專利名稱：能夠減低參照泄漏的發(fā)生或相位噪聲的pll電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及PLL電路(Phase Locked Loop/鎖相環(huán))等的時(shí)鐘生成電路，特別涉及到按照PLL的動(dòng)作狀態(tài)來(lái)控制頻率相位比較器的技術(shù)。
背景技術(shù)：
圖13表示專利文獻(xiàn)1所示的以往PLL電路中作為結(jié)構(gòu)要件的頻率相位比較器 300。在圖13中，基準(zhǔn)信號(hào)FREF和比較信號(hào)FVCO被分別輸入給輸入端子10、20，各自經(jīng)由變換器(inverter) 1、2而輸入到邊緣(edge)比較器50中。邊緣比較器50將與基準(zhǔn)信號(hào)FREF及比較信號(hào)FVCO的比較結(jié)果相應(yīng)的相位誤差輸出信號(hào)UP或者DN，輸出到各個(gè)輸出信號(hào)端子30、40。在專利文獻(xiàn)1中，提出了一種在圖13所示的那種頻率相位比較器中，使之進(jìn)行動(dòng)作以便來(lái)自頻率相位比較器的UP信號(hào)和DN信號(hào)同時(shí)只按相同的期間變?yōu)長(zhǎng)ow狀態(tài)，來(lái)消除參照泄漏(reference leak)的發(fā)生及相位噪聲增加的主要原因之技術(shù)。另外，在專利文獻(xiàn)2中，提出了一種在同步時(shí)鐘生成電路中，以鎖定(lock)檢測(cè)信號(hào)來(lái)切換電荷泵的電流值，消除鎖定后參照泄漏的發(fā)生及相位噪聲增加的主要原因之技術(shù)。另外，在專利文獻(xiàn)3中，提出了一種在相位比較器及電荷泵(charge pump)電路中，使相位誤差信號(hào)經(jīng)過(guò)延遲電路，在相位差較大時(shí)增大電荷泵電路的輸出時(shí)間，在相位差較小時(shí)按相位噪聲不變壞的程度減小電荷泵電路17的輸出時(shí)間，以此減低鎖定后的相位噪聲之技術(shù)。另外，在專利文獻(xiàn)4中，公示了一種在電荷泵電路中，具備下述電流校正電路，防止因電荷泵電流的失配而使參考噪聲變壞之技術(shù)，該電流校正電路對(duì)依賴于電荷泵輸出電壓值變動(dòng)的電荷泵電流的變動(dòng)進(jìn)行抑制。另外，在專利文獻(xiàn)5中，提出了一種在電荷泵電路中具備相位誤差輸出信號(hào)的延遲機(jī)構(gòu)，和專利文獻(xiàn)1同樣地使死區(qū)減少，消除參照泄漏的發(fā)生及相位噪聲增加的主要原因之技術(shù)。還有，在專利文獻(xiàn)1、4、5所公示的PLL電路中，使用了頻率相位比較器。另外，在專利文獻(xiàn)2、3所公示的PLL電路中，雖然使用了相位比較器這樣的名稱， 但是如同有環(huán)路濾波器或頻率合成器(synthesizer)這樣的記述的那樣，可知并不意味著原來(lái)的相位比較器，而意味著頻率相位比較器。另外，在專利文獻(xiàn)6中，雖然公示一種分別使用頻率比較器和相位比較器來(lái)構(gòu)成 PLL電路的技術(shù)，但是所提出的是頻率比較器的電路結(jié)構(gòu)，未提及相位比較器的相位誤差輸出的動(dòng)作波形或切換頻率比較器和相位比較器使之進(jìn)行動(dòng)作這樣的內(nèi)容。也就是說(shuō)，只不過(guò)公示出，以作為反饋環(huán)路(feedback loop)具有頻率比較和相位比較的2個(gè)環(huán)路為基本， 讓使用于此的頻率比較器穩(wěn)定地進(jìn)行動(dòng)作這樣的內(nèi)容。
再者，在專利文獻(xiàn)7中，雖然公示出通過(guò)利用電荷泵只實(shí)施對(duì)應(yīng)于基準(zhǔn)信號(hào)和比較信號(hào)的原來(lái)的相位差分所需要的充放電，而使動(dòng)作穩(wěn)定化的技術(shù)，但是由于需要使設(shè)定延遲量成為死區(qū)寬度以下，并且在比較的相位一致進(jìn)行了鎖定的狀態(tài)下，作為誤差輸出，充電電流和放電電流都不發(fā)生，因而一直存在使其產(chǎn)生死區(qū)這樣的缺點(diǎn)。專利文獻(xiàn)1日本特開(kāi)平11-234123號(hào)公報(bào)專利文獻(xiàn)2日本特開(kāi)平8-3072M號(hào)公報(bào)專利文獻(xiàn)3日本特開(kāi)2000-165235號(hào)公報(bào)專利文獻(xiàn)4日本特開(kāi)2000-323985號(hào)公報(bào)專利文獻(xiàn)5日本特開(kāi)2007-295165號(hào)公報(bào)專利文獻(xiàn)6日本特開(kāi)2001-196925號(hào)公報(bào)專利文獻(xiàn)7日本特開(kāi)2000-1；34091號(hào)公報(bào)

發(fā)明內(nèi)容
如上所述，圖13所示的以往的頻率相位比較器為了防止死區(qū)，借助于延遲元件3 的作用，同時(shí)輸出UP信號(hào)和DN信號(hào)。圖14是表示圖13的UP信號(hào)30及DN信號(hào)40的輸出波形的附圖。圖14針對(duì)基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO的基準(zhǔn)相位(上升定時(shí))，表示出比較信號(hào)FVC020 為相位延遲的情況(a)、為相位超前的情況(b)以及為相位一致的情況(c)下UP信號(hào)30及 DN信號(hào)40的信號(hào)波形圖。如圖14所示，即便延遲或者超前的相位差微小也由延遲元件3 而產(chǎn)生的延遲量⑶的期間，同時(shí)輸出UP信號(hào)30和DN信號(hào)40。圖15是表示作為UP電流的輸出期間的UP信號(hào)30和作為DN電流的輸出期間的 DN信號(hào)40相對(duì)于相位差發(fā)生變化的狀況的附圖。如圖15所示，無(wú)論相位差的大小，UP電流30和DN電流40都按照由延遲元件3而產(chǎn)生的延遲量(D)不斷輸出。這里，由延遲元件 3而產(chǎn)生的延遲量⑶設(shè)定為比死區(qū)寬度(χ)稍大的值(χ+δ)。由于若過(guò)于增大延遲量⑶，則同時(shí)輸出UP電流和DN電流的期間變長(zhǎng)，因而若在同時(shí)輸出該UP信號(hào)和DN信號(hào)的期間內(nèi)在電荷泵電流的充電電流(圖14(a)的情況)和放電電流(圖14(b)的情況)之間發(fā)生了偏差，則產(chǎn)生穩(wěn)定的相位誤差以便對(duì)其進(jìn)行校正，取決于在因偏差而產(chǎn)生的其相位誤差期間流動(dòng)的UP電流30或者DN電流40，招致環(huán)路濾波器的電壓變動(dòng)。其結(jié)果為，在上述那種專利文獻(xiàn)所公示的結(jié)構(gòu)中，成為產(chǎn)生相位比較頻率上的寄生(spurious 參照泄漏)的結(jié)果。上述充電電流和放電電流之間的偏差還因按照環(huán)路濾波器的電壓大小，構(gòu)成電荷泵輸出的電流源的輸出電阻發(fā)生變化而產(chǎn)生。如上產(chǎn)生的寄生因?yàn)橐疰i定狀態(tài)下的不穩(wěn)定性(jitter)變壞這樣的現(xiàn)象，所以必須盡力抑制。但是，除了上述原因之外，延遲元件3的延遲量因?yàn)樾枰M(jìn)行設(shè)定，以便同時(shí)輸出期間達(dá)到死區(qū)以上的寬度，所以無(wú)法減小電流的偏差發(fā)生的期間。再者，以往的頻率比較電路其構(gòu)成的元件數(shù)較多，其自身也成為發(fā)生熱噪聲的主要原因。因此，本發(fā)明的目的為，提供一種可以減低參照泄漏，能夠抑制相位噪聲的PLL電路。