)據(jù)N相加，并且將分頻比控制信號Ν+Χ提供給分頻器1105。就是說，分頻比控制信號Ν+Χ是偽隨機整數(shù)序列，其中平均值等于Ν+Κ/Μ。分頻器1105是能夠根據(jù)所提供的數(shù)據(jù)采用許多種分頻比的可編程分頻器，接收調(diào)制分頻比控制信號Ν+Χ，并且按照與分頻比控制信號Ν+Χ匹配的分頻比對輸出信號 VCOCLK進行分頻。因此，圖12中圖示的分數(shù)N PLL頻率合成器對分頻器1105進行調(diào)制，該分頻器 1105根據(jù)Δ Σ調(diào)制器1107的輸出信號對VCO 1104的輸出進行分頻，以實現(xiàn)平均的N分數(shù)分頻。通常，對于N分數(shù)分頻PLL頻率合成器，盡管基準頻率信號REFCLK的相位和分頻信號DIVCLK的相位在相位比較器1101中平均匹配，但是這兩個相位不完全匹配。因此，對于每次相位比較輸出UP信號或DN信號，并且電荷泵1102執(zhí)行電流流入或流出操作。結(jié)果， 對作為VCO 1104的控制電壓的輸出電壓信號VT進行調(diào)制并且進一步對輸出信號VCOCLK 的頻率進行調(diào)制。盡管調(diào)制分量因△ Σ調(diào)制器1107進行的噪聲整形而集中在高頻區(qū)域上并且因此可以由環(huán)路濾波器1103抑制，但是環(huán)路濾波器1103的頻帶較之N整數(shù)分頻PLL 頻率合成器的環(huán)路濾波器的頻帶需要相對地縮窄以有效地抑制調(diào)制分量，并且因此難于充分地利用具有增加的比較頻率的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器。為了解決該問題，美國專利第6960947號公開了一種使用D/A(數(shù)字/模擬)轉(zhuǎn)換器1109消除從N分數(shù)分頻PLL頻率合成器的相位比較器1101輸出的瞬時相位誤差的方法。這將參照圖12描述?；陔A數(shù)、位寬度和輸入值確定從Δ Σ調(diào)制器1107輸出的量化噪聲，從而可以預測相位比較器1101中產(chǎn)生的瞬時相位誤差。當基準頻率信號REFCLK 的周期是2 π時，根據(jù)下式1計算瞬時相位誤差。Αφ[η] = Αφ[η-i]+2.J mM)式 1
L J L J Iv M-N + K )這里，η是自然數(shù)，K是分頻比的分數(shù)數(shù)據(jù)，M是分數(shù)數(shù)據(jù)K的位深度，N是分頻比的整數(shù)數(shù)據(jù)并且X是Δ Σ調(diào)制器1107的輸出信號。
基于上式1，控制單元1108對分數(shù)數(shù)據(jù)K和Δ Σ調(diào)制器1107的輸出信號X之間的差進行積分，并且按照分頻比對該差進行比例縮放以向D/A轉(zhuǎn)換器1109提供瞬時相位誤差補償信號APER。D/A轉(zhuǎn)換器1109是例如電流輸出D/A轉(zhuǎn)換器，并且使具有與基準頻率信號REFCLK 的周期相關(guān)的時間寬度的相位誤差補償電流脈沖信號IDAC，與作為電荷泵1102的輸出的電流脈沖信號KP相加。由相位誤差補償電流脈沖信號IDAe提供的電荷量等于由作為電荷泵 1102的輸出的電流脈沖信號Icp提供的電荷量的絕對值，并且具有相反的極性。因此，從環(huán)路濾波器1103流入或流出的電荷量變?yōu)榱?。結(jié)果，可以抑制作為VC01104的控制電壓的輸出電壓信號VT的波動，從而可以擴展環(huán)路濾波器1103的帶寬并且利用N分數(shù)分頻PLL頻率合成器。順便提及，N分數(shù)分頻PLL頻率合成器需要準確地將小的相位差轉(zhuǎn)換為電流脈沖， 不論是否提供了瞬時相位誤差補償功能，并且因此重要的是，包括電荷泵的相位比較器具有高線性以提供好的相位噪聲性能。相位比較器的公知的非線性包括(1)相位差的零點附近的增益不連續(xù)(死區(qū)和增益過多)以及(2)UP電流和DN電流之間的失配。這些非線性可以通過如下方式避免將 PLL電路鎖定到其中PLL電路具有恒定相位差的狀態(tài)，就是說，使相位比較器的操作點移動到線性區(qū)域。美國專利第4970475號公開了一種使相位比較器的工作點移動到線性區(qū)域的方法。圖13是示意性地圖示美國專利第4970475號中公開的包括電荷泵的相位比較器的配置的框圖。圖14是圖13中的相位比較器的每個信號的時序圖。將參照圖13中圖示的相位比較器的框圖和圖14中圖示的時序圖描述改進相位比較器的線性的方法。對于分頻信號DIVCLK的相位(邊緣)，設定觸發(fā)器1202并且DN信號變?yōu)楦唠娖健?根據(jù)DN信號激活電流源1206，并且從環(huán)路濾波器(未示出)提取電流Idown。對于基準頻率信號REFCLK的相位(邊緣)，設定觸發(fā)器1201，并且UP信號變?yōu)楦唠娖健８鶕?jù)UP信號激活電流源1205，并且將電流Iup提供給環(huán)路濾波器(未示出)。此時， AND (與)門1203的輸入是高電平，并且因此高電平被輸出到輸出R2，并且觸發(fā)器1202被重置。AND門1203的輸出R2連接到延遲電路1204。因此在基準頻率信號REFCLK的相位到達并且經(jīng)過延遲電路1204的延遲時間Tdly之后，重置傳感器1201。PLL電路進入如下狀態(tài)，其中針對和來自環(huán)路濾波器的電荷輸入和輸出變?yōu)榱?，并且因此固定狀態(tài)下的分頻信號DIVCLK的相位較之基準頻率信號REFCLK的相位領先，領先的時間等于延遲電路1204的延遲時間Tdly。通過將延遲電路1204的延遲時間Tdly選擇為大于從N分數(shù)分頻操作得到的瞬時相位誤差的動態(tài)范圍，可以將相位比較器的操作點移動到線性區(qū)域并且提供具有好的相位噪聲性能的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器。