為了實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明所涉及的PLL電路其特征為，具備電荷泵，輸入相位誤差輸出信號(hào)；環(huán)路濾波器，通過(guò)上述電荷泵的輸出進(jìn)行充放電；振蕩器，通過(guò)上述環(huán)路濾波器的電壓來(lái)控制振蕩頻率；以及附帶切換功能的頻率相位比較器，輸入基準(zhǔn)信號(hào)和上述振蕩器的輸出信號(hào)，獲得上述基準(zhǔn)信號(hào)和基于上述振蕩器的輸出信號(hào)的比較信號(hào)之間的上述相位誤差輸出信號(hào)；上述附帶切換功能的頻率相位比較器根據(jù)輸入的鎖定檢測(cè)信號(hào)，來(lái)切換進(jìn)行通過(guò)檢測(cè)輸入的2個(gè)信號(hào)的上升沿來(lái)檢測(cè)該2個(gè)信號(hào)的相位差的頻率比較和通過(guò)檢測(cè)輸入的2個(gè)信號(hào)的電壓電平來(lái)檢測(cè)該2個(gè)信號(hào)的相位差的相位比較。也可以是，上述附帶切換功能的頻率相位比較器具備頻率比較電路，進(jìn)行上述頻率比較；相位比較電路，進(jìn)行上述相位比較；切換部，根據(jù)上述鎖定檢測(cè)信號(hào)來(lái)切換上述附帶切換功能的頻率相位比較器的動(dòng)作，以便上述附帶切換功能的頻率相位比較器進(jìn)行上述頻率比較電路的上述頻率比較或者上述相位比較電路的上述相位比較；以及比較期間信號(hào)輸入端子，輸入在上述相位比較電路中表示相位比較為有效的期間即比較期間的信號(hào)即比較期間信號(hào)；在上述比較期間信號(hào)為規(guī)定的電壓電平的情況下，在上述相位比較電路中進(jìn)行相位比較。另外，也可以是，上述附帶切換功能的頻率相位比較器具備進(jìn)行上述頻率比較的頻率比較電路、對(duì)上述頻率比較電路輸入復(fù)位信號(hào)的復(fù)位信號(hào)輸入端子以及復(fù)位解除處理機(jī)構(gòu)，上述復(fù)位解除處理機(jī)構(gòu)在不輸出相位誤差輸出的復(fù)位狀態(tài)下輸入了上述復(fù)位信號(hào)之后，上述基準(zhǔn)信號(hào)和上述比較信號(hào)變成規(guī)定的電壓電平的情況下，將能夠進(jìn)行上述復(fù)位狀態(tài)解除的那種限制附加于上述頻率比較電路中。另外，也可以是，上述PLL電路具備分頻器，該分頻器對(duì)上述振蕩器的輸出進(jìn)行分頻；把上述基準(zhǔn)信號(hào)和上述分頻器的輸出信號(hào)之間的相位差作為上述相位誤差輸出信號(hào)。也可以是，上述附帶切換功能的頻率相位比較器具備鎖定檢測(cè)信號(hào)生成部，輸入上述比較期間信號(hào)及上述基準(zhǔn)信號(hào)；上述鎖定檢測(cè)信號(hào)生成部根據(jù)上述基準(zhǔn)信號(hào)和上述比較期間信號(hào)生成上述鎖定檢測(cè)信號(hào)。另外，上述附帶切換功能的頻率相位比較器也可以按照輸入的上述比較期間信號(hào)，限制在上述相位比較電路中輸出上述相位誤差輸出信號(hào)的上述比較期間。也可以是，上述附帶切換功能的頻率相位比較器的上述相位比較電路檢測(cè)并輸出上述基準(zhǔn)信號(hào)和上述比較信號(hào)的電壓電平，作為上述相位誤差輸出信號(hào)。上述相位比較電路也可以包含相位比較輸出信號(hào)生成電路，在上述比較期間內(nèi)， 在上述基準(zhǔn)信號(hào)的電壓電平和使上述比較信號(hào)的反轉(zhuǎn)信號(hào)延遲了規(guī)定的延遲時(shí)間后的第1 延遲信號(hào)的電壓電平分別為規(guī)定的電壓電平的期間，輸出表示上述比較信號(hào)的相位比上述基準(zhǔn)信號(hào)的相位滯后的UP信號(hào)，并且在上述比較期間內(nèi)，在上述比較信號(hào)的電壓電平和使上述基準(zhǔn)信號(hào)的反轉(zhuǎn)信號(hào)延遲了規(guī)定的延遲時(shí)間后的第2延遲信號(hào)的電壓電平分別為規(guī)定的電壓電平的期間，輸出表示上述比較信號(hào)的相位比上述基準(zhǔn)信號(hào)的相位超前的DN信號(hào)。再者，也可以是，上述比較期間信號(hào)是在包括上述比較信號(hào)的電壓電平從第1電平轉(zhuǎn)變?yōu)楸仍摰?電平高的第2電平的時(shí)間在內(nèi)的上述比較期間內(nèi)，電壓電平變?yōu)楸鹊? 電平高的第2電平的信號(hào)，上述相位比較輸出信號(hào)生成電路具有第1變換器，使上述比較信號(hào)反轉(zhuǎn)；第1延遲器，使上述比較信號(hào)延遲規(guī)定的延遲時(shí)間；第INAND電路，輸入上述第1 延遲信號(hào)、上述基準(zhǔn)信號(hào)和上述比較期間信號(hào) ’第2變換器，使上述基準(zhǔn)信號(hào)反轉(zhuǎn) ’第2延遲器，使上述基準(zhǔn)信號(hào)延遲規(guī)定的延遲時(shí)間；第2NAND電路，輸入上述第2延遲信號(hào)、上述比較信號(hào)和上述比較期間信號(hào)。也可以是，上述鎖定檢測(cè)信號(hào)生成部在基于上述比較期間信號(hào)的上述比較期間內(nèi)檢測(cè)到上述基準(zhǔn)信號(hào)轉(zhuǎn)變?yōu)橐?guī)定的電壓電平的次數(shù)為規(guī)定的次數(shù)時(shí)，生成上述鎖定檢測(cè)信號(hào)。發(fā)明效果根據(jù)本發(fā)明的PLL電路，按照鎖定檢測(cè)信號(hào)，在基準(zhǔn)信號(hào)和比較信號(hào)之間的相位差較小并且接近鎖定狀態(tài)的狀態(tài)下，不在附帶切換功能的頻率相位比較器中實(shí)施頻率比較，而實(shí)施相位比較來(lái)輸出相位誤差輸出信號(hào)，在基準(zhǔn)信號(hào)和比較信號(hào)之間的相位差較大的狀態(tài)下，在附帶切換功能的頻率相位比較器中實(shí)施頻率比較來(lái)輸出相位誤差輸出信號(hào)。這樣，因?yàn)槭褂靡枣i定檢測(cè)信號(hào)進(jìn)行切換控制的附帶切換功能的頻率相位比較器，在相位差比較大的情況下，由頻率比較電路輸出相位誤差輸出信號(hào)，所以可以縮短到鎖定狀態(tài)的時(shí)間，由于在接近鎖定狀態(tài)的狀態(tài)下由不易發(fā)生參照泄漏的相位比較電路輸出相位誤差輸出信號(hào)，因而可以抑制因電荷泵電流的失配導(dǎo)致的參照泄漏，能夠減低寄生或噪聲量。另外，因?yàn)橄辔槐容^電路本身可以采用較少的元件數(shù)來(lái)構(gòu)成，所以還能夠抑制熱噪聲。根據(jù)本發(fā)明的PLL電路，由于在處于接近鎖定狀態(tài)的狀態(tài)下的時(shí)候，通過(guò)在相位比較電路中比較基準(zhǔn)信號(hào)和比較信號(hào)的電壓電平之間，從相位比較電路輸出的相位誤差輸出就被供應(yīng)給電荷泵，經(jīng)由環(huán)路濾波器反饋給VC0，因而可以防止輸出對(duì)于基準(zhǔn)信號(hào)的因干擾導(dǎo)致的突發(fā)的相位誤差，能夠繼續(xù)穩(wěn)定的動(dòng)作。再者，根據(jù)本發(fā)明的PLL電路，通過(guò)在頻率相位比較電路中附加復(fù)位狀態(tài)的解除定時(shí)，并附加在2個(gè)輸入信號(hào)為雙方規(guī)定的電壓電平的期間實(shí)施這樣的限制，而可以在頻率引入動(dòng)作的開(kāi)始時(shí)，防止輸出錯(cuò)誤的相位誤差。據(jù)此，可以縮短距電源接通后或復(fù)位解除后的鎖定時(shí)間。如上，可以在縮短電源接通或復(fù)位解除后的鎖定時(shí)間的同時(shí)，減低鎖定狀態(tài)下因參照泄漏引起的寄生或不穩(wěn)定性。本發(fā)明的上述目的、其他的目的、特征及優(yōu)點(diǎn)在參照附圖的前提下，通過(guò)下面的最佳實(shí)施方式的詳細(xì)說(shuō)明將得以明確。


圖1是表示本發(fā)明實(shí)施方式1中的PLL電路結(jié)構(gòu)例的附圖。圖2是表示本發(fā)明實(shí)施方式2中的PLL電路結(jié)構(gòu)例的附圖。圖3是表示本發(fā)明實(shí)施方式3中的PLL電路結(jié)構(gòu)例的附圖。圖4是表示圖1所示的PLL電路中附帶切換功能的頻率相位比較器內(nèi)部結(jié)構(gòu)的附圖。圖5是表示圖2所示的PLL電路中附帶切換功能的頻率相位比較器內(nèi)部結(jié)構(gòu)的附圖。圖6是表示圖3所示的PLL電路中附帶切換功能的頻率相位比較器內(nèi)部結(jié)構(gòu)的附圖。圖7是表示圖4所示的附帶切換功能的頻率相位比較電路中的相位比較電路內(nèi)部結(jié)構(gòu)的附圖。圖8是表示對(duì)圖7所示的相位比較電路輸入的比較信號(hào)和比較期間信號(hào)之間的相位關(guān)系的附圖。圖9-1是表示圖7所示的相位比較電路各信號(hào)的輸出波形的附圖。圖9-2是表示圖7所示的相位比較電路各信號(hào)的輸出波形的附圖。圖9-3是表示在圖7所示的相位比較電路中相位滯后且其相位差微小時(shí)各信號(hào)的輸出波形的附圖。圖9-4是表示在圖7所示的相位比較電路中相位超前且其相位差微小時(shí)各信號(hào)的輸出波形的附圖。圖10是表示圖7所示的相位比較電路中基準(zhǔn)信號(hào)和比較信號(hào)之間的相位差與基于UP信號(hào)的電荷泵電流(UP電流)的輸出期間及基于DN信號(hào)的電荷泵電流(DN電流)的輸出期間之間的關(guān)系的附圖。圖11是表示圖5所示的頻率比較電路內(nèi)部結(jié)構(gòu)的附圖。圖12是表示圖11所示的頻率比較電路的緊接電源接通之后UP信號(hào)及DN信號(hào)輸出波形的附圖。圖13是以往的頻率比較電路的電路結(jié)構(gòu)圖。圖14是表示以往頻率比較電路復(fù)位解除后的輸出波形的附圖。圖15是表示以往頻率比較電路的相位差和相位誤差電流的關(guān)系的附圖。圖16是表示以往頻率比較電路復(fù)位解除后的輸出波形的附圖。符號(hào)說(shuō)明4第1變換器5第1延遲器6第2變換器7第2延遲器8 第 INAND 電路9 第 2NAND 電路50頻率比較部100復(fù)位信號(hào)輸入處理部200相位比較電路300、350頻率比較電路400切換部500,550,555附帶切換功能的頻率相位比較器600鎖定檢測(cè)信號(hào)生成部700電荷泵750環(huán)路濾波器800電壓控制振蕩器(VCO)900分頻器
具體實(shí)施例方式下面，參照附圖來(lái)詳細(xì)說(shuō)明本發(fā)明的實(shí)施方式。還有，在附圖中相同或者對(duì)應(yīng)部分上附上相同的符號(hào)，其說(shuō)明也有時(shí)不重復(fù)。(實(shí)施方式1)在圖1中表示本發(fā)明的實(shí)施方式1中PLL電路的結(jié)構(gòu)。該P(yáng)LL電路具備附帶切換功能的頻率相位比較器500、電荷泵700、環(huán)路濾波器750、電壓控制振蕩器(VCO)SOO以及對(duì)電壓控制振蕩器800的輸出進(jìn)行分頻的分頻器900。VC0800根據(jù)環(huán)路濾波器750的電壓來(lái)控制其振蕩頻率，環(huán)路濾波器750通過(guò)電荷泵700的輸出電流對(duì)構(gòu)成環(huán)路濾波器750的電容器進(jìn)行充放電，并且與之相應(yīng)其電壓發(fā)生變化。對(duì)電荷泵700，輸入從附帶切換功能的頻率相位比較器500輸出的相位誤差輸出信號(hào)(UP信號(hào)及DN信號(hào))，輸出與該相位誤差輸出信號(hào)相應(yīng)的電流。對(duì)附帶切換功能的頻率相位比較器500，輸入基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO和作為基于VC0800之輸出信號(hào)的信號(hào)(分頻器900 的分頻輸出信號(hào))的比較信號(hào)FVC0，比較該基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO和比較信號(hào)FVCO之間的相位。 附帶切換功能的頻率相位比較器500其構(gòu)成為，根據(jù)作為功能切換信號(hào)輸入的鎖定檢測(cè)信號(hào)PLLL0CK70，來(lái)切換實(shí)施通過(guò)檢測(cè)輸入的2個(gè)信號(hào)的上升沿來(lái)檢測(cè)該2個(gè)信號(hào)的相位差的頻率比較和通過(guò)檢測(cè)輸入的2個(gè)信號(hào)的電壓電平來(lái)檢測(cè)該2個(gè)信號(hào)的相位差的相位比較。再者，在該頻率相位比較器500中，輸入了在實(shí)施相位比較的相位比較電路(下述)中表示相位比較為有效的期間(比較期間)的比較期間信號(hào)WIND0W80。在圖4中表示圖1所示的PLL電路中附帶切換功能的頻率相位比較器500的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖。附帶切換功能的頻率相位比較器500具有實(shí)施頻率比較的頻率比較電路300和實(shí)施相位比較的相位比較電路200，分別輸入基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO及比較信號(hào)FVC020。對(duì)相位比較電路200，也輸入比較期間信號(hào)WIND0W80。頻率比較電路300輸出基于基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO 及比較信號(hào)FVC020之相位差的作為相位誤差輸出信號(hào)的UP信號(hào)30及DN信號(hào)40。另外， 相位比較電路200輸出基于基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO及比較信號(hào)FVC020之相位差的作為相位誤差輸出信號(hào)的UP信號(hào)31及DN信號(hào)41。再者，附帶切換功能的頻率相位比較器500具有切換部400，根據(jù)鎖定檢測(cè)信號(hào)PLLL0CK70來(lái)切換附帶切換功能的頻率相位比較器500的動(dòng)作， 以便附帶切換功能的頻率相位比較器500實(shí)施由頻率比較電路300做出的頻率比較或者由相位比較電路200做出的相位比較。而且，根據(jù)鎖定檢測(cè)信號(hào)PLLL0CK70，由切換部400對(duì)輸出作為頻率比較電路300之輸出信號(hào)的UP信號(hào)30及DN信號(hào)40和作為相位比較電路 200之輸出信號(hào)的UP信號(hào)31及DN信號(hào)41的哪一個(gè)進(jìn)行切換。還有，在頻率比較電路300中，還包括不只是頻率比較、還能夠進(jìn)行相位比較頻率的頻率相位比較電路。在本實(shí)施方式中其構(gòu)成為，即便在作為頻率比較電路300使用頻率相位比較電路的情況下，也僅僅實(shí)施頻率比較。具體而言，切換部400具有變換器401、402，使從頻率比較電路300輸出的UP信號(hào)30及DN信號(hào)40分別反轉(zhuǎn)；OR電路403、404，分別輸入各變換器401、402的輸出和鎖定檢測(cè)信號(hào)PLLL0CK70 ；NAND電路405、406，分別輸入從相位比較電路200輸出的UP信號(hào)31及 DN信號(hào)41和鎖定檢測(cè)信號(hào)PLLL0CK70 ；NAND電路407，輸入OR電路403的輸出和NAND電路 405的輸出，輸出UP信號(hào)33 ；NAND電路408，輸入OR電路404的輸出和NAND電路406的輸出，輸出DN信號(hào)44。據(jù)此，在鎖定檢測(cè)信號(hào)PLLL0CK70的電壓電平為第1電壓電平Lo的情況(未檢測(cè)到鎖定狀態(tài)的情況)下，因?yàn)镹AND電路405、406的輸出不管相位比較電路200 的UP信號(hào)31及DN信號(hào)41仍保持第2電壓電平Hi，所以切換部400從輸出端子33、44輸出由頻率比較電路300輸出的UP信號(hào)30及DN信號(hào)40。