發(fā)明內(nèi)容
對于相關(guān)技術(shù)中的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器的瞬時相位誤差補償方法，從D/A轉(zhuǎn)換器1109輸出的相位誤差補償電流脈沖信號Idac具有與基準頻率信號REFCLK的周期相關(guān)的時間寬度，并且因此如式1中所示的那樣需要根據(jù)(Μ * N+K)進行比例縮放。將分頻器安裝在邏輯電路中導致了電路規(guī)模的不可忽略的增加，從而使得安裝在經(jīng)濟上是困難的。 此外，盡管提出了，使用M * N來近似根據(jù)(Μ * N+K)的比例縮放，但是這產(chǎn)生了相位誤差補償操作中的誤差。在許多情況中該誤差趨向于在長的周期中積累，并且具有諸如PLL頻帶中的不可容忍的噪聲的劣化的風險。此外，提出了，控制部分1108對瞬時相位誤差補償信號APER的低位進行四舍五入，或者Δ Σ調(diào)制器(未示出)對低位進行處理以減少D/A轉(zhuǎn)換器1109中需要的位數(shù)目。 使用將經(jīng)處理的低位的信息添加到高位的配置，并且因此這種添加增加了 D/A轉(zhuǎn)換器1109 中需要的位數(shù)目(級數(shù))。此外，如上文所述，從D/A轉(zhuǎn)換器1109輸出的相位誤差補償電流脈沖信號Idac具有與基準頻率信號REFCLK的周期相關(guān)的時間寬度。為了使用較之要補償?shù)男〉南辔徽`差具有長的時間跨度的脈沖，提供補償所需的小的電荷量，需要減小相位誤差補償電流脈沖信號Idac的電流幅度。就是說，D/A轉(zhuǎn)換器1109需要提供非常高的分辨率。即使實現(xiàn)了減少D/A轉(zhuǎn)換器1109的位數(shù)目的器件，但是安裝高度精確的模擬電路增加了成本。此外，相位誤差補償電流脈沖信號Idac的幅度與作為電荷泵1102的輸出的電流脈沖信號Iep的幅度相關(guān)，并且因此，通過增加作為電荷泵1102的輸出的電流脈沖信號IeP，可以緩和對D/A轉(zhuǎn)換器1109的分辨率的要求。然而，為了在該條件下獲得相同的環(huán)路特性， 有必要增加環(huán)路濾波器1103的容量。這使得難于將環(huán)路濾波器1103安裝在集成電路上。相關(guān)技術(shù)中的相位比較器的線性改進方法借助于延遲電路1204確定相位比較器的操作點移動量，并且擔憂抖動的積累使相位噪聲劣化。此外，延遲電路1204的延遲量因半導體工藝、溫度和電源電壓的波動而顯著波動。即使在延遲量最小的條件下，仍需要提供足以覆蓋從N分數(shù)分頻操作得到的瞬時相位誤差的動態(tài)范圍的延遲。然而，結(jié)果，在Typcal(WS)條件或者其中延遲量最大的條件下，給出了過多的延遲量。因此，除了抖動的影響增加之外，電荷泵的電流噪聲的影響變得明顯，從而引起了相位噪聲的劣化。此外，當延遲時間比所需要的延遲時間大時，環(huán)路濾波器的電壓在相位比較時更顯著地波動，從而增加了基準造假(reference spurious)。考慮到前文，期望提供一種新型的和改進的PLL頻率合成器、無線通信裝置和PLL 頻率合成器控制方法，其能夠以低成本配置并且能夠改進性能。根據(jù)本公開的實施例，提供了一種PLL頻率合成器，包括相位比較單元，其將基準頻率信號的相位與分頻信號的相位進行比較；電流脈沖信號生成單元，其根據(jù)來自相位比較單元的信號和來自相位誤差補償信號生成單元的相位誤差補償信號生成電流脈沖信號；轉(zhuǎn)換單元，其將來自電流脈沖信號生成單元的電流脈沖信號轉(zhuǎn)換為電壓信號；輸出單元，其輸出具有與來自轉(zhuǎn)換單元的電壓信號匹配的振蕩頻率的信號；分頻器，其按照與分頻比控制信號匹配的分頻比對來自輸出單元的輸出進行分頻以輸出為分頻信號；分頻比控制信號生成單元，其基于用于N分數(shù)分頻的分頻比數(shù)據(jù)生成分頻比控制信號；以及相位誤差補償信號生成單元，其根據(jù)分頻比數(shù)據(jù)生成至少兩個相位誤差補償數(shù)據(jù)，并且以不同的定時利用至少兩個所生成的相位誤差補償數(shù)據(jù)來生成相位誤差補償信號。相位誤差補償信號生成單元可以包括加法單元，其使固定值與相位誤差補償數(shù)據(jù)相加。相位誤差補償信號生成單元可以包括溫度計碼轉(zhuǎn)換單元，其將相位誤差補償數(shù)據(jù)從二進制碼轉(zhuǎn)換為溫度計碼。相位誤差補償信號生成單元可以包括隨機化單元，其使使用相位誤差補償數(shù)據(jù)的順序隨機化。根據(jù)本公開的實施例，提供了一種無線通信裝置，其包括PLL頻率合成器。根據(jù)本公開的實施例，提供了一種PLL頻率合成器控制方法，包括將基準頻率信號的相位與分頻信號的相位進行比較；根據(jù)相位比較步驟中生成的信號和相位誤差補償信號生成步驟中生成的相位誤差補償信號生成電流脈沖信號；將電流脈沖信號生成步驟中生成的電流脈沖信號轉(zhuǎn)換為電壓信號；輸出具有根據(jù)轉(zhuǎn)換步驟中生成的電壓信號的振蕩頻率的信號；按照與分頻比控制信號匹配的分頻比對輸出步驟的輸出進行分頻以輸出為分頻信號；基于用于N分數(shù)分頻的分頻比數(shù)據(jù)生成分頻比控制信號；以及，根據(jù)分頻比數(shù)據(jù)生成至少兩個相位誤差補償數(shù)據(jù)，并且以不同的定時利用至少兩個所生成的相位誤差補償數(shù)據(jù)來生成相位誤差補償信號。如上文所述，本公開可以以低成本配置并且可以改進性能。


圖1是示意性地圖示根據(jù)本公開的第一實施例的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器的配置的框圖；圖2是示意性地圖示圖1中的Δ Σ調(diào)制器107和控制單元108的配置的框圖；圖3是示意性地圖示圖1中的CPDAC 102的配置的電路圖；圖4是用于描述圖1中的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器中的瞬時相位誤差補償操作的時序圖；圖5是用于描述將針對圖2中的相位誤差信號PE給出的偏移值的說明圖，其提取自圖2的一部分；圖6是當圖1中的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器的分頻比數(shù)據(jù)的分數(shù)數(shù)據(jù)是零，即當執(zhí)行N整數(shù)分頻操作時的時序圖；圖7是用于描述圖1中的相位比較器101的輸入/輸出特性的曲線圖；圖8是用于描述圖1中的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器的SSB相位噪聲特性的系統(tǒng)仿真結(jié)果的曲線圖；圖9是示意性地圖示根據(jù)本公開的第二實施例的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器中的控制單元的配置的框圖；圖10是示意性地圖示根據(jù)本公開的第三實施例的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器中的CPDAC的配置的框圖；圖11是示意性地圖示根據(jù)本公開的第四實施例的無線通信裝置的配置的框圖；圖12是示意性地圖示在美國專利第6960947號中公開的相關(guān)領域中的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器的配置的框圖；圖13是示意性地圖示美國專利第4970475號中公開的包括電荷泵的相位比較器的配置的框圖；以及
圖14是圖13中的相位比較器中的每個信號的時序圖。
具體實施例方式這里，將參照附圖詳細描述本公開的優(yōu)選實施例。注意，在說明書和附圖中，具有基本上相同的功能和結(jié)構(gòu)的結(jié)構(gòu)元件標有相同的附圖標記，并且省略了這些結(jié)構(gòu)元件的重復說明。注意，將以如下順序提供描述。1.第一實施例2.第二實施例3.第三實施例4.第四實施例5.結(jié)論根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，提供了一種PLL頻率合成器，包括相位比較單元，其將基準頻率信號的相位與分頻信號的相位進行比較；電流脈沖信號生成單元，其根據(jù)來自相位比較單元的信號和來自相位誤差補償信號生成單元的相位誤差補償信號生成電流脈沖信號；轉(zhuǎn)換單元，其將來自電流脈沖信號生成單元的電流脈沖信號轉(zhuǎn)換為電壓信號；輸出單元，其輸出具有與來自轉(zhuǎn)換單元的電壓信號匹配的振蕩頻率的信號；分頻器，其按照與分頻比控制信號匹配的分頻比對來自輸出單元的輸出進行分頻以輸出為分頻信號；分頻比控制信號生成單元，其基于用于分數(shù)分頻的分頻比數(shù)據(jù)生成分頻比控制信號；以及相位誤差補償信號生成單元，其根據(jù)分頻比數(shù)據(jù)生成至少兩個相位誤差補償數(shù)據(jù)，并且以不同的定時利用至少兩個所生成的相位誤差補償數(shù)據(jù)來生成相位誤差補償信號。根據(jù)本發(fā)明的另一實施例，提供了一種PLL頻率合成器控制方法，包括將基準頻率信號的相位與分頻信號的相位進行比較；根據(jù)相位比較步驟中生成的信號和相位誤差補償信號生成步驟中生成的相位誤差補償信號生成電流脈沖信號；將電流脈沖信號生成步驟中生成的電流脈沖信號轉(zhuǎn)換為電壓信號；輸出具有根據(jù)轉(zhuǎn)換步驟中生成的電壓信號的振蕩頻率的信號；按照與分頻比控制信號匹配的分頻比對輸出步驟的輸出進行分頻以輸出為分頻信號；基于用于分數(shù)分頻的分頻比數(shù)據(jù)生成分頻比控制信號；以及，根據(jù)分頻比數(shù)據(jù)生成至少兩個相位誤差補償數(shù)據(jù)，并且以不同的定時利用至少兩個所生成的相位誤差補償數(shù)據(jù)來生成相位誤差補償信號。[1.第一實施例]首先，將描述根據(jù)本公開的第一實施例的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器。圖1是示意性地圖示根據(jù)本實施例的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器的配置的框圖。在圖1中，將基準頻率信號REFCLK輸入到相位比較器101。相位比較器101是本公開的相位比較單元的示例，并且將分頻信號DIVCLK的相位與基準頻率信號REFCLK的相位進行比較，其中通過借助于分頻器105按照N對下一級的壓控振蕩器(VCO) 104的輸出信號VCOCLK進行分頻來獲得分頻信號DIVCLK。當基準頻率信號REFCLK的相位(邊緣)領先時，相位比較器101的UP信號輸出是高電平，直至延遲的分頻信號DIVCLK的相位(邊緣) 到達。當分頻信號(DIVCLK)的相位(邊緣)到達時，相位比較器101被重置，并且UP信號輸出變?yōu)榈碗娖?。當分頻信號(DIVCLK)的相位(邊緣)領先時，相位比較器101的DN(下)信號輸出是高電平，直至延遲的基準頻率信號REFCLK的相位(邊緣)到達。當基準頻率信號REFCLK的相位(邊緣)到達時，相位比較器101被重置并且DN信號輸出變?yōu)榈碗娖健碜韵辔槐容^器101的信號輸出被輸出到CPDAC 102。