另外，在鎖定檢測(cè)信號(hào)PLLL0CK70 的電壓電平從第1電壓電平Lo上升到第2電壓電平Hi的情況(檢測(cè)到鎖定狀態(tài)的情況) 下，因?yàn)镺R電路403、404的輸出不管頻率比較電路300的UP信號(hào)30及DN信號(hào)40仍保持第2電壓電平Hi，所以切換部400從輸出端子33輸出相位比較電路200的UP信號(hào)31及 DN信號(hào)41。這樣，附帶切換功能的頻率相位比較器500就按照鎖定檢測(cè)信號(hào)PLLL0CK70，從輸出端子33、44分別輸出對(duì)應(yīng)的UP信號(hào)及DN信號(hào)。詳細(xì)說(shuō)明切換的動(dòng)作。鎖定檢測(cè)信號(hào)PLLL0CK70的電壓電平為第1電壓電平Lo 的期間是PLL為過(guò)渡響應(yīng)的狀態(tài)，利用頻率比較的相位誤差檢測(cè)為有效。從而，附帶切換功能的頻率相位比較器500以作為頻率比較電路300之輸出信號(hào)的UP信號(hào)30及DN信號(hào)40 為有效的輸出信號(hào)，使之輸出給輸出端子33、44的各自。若PLL接近鎖定狀態(tài)，則鎖定檢測(cè)信號(hào)PLL0CK70的電壓電平從第1電壓電平Lo轉(zhuǎn)變?yōu)楸绕涓叩牡?電壓電平Hi，這樣一來(lái)，附帶切換功能的頻率相位比較器500就將實(shí)施頻率比較的頻率比較電路300斷開(kāi)，以作為相位比較電路200之輸出信號(hào)的UP信號(hào)31及DN 信號(hào)41為有效的輸出信號(hào)，使之輸出給輸出端子33、44的各自。鎖定檢測(cè)信號(hào)PLLL0CK70 是在比較期間信號(hào)WIND0W80為規(guī)定的電壓電平(Hi)的比較期間，因基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO轉(zhuǎn)變?yōu)橐?guī)定的電壓電平(Hi)的次數(shù)連續(xù)并被探測(cè)規(guī)定次數(shù)(N次)而生成(從第1電壓電平Lo 轉(zhuǎn)變?yōu)榈?電壓電平Hi)的。在圖7中表示，圖4所示的附帶切換功能的頻率相位比較電路中相位比較電路200 的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖。相位比較電路200其構(gòu)成為，在比較期間信號(hào)WIND0W80為規(guī)定的電壓電平 (Hi)的比較期間內(nèi)，實(shí)施相位比較。具體而言，相位比較電路200包括相位比較輸出信號(hào)生成電路，在比較期間內(nèi)，在基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO的電壓電平和使比較信號(hào)FVC020的反轉(zhuǎn)信號(hào)延遲了規(guī)定的延遲時(shí)間后的第1延遲信號(hào)A的電壓電平分別為規(guī)定的電壓電平的期間，輸出表示比較信號(hào)FVCO的相位比基準(zhǔn)信號(hào)FREF的相位滯后的UP信號(hào)31，并且在比較期間內(nèi)， 在比較信號(hào)FVC020的電壓電平和使基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO的反轉(zhuǎn)信號(hào)延遲了規(guī)定的延遲時(shí)間后的第2延遲信號(hào)B的電壓電平分別為規(guī)定的電壓電平的期間，輸出表示比較信號(hào)FVC020的相位比基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO的相位超前的DN信號(hào)41。更為具體而言，相位比較輸出信號(hào)生成電路具有第1變換器4，使比較信號(hào)FVC020反轉(zhuǎn)；第1延遲器5，使比較信號(hào)FVC020延遲規(guī)定的延遲時(shí)間；第INAND電路8，輸入第1延遲信號(hào)A、基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO和比較期間信號(hào) WIND0W80 ；第2變換器6，使基準(zhǔn)信號(hào)反轉(zhuǎn)；第2延遲器7，使基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO延遲規(guī)定的延遲時(shí)間；第2NAND電路9，輸入第2延遲信號(hào)B、比較信號(hào)FVC020和比較期間信號(hào)WIND0W80。 這里，延遲器5、7的延遲時(shí)間在UP信號(hào)和DN信號(hào)之間于各信號(hào)分別輸入給電荷泵700之前的時(shí)間上存在差的情況下，也可以為了對(duì)其進(jìn)行校正而使延遲時(shí)間不同，并且在沒(méi)有該時(shí)間差的情況下，也可以設(shè)為相同的延遲時(shí)間。由于通過(guò)這樣構(gòu)成相位比較電路200，就可以比較基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO和比較信號(hào)FVC020之間的電壓電平，因而要進(jìn)行其邏輯運(yùn)算，檢測(cè)2個(gè)信號(hào)的相位差?；鶞?zhǔn)信號(hào)FREFlO和比較信號(hào)FVC020的反轉(zhuǎn)信號(hào)之間的邏輯積要檢測(cè)比較信號(hào)的滯后相位，基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO的反轉(zhuǎn)信號(hào)和比較信號(hào)FVC020之間的邏輯積要檢測(cè)比較信號(hào)的超前相位。比較期間信號(hào)WIND0W80將基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO及比較信號(hào)FVC020的比較定時(shí)限定為上升沿之間，使下降沿一側(cè)的相位誤差檢測(cè)成為無(wú)效。在相位比較電路200中輸出的相位誤差信號(hào)為下述信號(hào)的3種(3相輸出)，上述信號(hào)包括只有UP信號(hào)31成為脈沖輸出的信號(hào)、只有DN信號(hào)41成為脈沖輸出的信號(hào)以及UP信號(hào)31和DN信號(hào)41的雙方成為脈沖輸出的信號(hào)。另外，由于在比較期間信號(hào)WIND0W80為第1電平Lo的期間，作為相位誤差輸出的 UP信號(hào)31及DN信號(hào)41雙方都不進(jìn)行脈沖輸出，因而不發(fā)生電荷泵700的電流，而環(huán)路濾波器750成為電壓保持狀態(tài)。在圖7所示的相位比較電路200中，因?yàn)楹褪褂昧碎V鎖的邊緣檢測(cè)類型(實(shí)施頻率和相位比較的頻率相位比較電路50 (下述))不同，不產(chǎn)生因誤檢測(cè)因噪聲而產(chǎn)生的邊緣導(dǎo)致的鎖定狀態(tài)解除之類的問(wèn)題，所以可以繼續(xù)穩(wěn)定的鎖定狀態(tài)。圖8是表示對(duì)圖7所示的相位比較電路輸入的比較信號(hào)FVC020和比較期間信號(hào) WIND0W80之間的相位關(guān)系的附圖。輸入給相位比較電路200的比較期間信號(hào)WIND0W80在包括比較信號(hào)FVCO的電壓電平從第1電平Lo切換為比該第1電平Lo高的第2電平Hi的時(shí)間(也就是上升沿)在內(nèi)的比較期間內(nèi)，作為電壓電平成為比第1電平Lo高的第2電平Hi的信號(hào)，進(jìn)行了設(shè)定。 也就是說(shuō)，作為生成在比較信號(hào)FVC020的比較定時(shí)邊緣(上升沿)的時(shí)間前后具有規(guī)定寬度的脈沖的信號(hào)，設(shè)定了比較期間信號(hào)WIND0W80。在圖9-1及圖9-2中表示圖7所示的相位比較電路200各信號(hào)的輸出波形圖。圖 9-1 (a)及圖9-2 (a)是表示比較信號(hào)FVCO相對(duì)于基準(zhǔn)信號(hào)FREF滯后而上升的相位滯后狀態(tài)的波形圖，圖9-1 (b)及圖9-2 (b)是表示比較信號(hào)FVCO相對(duì)于基準(zhǔn)信號(hào)FREF提前上升的相位超前狀態(tài)的波形圖，圖9-1 (c)及圖9-2(c)是表示比較信號(hào)FVCO與基準(zhǔn)信號(hào)FREF 同時(shí)上升的相位一致?tīng)顟B(tài)的波形圖。圖9-1是表示基準(zhǔn)信號(hào)FREF和比較信號(hào)FVCO之間的相位差比較大的情形(相位差α或者β比延遲期間D大的情形)的波形圖，圖9-2是表示基準(zhǔn)信號(hào)FREF和比較信號(hào)FVCO之間的相位差比較小的情形(相位差α或者β為延遲期間D以下的情形)的波形圖。還有，由于圖8所示的比較期間信號(hào)WIND0W80為了將基準(zhǔn)信號(hào)FREF和比較信號(hào)FVCO的上升沿之間的相位誤差設(shè)為UP31、DN41，進(jìn)行了輸入，因而在圖9-1中，表示出上升沿旁邊的輸出波形。如上所述，圖9-1的內(nèi)部信號(hào)A是在圖7所示的相位比較電路200中由第1變換器 4使比較信號(hào)FVC020反轉(zhuǎn)，并由第1延遲器5使之延遲后的第1延遲信號(hào)，內(nèi)部信號(hào)B是在相位比較電路200中由第2變換器6使基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO反轉(zhuǎn)，并由第2延遲器7使之延遲后的信號(hào)。如圖9-1 (a)及圖9-2(a)所示，在相位滯后的情況下發(fā)生在基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO和內(nèi)部信號(hào)A之間所產(chǎn)生的Hi電平的重疊期間，該期間(也就是說(shuō)，從基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO上升開(kāi)始，在比較信號(hào)FVC020上升之后經(jīng)過(guò)規(guī)定的延遲期間D之前的期間)為UP信號(hào)31。另外，如圖9-1 (b)及圖9-2(b)所示，在相位超前的情況下發(fā)生在比較信號(hào)FVC020和內(nèi)部信號(hào)B之間所產(chǎn)生的Hi電平的重疊期間，該期間(也就是說(shuō)，從比較信號(hào)FVC020上升開(kāi)始， 在基準(zhǔn)信號(hào)FREF上升之后經(jīng)過(guò)規(guī)定的延遲期間D之前的期間)為DN信號(hào)41。另外，如圖9-1 (c)及圖9-2(c)所示，在相位一致的情況下，同時(shí)發(fā)生基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO和內(nèi)部信號(hào)A的 Hi電平的重疊期間及比較信號(hào)FVC020和內(nèi)部信號(hào)B的Hi電平的重疊期間，UP信號(hào)31和 DN信號(hào)41按相同的定時(shí)進(jìn)行輸出。在以往的結(jié)構(gòu)中，因?yàn)樵谙辔灰恢碌那闆r下，在其頻率相位比較器中利用防止死區(qū)所需的延遲元件3的作用，同時(shí)輸出UP信號(hào)30和DN信號(hào)40，所以若在同時(shí)輸出該UP信號(hào)30和DN信號(hào)40的期間在電荷泵電流的充電電流和放電電流之間產(chǎn)生了偏差，則產(chǎn)生穩(wěn)定的相位誤差以便對(duì)其進(jìn)行校正，取決于在因偏差而產(chǎn)生的其相位誤差期間流動(dòng)的UP電流30或DN電流40，招致環(huán)路濾波器的電壓變動(dòng)。因此，其結(jié)果為，產(chǎn)生從電壓控制振蕩器 800輸出的比較信號(hào)FVCO的定期變動(dòng)，并產(chǎn)生相位比較頻率中的寄生(參照泄漏)。與之相對(duì)，在上述結(jié)構(gòu)的相位比較電路200中若相位差變得幾乎沒(méi)有，則此前沒(méi)有輸出的UP信號(hào)或者DN信號(hào)開(kāi)始輸出，達(dá)到死區(qū)寬度X以上的脈沖寬度，這樣一來(lái)，就不僅僅是UP信號(hào)31及DN信號(hào)41的某一個(gè)，而輸出雙方的信號(hào)脈沖，兩個(gè)脈沖寬度的差分成為相位誤差量，因此可以在有效防止死區(qū)產(chǎn)生的同時(shí)，即便在UP信號(hào)和DN信號(hào)的同時(shí)輸出期間于電荷泵電流中存在偏差，也作為其校正有利于UP信號(hào)和DN信號(hào)的雙方，因此，可以將穩(wěn)定的相位誤差發(fā)生的期間減少為以往的一半。這樣，在相位差幾乎沒(méi)有的鎖定狀態(tài)的情況下，因?yàn)閁P信號(hào)31和DN信號(hào)41之間的脈沖寬度差分為相位誤差量，所以不管UP信號(hào)31及DN信號(hào)41的最小脈沖寬度，仍可以減小相位誤差量，因此，特別是在相位差幾乎沒(méi)有的情況下，可以減小穩(wěn)定相位差來(lái)使鎖定狀態(tài)穩(wěn)定，并能夠有效抑制寄生。另外，由于相位比較電路200本身可以采用與具有閂鎖的邊緣檢測(cè)類型的比較電路相比少的元件數(shù)來(lái)構(gòu)成，因而還能夠抑制熱噪聲。這里，進(jìn)一步詳細(xì)說(shuō)明相位差微小的情形。如圖9_2(a)所示，在相位滯后的情況下，UP信號(hào)31要輸出具有下述時(shí)間(α+D) 的脈沖寬度的信號(hào)，該時(shí)間(α+D)在相位差(α)上加上了第1延遲器5的延遲期間(D)。另一個(gè)DN信號(hào)41雖然作為具有下述時(shí)間(D-α)的脈沖寬度的信號(hào)進(jìn)行定義，該時(shí)間(D_ α ) 從第2延遲器7的延遲期間(D)減去了相位差(α )，但是因?yàn)樵趫D9-2 (a)中該時(shí)間(D_ α ) 比死區(qū)寬度(X)短，所以不輸出脈沖。從而，只輸出UP信號(hào)31。這里，延遲器5、7的延遲時(shí)間設(shè)定為比死區(qū)寬度(X)僅僅大(S )的值(χ+ S )。據(jù)此，DN信號(hào)41的上述時(shí)間(D-α ) 用下述的(1)式來(lái)表達(dá)。D-α = (χ+ δ ) - α ... (1)> χ (α < δ )^ χ (α 彡 δ)從而，除了相位差非常微小(α < δ)的情形以外(α彡δ)，DN信號(hào)41不輸出脈沖。另一方面，在相位非常小的情況(α < δ)下，DN信號(hào)41變得比死區(qū)寬度(χ)大， 輸出脈沖。在圖9-3中表示，在圖7所示的相位比較電路200中相位滯后且其相位差微小時(shí)各信號(hào)的輸出波形圖。圖9_3(a)是相位差α比延遲期間D小且時(shí)間(D_ α )比死區(qū)寬度 (x)小時(shí)的輸出波形圖，圖9_3(b)是相位差α比延遲期間D小且時(shí)間(D-α)為死區(qū)寬度 (x)以上(與圖9_3(a)相比相位差α更小)時(shí)的輸出波形圖，圖9_3 (c)是相位差α為0時(shí)的輸出波形圖。如圖9_3(a)所示，若相位差α變得比延遲期間D小，則輸出UP信號(hào) 31 (a+D的期間)，并且定義DN信號(hào)41 (D-α的期間)，而在該時(shí)間(D-α )比死區(qū)寬度(χ) 小的情況下，DN信號(hào)41實(shí)際上不輸出(和圖9-2(a)相同的狀態(tài))。然而，在相位差α變得更小并且時(shí)間(D-α )達(dá)到死區(qū)寬度(X) 以上的情況下，如圖9-3(b)所示，除了 UP信號(hào)31之夕卜，還輸出DN信號(hào)41。