CPDAC 102是本公開的電流脈沖信號生成單元的示例并且是組合了電荷泵的功能和D/A(數(shù)字/模擬)轉(zhuǎn)換器的功能的電路，并且使與來自相位比較器101的UP信號和DN 信號以及來自控制單元108的相位誤差補償信號PECOMP匹配的電流流入和流出以生成與相位差成比例的電流脈沖信號I。PDA。。CPDAC 102的電流脈沖信號Imwe輸出到環(huán)路濾波器 103。環(huán)路濾波器103是本公開的轉(zhuǎn)換單元的示例，并且對CPDAC 102的電流脈沖信號 Imwe進行積分、使其平滑并且將其轉(zhuǎn)換為電壓信號。該環(huán)路濾波器103的輸出電壓信號VT 用作VCO 104的控制電壓。VCO 104是本公開的輸出單元的示例，并且輸出具有與來自環(huán)路濾波器103的輸出電壓信號VT匹配的振蕩頻率的信號VC0CLK。該輸出信號VCOCLK作為N分數(shù)分頻PLL頻率合成器的輸出信號被輸出到下一級(未示出)中的配置(例如，頻率轉(zhuǎn)換器)，并且由分頻器105進行分頻并且隨后被反饋到相位比較器101。Δ Σ調(diào)制器107對從諸如寄存器(未示出)的數(shù)據(jù)提供部件提供的關(guān)于分頻比的分數(shù)數(shù)據(jù)K進行積分和量化，并且將輸出信號X輸出到加法器106。Δ Σ調(diào)制器107的輸出信號X是由偽隨機整數(shù)表示的序列，其中輸出信號X的平均值等于輸入值Κ/Μ(Μ是K的位深度)，并且基于△ Σ調(diào)制器107的階數(shù)、位寬度和輸入值確定序列模式。加法器106使 Δ Σ調(diào)制器107的輸出信號X與從數(shù)據(jù)提供部件提供的分頻比的整數(shù)數(shù)據(jù)N相加，并且將分頻比控制信號Ν+Χ提供給分頻器105。就是說，分頻比控制信號Ν+Χ是偽隨機整數(shù)序列， 其中平均值等于Ν+Κ/Μ。Δ Σ調(diào)制器107和加法器106是本公開的分頻比控制信號生成單元的示例。分頻器105是本公開的分頻單元的示例，并且是能夠根據(jù)所提供的數(shù)據(jù)采用許多種分頻比的可編程分頻器，并且接收調(diào)制分頻比控制信號Ν+Χ，并且按照與分頻比控制信號 Ν+Χ匹配的分頻比對輸出信號VCOCLK進行分頻。因此，圖1中圖示的分數(shù)N PLL頻率合成器對分頻器105進行調(diào)制，該分頻器105 根據(jù)Δ Σ調(diào)制器107的輸出信號對VCO 104的輸出進行分頻，以實現(xiàn)平均的N分數(shù)分頻。對于N分數(shù)分頻PLL頻率合成器，盡管基準頻率信號REFCLK的相位和分頻信號 DIVCLK的相位在相位比較器101中平均匹配，但是這兩個相位不完全匹配?；陔A數(shù)、位寬度和輸入值確定從Δ Σ調(diào)制器107輸出的量化噪聲，從而可以預測并且補償相位比較器101中產(chǎn)生的瞬時相位誤差。當輸出信號VCOCLK的周期是2 π時， 根據(jù)下式2計算瞬時相位誤差。= Αφ[η _ ]+2· π(Κ~Μ·χ[η\λ 式 2
VMJ這里，η是自然數(shù)，K是分頻比的分數(shù)數(shù)據(jù)，M是分數(shù)數(shù)據(jù)K的位深度，并且X是 Δ Σ調(diào)制器107的輸出信號?；谏鲜?，Δ Σ調(diào)制器107對分數(shù)數(shù)據(jù)K和Δ Σ調(diào)制器107的輸出信號X之間的差進行積分，并且使用分數(shù)數(shù)據(jù)K對該差進行比例縮放或者執(zhí)行獲取等效結(jié)果的方法，以生成相位誤差信號PEU并且將其提供給控制單元108。位深度M是2的冪，從而使用M的分頻可以被實現(xiàn)為邏輯電路中的移位并且基本上不需要為該分頻添加硬件。輸入到控制單元108的相位誤差信號PEU被分解為至少兩個部分，每個部分被整形為具有與VCO 104的周期相等的時間寬度的脈沖信號并且連續(xù)地或者在某個時間間隔之后以不同的定時輸出到CPDAC 102，作為相位誤差補償信號PEC0MP?？刂茊卧?08是本公開的相位誤差補償信號生成單元的示例。接下來，將詳細描述圖1中的Δ Σ調(diào)制器107和控制單元108。圖2是示意性地圖示圖1中的Δ Σ調(diào)制器107和控制單元108的配置的框圖在圖2中，Δ Σ調(diào)制器107使用例如被稱為“1-1_1MASH(多級噪聲整形)，，的配置。第一累加器201積累輸入數(shù)據(jù)K并且輸出溢出信號0VF1，第一累加器201向第二累加器202提供殘余噪聲，即量化噪聲m。第二累加器202積累第一累加器201的量化噪聲m 并且輸出溢出信號0VF2，第二累加器202向第三累加器203提供量化噪聲N2。第三累加器 203積累第二累加器202的量化噪聲N2并且輸出溢出信號0VF3。第一累加器201、第二累加器202和第三累加器203的溢出信號0VF1、0VF2和0VF3經(jīng)歷差分和加法處理，并且作為輸出信號X被提供給圖1中的分頻器105。根據(jù)下式3計算從輸入數(shù)據(jù)K到輸出信號X的傳輸函數(shù)。X (z) =K (z) + (I-Z-1)3 · N3 (ζ) 式 3根據(jù)上式3，輸入數(shù)據(jù)K在不受影響的情況下通過，并且量化噪聲經(jīng)歷三階噪聲整形。在溢出信號的差分和加法處理的過程中消除了第一累加器201添加的量化噪聲m和第二累加器202添加的量化噪聲N2，并且輸出信號X中呈現(xiàn)的噪聲僅由第三累加器202添加的量化噪聲N3引起。當上式2被重寫為關(guān)于ζ的轉(zhuǎn)換式并且上式3被代入該式中時，得到下式4。ΡΕ(ζ) = ζ"1 ■ PE(z) + - X(z)
M=Z"1-PE(z) ++ (I-Z-1)3-iV3(Z)W 4
M [ MJ二廠1 ·尸五(ζ)-(Ι- )3(Z)這里，PE是相位誤差，K是分頻比的分數(shù)數(shù)據(jù)，M是分數(shù)數(shù)據(jù)K的位深度并且N是分頻比的整數(shù)數(shù)據(jù)。當針對PE (ζ)對式4求解時，得到下式5。ΡΕ(ζ) = - (Ι-ζ-1)2 · N3(Z) 式 5就是說，通過尋找第三累加器203的量化噪聲Ν3的二階差分，可以獲得相位誤差 ΡΕ。如關(guān)于相位誤差信號生成電路204描述的，可以利用第三累加器203的延遲電路作為第二差分電路的一部分，從而可以通過添加小規(guī)模的電路實現(xiàn)期望的操作。相位誤差信號生成電路204使預定偏移值0FFSET1與相位誤差PE相加并且將相位誤差信號PEU提供給控制單元108。輸入到控制單元108的相位誤差信號PEU被分為高位信號PEUl和低位信號PEU2， 并且高位信號PEUl被提供給第一溫度計編碼器205，而低位信號PEU2被提供給Δ Σ調(diào)制器207。低位信號PEU2在Δ Σ調(diào)制器207中進行處理，被添加預定偏移值0FFSET2并且作為信號PEU2'被提供給第二溫度計編碼器206。信號PEUl和PEU2'是本公開的相位誤差補償數(shù)據(jù)的示例。第一溫度計編碼器205將具有二進制碼的輸入信號PEUl轉(zhuǎn)換為具有溫度計碼的信號PEUTl以提供給脈沖整形器208。第二溫度計編碼器205將具有二進制碼的輸入信號 PEU2'轉(zhuǎn)換為具有溫度計碼的信號PEUT2以提供給脈沖整形器208。第一溫度計編碼器205 和第二溫度計編碼器206是本公開的溫度計碼轉(zhuǎn)換單元的示例。脈沖整形器208將輸入信號PEUTl和信號PEUT2整形為具有等于VCO 104的周期的時間寬度的脈沖信號，以連續(xù)地或者在某個時間間隔之后以不同的定時輸出到圖1中的 CPDAC 102，作為相位誤差補償信號PEC0MP。此外，相位誤差補償信號PECOMP的脈沖寬度可以等于通過按照整數(shù)對VCO 104的輸出進行分頻而獲得的時鐘周期。在該情況中，需要改變上式2中的比例縮放量。整數(shù)分頻比優(yōu)選地是2的冪以使得能夠使用移位來進行簡單的比例縮放。此外，可以使用如下配置，其中第一溫度計編碼器205和第二溫度計編碼器206在脈沖整形器208的下一級處提供或者在CPDAC 102內(nèi)部提供。接下來，將詳細描述圖1中的CPDAC 102。圖3是示意性地圖示圖1中的CPDAC 102的配置的電路圖。在圖3中，CPDAC 102具有例如，UP電流單元301，其連接在電源和環(huán)路濾波器輸出端子之間并且接收來自相位比較器101的UP信號并且輸出電流脈沖信號Iup ；以及DN 電流單元陣列302，其連接在地電位和環(huán)路濾波器輸出端子之間并且接收來自相位比較器 101的DN信號或者來自控制單元108的相位誤差補償信號PECOMP并且輸出電流脈沖信號 Idown0DN電流單元陣列302具有多個單位電流單元，并且一部分單位電流單元根據(jù)來自相位比較器101的DN信號進行控制，而一部分單位電流單元根據(jù)來自控制單元108的相位誤差補償信號PECOMP進行控制。因此，可以改進相位誤差補償操作的線性并且改進根據(jù)DN 信號的操作電流和根據(jù)相位誤差補償操作的操作電流之間的匹配。此外，生成針對UP電流單元301和DN電流單元陣列302給出的偏置電壓的偏置電路(未示出)優(yōu)選地具有改進UP電流單元301和DN電流單元陣列302之間的匹配的單兀。接下來，將描述圖1中的分數(shù)N PLL頻率合成器中的瞬時相位誤差補償操作。圖 4是用于描述圖1中的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器中的瞬時相位誤差補償操作的時序圖。在圖4中，CPDAC 102的UP電流單元301在與基準頻率信號REFCLK和分頻信號 DIVCLK之間的相位差對應的時間tl和時間t2之間的時段中向環(huán)路濾波器103輸出電流脈沖信號Iup?？刂茊卧?08的脈沖整形器208在分頻信號DIVCLK的邊緣的時間t2和VCOCLK 的下一邊緣的時間t3之間的時段中向CPDAC 102輸出第一溫度計編碼器205的輸出信號 PEUTl，作為相位誤差補償信號PEC0MP。相似地，脈沖整形器208在時間t3和VCOCLK的下一邊緣的時間t4之間的時段中向CPDAC 102輸出第二溫度計編碼器206的輸出信號PEUT2， 作為相位誤差補償信號PEC0MP。在時間t4之后在直到基準頻率信號REFCLK的下一邊緣到來的時間t5的時段中，不輸出相位誤差補償信號PECOMP。CPDAC 102的DN電流單元陣列302響應于相位誤差補償信號PECOMP向環(huán)路濾波器103輸出電流脈沖信號Idown。環(huán)路濾波器103接收作為電流脈沖信號Iup和電流脈沖信號Idown的和而提供的電流脈沖信號Icpdac。根據(jù)電流脈沖信號Icpdac在時間tl和t2之間的時段中提供的電荷量Qa幾乎等于在時間t2和時間t3之間的時段中提供的電荷量Qb。同時，電荷量Qa包括在控制單元108中從相位誤差信號PEU提取高位信號PEUl時產(chǎn)生的截斷誤差。因此，在時間tl和時間t3之間的時段中提供給環(huán)路濾波器103的總電荷量等于截斷誤差。在時間 t3和t4之間的時段中提供的電荷量Qc中的截斷誤差經(jīng)歷高頻區(qū)域中的噪聲整形。再者，在時間t5和時間偽之間的時段中，根據(jù)電流脈沖信號Icpdac在時間t5和 t6之間的時段中提供的電荷量Qd幾乎等于在時間t6和時間t7之間的時段中提供的電荷量Qe。在時間t7和偽之間的時段中提供的電荷量Qf中的截斷誤差經(jīng)歷高頻區(qū)域中的噪聲整形。