在時(shí)間(D-α ) 達(dá)到死區(qū)寬度(X)以上之后，隨著相位差α變小，UP信號(hào)31其脈沖寬度變小，另一方面， DN信號(hào)41其脈沖寬度變大。然后，如圖9_3(c)所示，在相位差α為0的情況下，UP信號(hào) 31和DN信號(hào)41按作為延遲期間D的相同的脈沖寬度進(jìn)行輸出。如上，在相位差α相對(duì)于延遲期間D變得非常小的情況下，因?yàn)榘凑誙P信號(hào)31 中脈沖寬度的減少量和DN信號(hào)41中脈沖寬度的增加量來(lái)輸出相位誤差，所以相位比較增益達(dá)到2倍。由于增益達(dá)到2倍，因而還能夠?qū)㈦姾杀玫碾娏鳒p為1/2，借此可以減小電流失配的差分。同樣，如圖9_2(b)所示，在相位超前的情況下，DN信號(hào)41要輸出具有下述時(shí)間 (β +D)的脈沖寬度的信號(hào)，該時(shí)間(β +D)在相位差(β )上加上了第2延遲器7的延遲期間(D)。另一個(gè)UP信號(hào)31雖然作為具有下述時(shí)間(D-β)的脈沖寬度的信號(hào)進(jìn)行定義，該時(shí)間(D-β)從第1延遲器5的延遲期間⑶減去了相位差(β )，但是因?yàn)樵趫D9-2(b)中該時(shí)間(D-β)比死區(qū)寬度(χ)短，所以不輸出脈沖。從而，只輸出DN信號(hào)41。這里，延遲器5、7的延遲時(shí)間設(shè)定為比死區(qū)寬度(χ)僅僅大(δ)的值。據(jù)此，UP信號(hào)31的上述時(shí)間 (D-β)用下述的⑵式來(lái)表達(dá)。D-β=(χ+ δ )--β…(2)>X(β <δ)X(β ^δ)從而，除了相位差非常微小(β < δ)的情形以外(β彡δ)，UP信號(hào)31不輸出脈沖。另一方面，在相位非常小的情況(β < S)下，UP信號(hào)31變得比死區(qū)寬度(X)大， 輸出脈沖。在圖9-4中表示，在圖7所示的相位比較電路200中相位超前且其相位差微小時(shí)各信號(hào)的輸出波形圖。圖9-4(a)是相位差β比延遲期間D小且時(shí)間(D-β)比死區(qū)寬度 (x)小時(shí)的輸出波形圖，圖9-4(b)是相位差β比延遲期間D小且時(shí)間(D-β)為死區(qū)寬度 (x)以上(與圖9-4(a)相比相位差β更小)時(shí)的輸出波形圖，圖9-4(c)是相位差β為 0時(shí)的輸出波形圖。如圖9-4(a)所示，若相位差β變得比延遲期間D小，則輸出DN信號(hào) 41 (β+D的期間)，并且定義UP信號(hào)31 (D-β的期間)，而在該時(shí)間(D-β)比死區(qū)寬度(χ) 小的情況下，UP信號(hào)31實(shí)際上不輸出(和圖9-2 (a)相同的狀態(tài))。然而，在相位差β變得更小并且時(shí)間(D-β)達(dá)到死區(qū)寬度(χ)以上的情況下，如圖9-4(b)所示，除了 DN信號(hào) 41之外，還輸出UP信號(hào)31。在時(shí)間(D-β)達(dá)到死區(qū)寬度(χ)以上之后，隨著相位差β變小，DN信號(hào)41其脈沖寬度變小，另一方面，UP信號(hào)31其脈沖寬度變大。然后，如圖9-4 (c) 所示，在相位差β為0的情況下，UP信號(hào)31和DN信號(hào)41按作為延遲期間D的相同的脈沖寬度進(jìn)行輸出。如上，在相位差β相對(duì)于延遲期間D變得非常小的情況下，因?yàn)榘凑誅N信號(hào)41 中脈沖寬度的減少量和UP信號(hào)31中脈沖寬度的增加量來(lái)輸出相位誤差，所以相位比較增益達(dá)到2倍。由于增益達(dá)到2倍，因而還能夠?qū)㈦姾杀玫碾娏鳒p為1/2，借此可以減小電流失配的差分。如上，第1延遲器5的延遲時(shí)間和第2延遲器7的延遲時(shí)間相等，并且各延遲時(shí)間作為稍微超過(guò)死區(qū)(X)的延遲時(shí)間(D = χ+ δ )進(jìn)行了設(shè)定，因此，在相位一致的情況下，如圖9-2 (c)所示，具有延遲時(shí)間D的脈沖寬度的UP信號(hào)31和DN信號(hào)41被同時(shí)輸出。這里，在時(shí)間(D-α)或者時(shí)間(D-β)變得比死區(qū)寬度(χ)大的情況(也就是相位差α或者 β比極小值(δ )小的情況)下，UP信號(hào)31及DN信號(hào)41都發(fā)生。通過(guò)使極小值(δ )無(wú)限地接近0 (將延遲時(shí)間D設(shè)為和死區(qū)寬度χ幾乎相同的值)，就可以減少UP信號(hào)31及DN 信號(hào)41都發(fā)生的狀況。圖10表示出，圖7所示的相位比較電路200中基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO與比較信號(hào)FVC020 之間的相位差，以及基于UP信號(hào)31的電荷泵的電流(UP電流)輸出期間和基于DN信號(hào)41 的電荷泵的電流(DN電流)輸出期間之間的關(guān)系。如圖10所示，因?yàn)橥ㄟ^(guò)盡可能地減小延遲時(shí)間⑶中的極小值(δ )，UP信號(hào)31 及DN信號(hào)41同時(shí)發(fā)生的情形幾乎不再出現(xiàn)，所以即使在相位一致?tīng)顟B(tài)下同時(shí)輸出的充電電流UP31和放電電流DN41之間產(chǎn)生了失配(期間的偏差)的情況下，也不連續(xù)輸出將要對(duì)其進(jìn)行校正的電荷電流，因此可以防止穩(wěn)定地產(chǎn)生相位差。從而，根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式1 的結(jié)構(gòu)，由于可以抑制以往每次相位比較所產(chǎn)生的環(huán)路濾波器的電壓變動(dòng)，因而可以減低寄生或不穩(wěn)定性。據(jù)此，可以在不使特性變壞的狀況下，使電荷泵電流(UP電流及DN電流) 的電流值減低。根據(jù)本實(shí)施方式的那種PLL電路，按照鎖定檢測(cè)信號(hào)PLLL0CK70，在基準(zhǔn)信號(hào) FREFlO和比較信號(hào)FVC020之間的相位差較小并且接近鎖定狀態(tài)的狀態(tài)下，在附帶切換功能的頻率相位比較器500中不實(shí)施頻率比較，而實(shí)施相位比較，輸出相位誤差輸出信號(hào)(UP 信號(hào)及DN信號(hào))，在基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO和比較信號(hào)FVC020之間的相位差較大的狀態(tài)下，在附帶切換功能的頻率相位比較器500中實(shí)施頻率比較，輸出相位誤差輸出信號(hào)。這樣，因?yàn)槭褂靡枣i定檢測(cè)信號(hào)PLLL0CK70進(jìn)行切換控制的附帶切換功能的頻率相位比較器500，在相位差比較大的情況下，由頻率比較電路300輸出相位誤差輸出信號(hào)，所以可以縮短到鎖定狀態(tài)的時(shí)間，通過(guò)在接近鎖定狀態(tài)的狀態(tài)下由不易產(chǎn)生參照泄漏的相位比較電路200輸出相位誤差輸出信號(hào)，因而可以抑制因電荷泵電流的失配導(dǎo)致的參照泄漏，能夠減低寄生或噪聲量。(實(shí)施方式2)在圖2中表示本發(fā)明實(shí)施方式2中PLL電路的結(jié)構(gòu)圖。在本實(shí)施方式中，對(duì)于和實(shí)施方式1相同的結(jié)構(gòu)附上相同的符號(hào)，省略其說(shuō)明。本實(shí)施方式中的PLL電路在實(shí)施方式IWPLL電路中取代附帶切換功能的頻率相位比較電路500，配設(shè)了設(shè)有復(fù)位輸入端子的附帶切換功能的頻率相位比較器陽(yáng)0。在圖5中表示圖2所示的PLL電路中附帶切換功能的頻率相位比較器550的內(nèi)部結(jié)構(gòu)。如圖5所示，本實(shí)施方式的頻率相位比較器550其構(gòu)成為，對(duì)頻率比較電路350輸入復(fù)位信號(hào)NRST60。在圖11中表示圖5所示的頻率比較電路的內(nèi)部結(jié)構(gòu)。頻率比較電路350具有實(shí)施頻率比較的頻率比較部50、輸入復(fù)位信號(hào)NRST60的復(fù)位信號(hào)輸入處理部100和復(fù)位解除處理機(jī)構(gòu)。復(fù)位解除處理機(jī)構(gòu)具有NAND電路11，輸入基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO和復(fù)位信號(hào)輸入處理部100的輸出信號(hào)，將兩個(gè)信號(hào)的NAND輸出輸出給頻率比較部50 ；NAND電路22，輸入比較信號(hào)FVC020和復(fù)位信號(hào)輸入處理部100的輸出信號(hào)，將兩個(gè)信號(hào)的NAND輸出輸出給頻率比較部50。頻率比較部50使用圖13所示的現(xiàn)有的頻率比較器。復(fù)位信號(hào)輸入處理部100具有N0R電路101，輸入基準(zhǔn)信號(hào)FREF和比較信號(hào) FVCO ；電平閂鎖102，將時(shí)鐘輸入端子連接到NOR電路101的輸出端子上。NOR電路101在基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO和比較信號(hào)FVC020全都為規(guī)定的電壓電平(第1電壓電平Lo)之時(shí)，輸出第2電壓電平Hi，將其輸入給時(shí)鐘輸入端子G。按該定時(shí)，輸入到電平閂鎖102的輸入端子D和復(fù)位輸入端子R中的復(fù)位信號(hào)NRST60被輸出給電平閂鎖102的輸出端子Q。該電平閂鎖102的輸出端子Q連接到在NAND電路11、22及延遲器3的輸入端子上連接其輸出的 AND電路51的另一個(gè)輸入上。在圖12中表示，圖11所示的頻率比較電路350的緊接電源接通之后的UP信號(hào) 30及DN信號(hào)40的輸出波形。在圖12中，時(shí)刻、以前為不輸出相位誤差輸出的復(fù)位狀態(tài)。 復(fù)位信號(hào)NRST60通過(guò)在時(shí)刻^接通電源或者指示初始復(fù)位動(dòng)作，而從繼續(xù)復(fù)位狀態(tài)的第1 電壓電平Lo切換為解除復(fù)位狀態(tài)的第2電壓電平Hi，但是在基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO及比較信號(hào) FVC020某一個(gè)的電壓電平不近似規(guī)定的電壓電平(Lo)的情況下，繼續(xù)頻率比較部50的復(fù)位狀態(tài)。因?yàn)槿暨_(dá)到了基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO和比較信號(hào)FVC020全都為L(zhǎng)ow電平的時(shí)刻t2，則首先電平閂鎖102的輸出信號(hào)從第1電壓電平Lo轉(zhuǎn)變到第2電壓電平Hi，NAND電路11、 22及AND電路51能夠輸出第2電壓電平Hi，所以頻率比較部50的復(fù)位狀態(tài)被解除。從而，從在其后的時(shí)刻t3到來(lái)的基準(zhǔn)信號(hào)FREF的上升定時(shí)開(kāi)始輸出UP信號(hào)30， 按在時(shí)刻t5到來(lái)的比較信號(hào)FVC020的上升定時(shí)結(jié)束UP信號(hào)30的輸出。其結(jié)果為，利用 UP信號(hào)30使比較信號(hào)FVCO的相位超前，引入基準(zhǔn)信號(hào)FREF的頻率中。作為比較例，在圖16中表示，沒(méi)有復(fù)位信號(hào)NRST60輸入處理部100的以往頻率相位比較器300(圖13)的緊接電源接通之后UP30及DN40的輸出波形。如圖16所示，雖然在以往的結(jié)構(gòu)中，也同樣在時(shí)刻、解除復(fù)位信號(hào)NRST60，但是由于在比較信號(hào)FVC020為Hi 電平之時(shí)進(jìn)行解除，因而在時(shí)刻t3基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO的上升沿到來(lái)之前，也就是在從時(shí)刻、 到時(shí)刻t3的期間內(nèi)輸出DN信號(hào)40。由于比較信號(hào)FVC020與基準(zhǔn)信號(hào)FREFlO相比相位滯后，因而應(yīng)當(dāng)輸出UP信號(hào)30，但是相反卻輸出DN信號(hào)40。該狀況將招致作為從電源接通開(kāi)始的相位同步所需的時(shí)間的鎖定時(shí)間的增大。另外，在圖16中，雖然在從時(shí)刻t4到時(shí)刻t5的期間內(nèi)輸出原來(lái)的UP信號(hào)30，但并不是和在時(shí)刻、到時(shí)刻t3所輸出的DN40信號(hào)相抵消。與之相對(duì)，如上根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施方式2，因?yàn)榭梢郧‘?dāng)?shù)貦z測(cè)上升沿，所以能夠縮短鎖定時(shí)間，而且可以減低寄生或不穩(wěn)定性。(實(shí)施方式3)在圖3中表示本發(fā)明實(shí)施方式3中PLL電路的結(jié)構(gòu)圖。在本實(shí)施方式中對(duì)于和實(shí)施方式2相同的結(jié)構(gòu)附上相同的符號(hào)，省略其說(shuō)明。本實(shí)施方式中的PLL電路和實(shí)施方式2不同的地方為，具備鎖定檢測(cè)信號(hào)生成部 600，由附帶切換功能的頻率相位比較器555按照比較期間信號(hào)WIND0W80及基準(zhǔn)信號(hào)FREF 10，生成鎖定檢測(cè)信號(hào)PLLL0CK。
在圖6中表示，圖3所示的PLL電路中附帶切換功能的頻率相位比較555的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖。如圖6所示，對(duì)鎖定檢測(cè)信號(hào)生成部600，作為數(shù)據(jù)信號(hào)輸入比較期間信號(hào)WINDOW， 作為時(shí)鐘信號(hào)輸入基準(zhǔn)信號(hào)FREF10。鎖定檢測(cè)信號(hào)生成部600在基于圖8所示的那種比較期間信號(hào)WIND0W80的比較期間內(nèi)檢測(cè)到基準(zhǔn)信號(hào)FREF切換為規(guī)定的電壓電平(Hi)的次數(shù)(也就是上升沿的數(shù)目) 為規(guī)定的次數(shù)時(shí)，生成鎖定檢測(cè)信號(hào)PLLL0CK70。這樣，因?yàn)榭梢詮幕鶞?zhǔn)信號(hào)FREF及比較期間信號(hào)WIND0W80輕易地生成鎖定檢測(cè)信號(hào)PLLL0CK70，所以能夠以簡(jiǎn)單的電路輕易地實(shí)現(xiàn)鎖定狀態(tài)的檢測(cè)。在本實(shí)施方式3所示的PLL電路中，也和其他實(shí)施方式的PLL電路相同，可以縮短鎖定時(shí)間，并且減低因誤差電流失配引起的寄生或不穩(wěn)定性。上面，對(duì)于本發(fā)明的實(shí)施方式進(jìn)行了說(shuō)明，但是本發(fā)明并不限定為上述實(shí)施方式， 而能夠在不脫離其宗旨的范圍內(nèi)進(jìn)行各種改進(jìn)、變更及修改。例如，也可以任意組合多個(gè)上述實(shí)施方式中的各結(jié)構(gòu)要件。在上面所示的實(shí)施方式1 3中，附帶切換功能的頻率相位比較器500、550、555雖然設(shè)為在切換頻率比較電路300、350和相位比較電路200的鎖定檢測(cè)信號(hào)PLLL0CK70變成第2電壓電平Hi時(shí)，切換為相位比較電路200，但是也可以在鎖定檢測(cè)信號(hào)PLLL0CK70變成第1電壓電平Lo時(shí)，切換為相位比較電路200。產(chǎn)業(yè)上的可利用性如上，根據(jù)本發(fā)明的PLL電路因?yàn)樵诳s短鎖定時(shí)間的同時(shí)，即使在誤差電流中發(fā)生了失配，也不易產(chǎn)生因?qū)ζ溥M(jìn)行校正導(dǎo)致的穩(wěn)定相位差，所以可以抑制在以往按相位比較的定時(shí)周期產(chǎn)生的環(huán)路濾波器的電壓變動(dòng)，并減低寄生或不穩(wěn)定性，因此作為半導(dǎo)體集成電路中的同步時(shí)鐘生成電路等是有用處的。根據(jù)上述說(shuō)明，對(duì)于從業(yè)人員來(lái)說(shuō)，本發(fā)明的各種改進(jìn)或其他的實(shí)施方式是明顯的。從而，上述說(shuō)明應(yīng)當(dāng)僅僅作為示例進(jìn)行解釋，是以將執(zhí)行本發(fā)明的最佳方式教授給從業(yè)人員為目的所提供的?？梢栽诓幻撾x本發(fā)明基本意思的狀況下，實(shí)質(zhì)上變更其結(jié)構(gòu)及/或功能的細(xì)節(jié)。