接下來，將描述圖2中的針對相位誤差信號PE給出的偏移值。圖5是用于描述將針對圖2中的相位誤差信號PE給出的偏移值的說明圖，其提取自圖2的一部分。在圖5中，當?shù)谌奂悠?03的位寬度是11位時，通過尋找第三累加器203的量化噪聲N3的二階差分而獲得的相位誤差信號PE具有13位的位寬度，并且值通過2的補碼表示采用-212和212-1之間的范圍。加法器209使預定偏移值0FFSET1 = 212與上述相位誤差信號PE相加。用這種方法，作為加法器209的輸出的相位誤差信號PE變?yōu)椴捎?和 213-1之間的范圍的單極性數(shù)據(jù)。作為加法器209的輸出的相位誤差信號PEU的低位信號 PEU2由Δ Σ調(diào)制器207處理。當使用例如1-1-1MASH配置的Δ Σ調(diào)制器207時，輸出信號 DSMOUT通過2的補碼表示采用-22和22-1之間的范圍。加法器210使預定偏移值0FFSET1 =22與Δ Σ調(diào)制器207的輸出信號DSMOUT相加。用這種方法，作為加法器210的輸出的 PEU2'變?yōu)椴捎?和23-1之間的范圍的單極性數(shù)據(jù)。接下來，將參照圖6描述通過使偏移值0FFSET1和偏移值0FFSET2相加而獲得的效果。圖6是當圖1中的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器的分頻比數(shù)據(jù)的分數(shù)數(shù)據(jù)是零，即當執(zhí)行N整數(shù)分頻操作時的時序圖。在圖6中，分數(shù)數(shù)據(jù)是零，并且因此Δ Σ調(diào)制器107保持輸出零。因此，根據(jù)上式 5計算的相位誤差PE也是零。在圖6中，具有添加到末端的(d)和具有添加到末端的(b) 的數(shù)值是二進制表述。在加法器209中與0FFSET1 = 4096(d)(固定值)相加以獲得相位誤差信號PEU = 4096 (d)。因此，獲得了提取相位誤差信號PEU的高四位的信號PEUl = 8 (d)。 相位誤差信號PEU的低位信號PEU2是零，并且因此Δ Σ調(diào)制器207的輸出信號DSMOUT是零并且在加法器210中與0FFSET2 = 4(d)(固定值)相加以獲得PEU2' = 4(d) 0脈沖整形器208在預定時間輸出信號PEUl和信號PEU2 ’，作為相位誤差補償信號PEC0MP，并且 CPDAC 102輸出與相位誤差補償信號PECOMP匹配的電流脈沖。此外，根據(jù)圖2的配置，盡管相位誤差補償信號PECOMP是由溫度計碼表示的數(shù)據(jù)，但是為了易于描述在圖6中相位誤差補償信號PECOMP由二進制碼表示。加法器209和加法器210是本公開的加法單元的示例。如上文所述，通過在根據(jù)相位誤差PE生成相位誤差補償信號PECOMP的過程中使偏移值0FFSET1和偏移值0FFSET2相加，可以使用單一極性執(zhí)行相位誤差補償操作。用這種方法，與相位誤差補償操作相關(guān)的CPDAC 102的電流單元陣列可以使用單個單位單元進行配置，從而可以獲得良好的線性。
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此外，PLL電路被鎖定到環(huán)路的固定狀態(tài)中的相位差，使得在時間t2和時間t3之間的時段中提供的電荷量Qnl和在時間t3和時間t4之間的時段中提供的電荷量Qn2等于在時間tl和時間t2之間的時段中提供的電荷量Qp。這意味著相位比較器101的操作點移動到線性區(qū)域。此外，將參照圖7描述通過使偏移值0FFSET1和偏移值0FFSET2相加獲得的效果。 圖7是用于描述圖1中的相位比較器101的輸入/輸出特性的曲線圖。在圖7中，水平軸指示輸入到相位比較器101的基準頻率信號REFCLK和分頻信號 DIVCLK之間的相位差，其中基準頻率信號REFCLK領先的狀態(tài)是正的。豎直軸指示從CPDAC 102輸出的電荷量。理想地，盡管優(yōu)選地獲得虛線指示的線性特性，但是實際上獲得了由實線指示的非線性特性。相位誤差補償信號PECOMP的偏移值0FFSET1和偏移值0FFSET2的上述效果將根據(jù)本實施例的PLL電路鎖定到圖7中圖示的操作點0P。在圖5中，將與相位誤差補償信號PECOMP相加的偏移值中的在加法器209中相加的偏移值0FFSET1是N分數(shù)分頻產(chǎn)生的相位誤差的動態(tài)范圍的一半，并且在根本上，是作為用于防止N分數(shù)分頻操作產(chǎn)生的相位誤差越過相位比較器101的輸入/輸出特性的原點的偏移量的最小需要量。如圖7中所示，相位比較器101的輸入/輸出特性的非線性區(qū)域?qū)嶋H上具有原點附近的特定寬度。這可以通過在加法器210中與偏移值0FFSET2相加并且進一步移動相位比較器101 的操作點來避免。如上文所述，通過針對相位誤差補償信號PECOMP給出偏移值0FFSET1和偏移值 0FFSET2，可以在不添加新硬件的情況下使相位比較器101的操作點移動到線性區(qū)域并且提供好的噪聲性能。接下來，將描述圖1中的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器的SSB(單邊帶)相位噪聲特性的系統(tǒng)仿真結(jié)果。圖8是用于描述圖1中的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器的SSB相位噪聲特性的系統(tǒng)仿真結(jié)果的曲線圖。在圖8中，操作相位誤差補償功能的結(jié)果以及未操作該功能的結(jié)果重疊。仿真結(jié)果包括相位比較器101的抖動、CPDAC 102的電流噪聲、CPDAC 102 的電流單元之間的失配、環(huán)路濾波器103的電阻噪聲和VCO 104的相位噪聲。仿真結(jié)果表明，通過相位誤差補償功能有效地抑制了環(huán)路頻帶外部的呈現(xiàn)的 Δ Σ調(diào)制器的量化噪聲。[2.第二實施例]接下來，將描述根據(jù)本公開的第二實施例的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器。圖9是示意性地圖示根據(jù)本實施例的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器中的控制單元的配置的框圖。根據(jù)本實施例的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器與上述第一實施例的不同之處在于，控制單元108 進一步具有偽隨機信號生成電路901和選擇器902。在圖9中，根據(jù)分頻信號DIVCLK驅(qū)動偽隨機信號生成電路901并且其生產(chǎn)偽隨機信號SEL。選擇器902基于偽隨機信號SEL在第一溫度計編碼器205和第二溫度計編碼器 206之間切換提供信號PEUl和信號PEU2'的目的地。例如，當偽隨機信號SEL處于低電平時，信號PEUl被提供給第一溫度計編碼器205并且信號PEU2 ‘被提供給第二溫度計編碼器 206，并且當偽隨機信號SEL處于高電平時，信號PEUl被提供給第二溫度計編碼器206并且信號PEU2'被提供給第一溫度計編碼器205。偽隨機信號生成電路901和選擇器902是本公開的隨機化單元的示例。
就是說，在從脈沖整形器208輸出到CPDAC 102的相位誤差補償信號PECOMP中， 提供與相位誤差信號PEU的高位相關(guān)的信息和與低位相關(guān)的信息的順序偽隨機地改變。就是說，使用相位誤差補償數(shù)據(jù)的順序隨機化。結(jié)果，可以減少在特定的分頻比設定中出現(xiàn)的造假電平。此外，通過例如在脈沖整形器208中提供隨機化單元，可以在不偏離本公開的技術(shù)思想的范圍內(nèi)根據(jù)設計進行各種改變。[3.第三實施例]接下來，將描述根據(jù)本公開的第三實施例的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器。圖10是示意性地圖示根據(jù)本實施例的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器中的CPDAC的配置的框圖。根據(jù)本實施例的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器與上述第一實施例的不同之處在于，CPDAC 102進一步具有隨機化電路903。在圖10中，根據(jù)分頻信號DIVCLK驅(qū)動隨機化電路903，并且在每次相位比較時隨機地改變由DN信號和相位誤差補償信號PECOMP使用的單位電流單元。用這種方法，可以進一步改進DN信號的操作電流和相位誤差補償信號的操作電流之間的匹配。[4.第四實施例]接下來，將描述根據(jù)本公開的第四實施例的無線通信裝置。圖11是示意性地圖示根據(jù)本公開的第四實施例的無線通信裝置的配置的框圖。在圖11中，無線通信裝置1000具有基帶模塊1001、傳送/接收模塊1002、天線雙工器1003以及傳送和接收無線電波的天線1004。基帶模塊1001處理基帶信號，并且向傳送/接收模塊1002傳送信號和從傳送/ 接收模塊1002接收信號。傳送/接收模塊1002執(zhí)行向基帶模塊1001傳送信號和從基帶模塊1001接收信號的信號處理。天線雙工器1003向傳送/接收模塊1002傳送信號和從傳送/接收模塊1002接收信號。天線1004傳送和接收無線電波。此外，傳送/接收模塊1002被分為傳送系統(tǒng)和接收系統(tǒng)，并且傳送系統(tǒng)具有PLL 1011、振蕩器1012和放大器1013，而接收系統(tǒng)具有PLL 1021、振蕩器1022、放大器1023、下轉(zhuǎn)換器1024、低通濾波器1025和可變增益轉(zhuǎn)換器1(^6。根據(jù)本公開的上述第一至第三實施例的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器之一適用于圖 11中圖示的PLL 1011和1021。通過將根據(jù)本公開的上述第一至第三實施例的N分數(shù)分頻 PLL頻率合成器之一應用于無線通信裝置1000，無線通信裝置1000可以提供每個實施例的上述效果。此外，圖11中圖示的無線通信裝置1000的配置是一個示例，但是決不限于該示例。只要裝置使用PLL，則根據(jù)本公開的每個實施例的N分數(shù)分頻PLL頻率合成器就適用于該裝置。[5.結(jié)論]根據(jù)每個上述實施例，通過將相位誤差補償信號PECOMP整形為具有VCOCLK的周期或者與VCOCLK的周期相關(guān)的時間寬度的脈沖形狀，不需要安裝分頻器。此外，通過將相位誤差補償信號PECOMP整形為具有VCOCLK的周期或者與VCOCLK的周期相關(guān)的時間寬度的脈沖形狀，可以緩和對相位誤差補償所需的電流單元陣列的分辨率的要求。此外，通過將相位誤差補償信號PECOMP整形為具有VCOCLK的周期或者與VCOCLK的周期相關(guān)的時間寬度的脈沖形狀，可以提供減少電荷泵電流并且減少環(huán)路濾波器103的容量的環(huán)路設計，并且將環(huán)路濾波器103安裝在集成電路上。此外，根據(jù)每個上述實施例，使用如下配置，其將相位誤差信號PE分解為至少兩個部分，將每個部分整形為具有與VCO 104的周期相等的時間寬度的脈沖信號，并且將該信號作為相位誤差補償信號PECOMP而連續(xù)地或者在某個時間間隔之后以不同的定時輸出到CPDAC 102，從而可以減少相位誤差補償操作所需的電流單元并且減少由于模擬電路的非線性引起的影響。