權(quán)利要求
1.一種PLL電路，其特征為，具備電荷泵，輸入相位誤差輸出信號(hào)；環(huán)路濾波器，通過(guò)上述電荷泵的輸出進(jìn)行充放電；振蕩器，通過(guò)上述環(huán)路濾波器的電壓來(lái)控制振蕩頻率；以及附帶切換功能的頻率相位比較器，輸入基準(zhǔn)信號(hào)和上述振蕩器的輸出信號(hào)，獲得上述基準(zhǔn)信號(hào)和基于上述振蕩器的輸出信號(hào)的比較信號(hào)之間的上述相位誤差輸出信號(hào)；上述附帶切換功能的頻率相位比較器根據(jù)輸入的鎖定檢測(cè)信號(hào)，來(lái)切換進(jìn)行通過(guò)檢測(cè)輸入的2個(gè)信號(hào)的上升沿來(lái)檢測(cè)該2個(gè)信號(hào)的相位差的頻率比較和通過(guò)檢測(cè)輸入的2個(gè)信號(hào)的電壓電平來(lái)檢測(cè)該2個(gè)信號(hào)的相位差的相位比較。
2.如權(quán)利要求1所述的PLL電路，其特征為， 上述附帶切換功能的頻率相位比較器，具備 頻率比較電路，進(jìn)行上述頻率比較； 相位比較電路，進(jìn)行上述相位比較；切換部，根據(jù)上述鎖定檢測(cè)信號(hào)來(lái)切換上述附帶切換功能的頻率相位比較器的動(dòng)作， 以便上述附帶切換功能的頻率相位比較器進(jìn)行上述頻率比較電路的上述頻率比較或者上述相位比較電路的上述相位比較；以及比較期間信號(hào)輸入端子，輸入在上述相位比較電路中表示相位比較為有效的期間即比較期間的信號(hào)即比較期間信號(hào)；在上述比較期間信號(hào)為規(guī)定的電壓電平的情況下，在上述相位比較電路中進(jìn)行相位比較。
3.如權(quán)利要求1所述的PLL電路，其特征為，上述附帶切換功能的頻率相位比較器具備進(jìn)行上述頻率比較的頻率比較電路、對(duì)上述頻率比較電路輸入復(fù)位信號(hào)的復(fù)位信號(hào)輸入端子以及復(fù)位解除處理機(jī)構(gòu)，上述復(fù)位解除處理機(jī)構(gòu)在不輸出相位誤差輸出的復(fù)位狀態(tài)下輸入了上述復(fù)位信號(hào)之后，上述基準(zhǔn)信號(hào)和上述比較信號(hào)變成規(guī)定的電壓電平的情況下，將能夠進(jìn)行上述復(fù)位狀態(tài)解除的那種限制附加于上述頻率比較電路中。
4.如權(quán)利要求1所述的PLL電路，其特征為，上述PLL電路具備分頻器，該分頻器對(duì)上述振蕩器的輸出進(jìn)行分頻； 將上述基準(zhǔn)信號(hào)和上述分頻器的輸出信號(hào)之間的相位差作為上述相位誤差輸出信號(hào)。
5.如權(quán)利要求2所述的PLL電路，其特征為，上述附帶切換功能的頻率相位比較器具備鎖定檢測(cè)信號(hào)生成部，輸入上述比較期間信號(hào)及上述基準(zhǔn)信號(hào)；上述鎖定檢測(cè)信號(hào)生成部根據(jù)上述基準(zhǔn)信號(hào)和上述比較期間信號(hào)生成上述鎖定檢測(cè)信號(hào)。
6.如權(quán)利要求2所述的PLL電路，其特征為，上述附帶切換功能的頻率相位比較器按照輸入的上述比較期間信號(hào)，限制在上述相位比較電路中輸出上述相位誤差輸出信號(hào)的上述比較期間。
7.如權(quán)利要求1所述的PLL電路，其特征為，上述附帶切換功能的頻率相位比較器的上述相位比較電路檢測(cè)并輸出上述基準(zhǔn)信號(hào)和上述比較信號(hào)的電壓電平，作為上述相位誤差輸出信號(hào)。
8.如權(quán)利要求2所述的PLL電路，其特征為，上述相位比較電路包含相位比較輸出信號(hào)生成電路，該相位比較輸出信號(hào)生成電路在上述比較期間，在上述基準(zhǔn)信號(hào)的電壓電平和使上述比較信號(hào)的反轉(zhuǎn)信號(hào)延遲了規(guī)定的延遲時(shí)間后的第1延遲信號(hào)的電壓電平分別為規(guī)定的電壓電平的期間，輸出表示上述比較信號(hào)的相位比上述基準(zhǔn)信號(hào)的相位滯后的UP信號(hào)，并且在上述比較期間，在上述比較信號(hào)的電壓電平和使上述基準(zhǔn)信號(hào)的反轉(zhuǎn)信號(hào)延遲了規(guī)定的延遲時(shí)間后的第2延遲信號(hào)的電壓電平分別為規(guī)定的電壓電平的期間，輸出表示上述比較信號(hào)的相位比上述基準(zhǔn)信號(hào)的相位超前的DN信號(hào)。
9.如權(quán)利要求8所述的PLL電路，其特征為，上述比較期間信號(hào)是在包括上述比較信號(hào)的電壓電平從第1電平切換為比該第1電平高的第2電平的時(shí)間在內(nèi)的上述比較期間，電壓電平變?yōu)楸鹊?電平高的第2電平的信號(hào)，上述相位比較輸出信號(hào)生成電路，具有第1變換器，使上述比較信號(hào)反轉(zhuǎn)；第1延遲器，使上述比較信號(hào)延遲規(guī)定的延遲時(shí)間；第INAND電路，輸入上述第1延遲信號(hào)、上述基準(zhǔn)信號(hào)和上述比較期間信號(hào)；第2變換器，使上述基準(zhǔn)信號(hào)反轉(zhuǎn)；第2延遲器，使上述基準(zhǔn)信號(hào)延遲規(guī)定的延遲時(shí)間；以及第2NAND電路，輸入上述第2延遲信號(hào)、上述比較信號(hào)和上述比較期間信號(hào)。
10.如權(quán)利要求5所述的PLL電路，其特征為，在基于上述比較期間信號(hào)的上述比較期間內(nèi)檢測(cè)到上述基準(zhǔn)信號(hào)切換為規(guī)定的電壓電平的次數(shù)為規(guī)定次數(shù)的情況下，上述鎖定檢測(cè)信號(hào)生成部生成上述鎖定檢測(cè)信號(hào)。
全文摘要
本發(fā)明提供一種能夠減低參照泄漏或抑制相位噪聲的PLL電路。附帶切換功能的頻率相位比較器根據(jù)輸入的鎖定檢測(cè)信號(hào)來(lái)切換進(jìn)行通過(guò)檢測(cè)輸入的2個(gè)信號(hào)的上升沿來(lái)檢測(cè)該2個(gè)信號(hào)的相位差的頻率比較和通過(guò)檢測(cè)輸入的2個(gè)信號(hào)的電壓電平來(lái)檢測(cè)該2個(gè)信號(hào)的相位差的相位比較。
文檔編號(hào)H03L7/085GK102332911SQ20111011257
公開(kāi)日2012年1月25日 申請(qǐng)日期2011年5月3日 優(yōu)先權(quán)日2010年5月24日
發(fā)明者千葉浩兒, 衣笠教英 申請(qǐng)人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會(huì)社