此外，根據(jù)每個上述實施例，通過使偏移與相位誤差補償信號PECOMP相加，相位誤差補償操作可以以單極性的方式實現(xiàn)，從而可以提供良好的線性。此外，通過使偏移與相位誤差補償信號PECOMP相加，可以使相位比較器101的操作點移動到相位比較器101的輸入/輸出特性的線性區(qū)，并且提供良好的相位噪聲性能。此外，通過使偏移與相位誤差補償信號PECOMP相加，不利用門處的延遲，從而可以減少抖動的影響。此外，通過使偏移與相位誤差補償信號PECOMP相加，將給出的偏移是用于移動期望的操作點所需的最小偏移量，從而可以減少基準造假的增加。此外，通過使偏移與相位誤差補償信號PECOMP相加，工藝變化、溫度和電源電壓對操作點移動量的影響是小的，從而可以穩(wěn)定地提供良好的相位噪聲性能。此外，根據(jù)上述第二實施例，通過根據(jù)偽隨機信號改變將至少兩個相位誤差補償信號PECOMP提供給CPDAC 102的順序，可以減少在特定的分頻比設定中出現(xiàn)的造假電平。此外，根據(jù)上述第三實施例，通過在每次相位比較時隨機地改變由DN信號和相位誤差補償信號PECOMP使用的單位電流單元，可以進一步改進DN信號的操作電流和相位誤差補償信號的操作電流之間的匹配。盡管上文參照附圖詳細描述了本公開的優(yōu)選實施例，但是本公開不限于此。本領域的技術(shù)人員應當理解，在所附權(quán)利要求或其等同物的范圍內(nèi)，可以根據(jù)設計要求和其他因素進行各種修改、組合、子組合和變更。本公開包含與在2010年8月11日提交日本專利局的日本在先專利申請第JP 2010-180316號中公開的主題內(nèi)容相關(guān)的主題內(nèi)容，其整體內(nèi)容通過引用合并于此。
權(quán)利要求
1.一種鎖相環(huán)PLL頻率合成器，包括相位比較單元，其將基準頻率信號的相位與分頻信號的相位進行比較； 電流脈沖信號生成單元，其根據(jù)來自所述相位比較單元的信號和來自相位誤差補償信號生成單元的相位誤差補償信號，生成電流脈沖信號；轉(zhuǎn)換單元，其將來自所述電流脈沖信號生成單元的所述電流脈沖信號轉(zhuǎn)換為電壓信號；輸出單元，其輸出具有與來自所述轉(zhuǎn)換單元的所述電壓信號匹配的振蕩頻率的信號； 分頻器，其按照與分頻比控制信號匹配的分頻比對來自所述輸出單元的輸出進行分頻以輸出為所述分頻信號；分頻比控制信號生成單元，其基于用于N分數(shù)分頻的分頻比數(shù)據(jù)生成所述分頻比控制信號；以及所述相位誤差補償信號生成單元，其根據(jù)所述分頻比數(shù)據(jù)生成至少兩個相位誤差補償數(shù)據(jù)，并且以不同的定時利用至少兩個所生成的相位誤差補償數(shù)據(jù)來生成所述相位誤差補償信號。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的PLL頻率合成器，其中所述相位誤差補償信號生成單元包括加法單元，其使固定值與所述相位誤差補償數(shù)據(jù)相加。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的PLL頻率合成器，其中所述相位誤差補償信號生成單元包括溫度計碼轉(zhuǎn)換單元，其將所述相位誤差補償數(shù)據(jù)從二進制碼轉(zhuǎn)換為溫度計碼。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的PLL頻率合成器，其中所述相位誤差補償信號生成單元包括隨機化單元，其使使用所述相位誤差補償數(shù)據(jù)的順序隨機化。
5.一種無線通信裝置，包括根據(jù)權(quán)利要求1所述的鎖相環(huán)PLL頻率合成器。
6.一種鎖相環(huán)PLL頻率合成器控制方法，包括 將基準頻率信號的相位與分頻信號的相位進行比較；根據(jù)所述相位比較步驟中生成的信號和相位誤差補償信號生成步驟中生成的相位誤差補償信號，生成電流脈沖信號；將所述電流脈沖信號生成步驟中生成的所述電流脈沖信號轉(zhuǎn)換為電壓信號； 輸出具有根據(jù)所述轉(zhuǎn)換步驟中生成的所述電壓信號的振蕩頻率的信號； 按照與分頻比控制信號匹配的分頻比對所述輸出步驟的輸出進行分頻以輸出為所述分頻信號；基于用于N分數(shù)分頻的分頻比數(shù)據(jù)生成所述分頻比控制信號；以及根據(jù)所述分頻比數(shù)據(jù)生成至少兩個相位誤差補償數(shù)據(jù)，并且以不同的定時利用至少兩個所生成的相位誤差補償數(shù)據(jù)來生成所述相位誤差補償信號。
全文摘要
本公開涉及PLL頻率合成器、無線通信裝置和PLL頻率合成器控制方法。該PLL頻率合成器包括相位比較單元；電流脈沖信號生成單元；轉(zhuǎn)換單元，其將來自電流脈沖信號生成單元的電流脈沖信號轉(zhuǎn)換為電壓信號；輸出單元，其輸出具有與來自轉(zhuǎn)換單元的電壓信號匹配的振蕩頻率的信號；分頻器，其按照與分頻比控制信號匹配的分頻比對來自輸出單元的輸出進行分頻以輸出為分頻信號；分頻比控制信號生成單元，其基于用于N分數(shù)分頻的分頻比數(shù)據(jù)生成分頻比控制信號；以及相位誤差補償信號生成單元，其根據(jù)分頻比數(shù)據(jù)生成至少兩個相位誤差補償數(shù)據(jù)，并且以不同的定時利用至少兩個所生成的相位誤差補償數(shù)據(jù)來生成相位誤差補償信號。
文檔編號H03L7/18GK102377427SQ20111022657
公開日2012年3月14日 申請日期2011年8月4日 優(yōu)先權(quán)日2010年8月11日
發(fā)明者前田龍男, 田村昌久 申請人:索尼公司