專利名稱：鎖相環(huán)電路及其控制方法、半導(dǎo)體集成電路和電子設(shè)備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及鎖相環(huán)(PLL)電路、半導(dǎo)體集成電路、電子設(shè)備和鎖相環(huán)電路的控制方法，更具體地，涉及鎖相環(huán)電路中控制響應(yīng)的改進(jìn)。
背景技術(shù)：
鎖相環(huán)電路(其也可稱為鎖相電路)可集成到電子設(shè)備中。普通的鎖相環(huán)電路與外部基準(zhǔn)時鐘信號同步地生成期望的振蕩頻率的內(nèi)部時鐘信號。確切地，外部基準(zhǔn)時鐘信號和內(nèi)部生成的比較時鐘信號的相位和頻率通過相位頻率比較器相互比較。對應(yīng)于比較結(jié)果的相位差信號供給環(huán)路濾波器部分，以提取相位差信號的低頻分量并將該低頻分量設(shè)為振蕩控制信號。環(huán)路濾波器部分輸出的振蕩控制信號供給振蕩器(壓控振蕩器或流控振蕩器)。振蕩器生成振蕩頻率對應(yīng)于振蕩控制信號的內(nèi)部時鐘信號，并將該內(nèi)部時鐘信號供給分頻器。分頻器通過以預(yù)定的分頻比對振蕩器生成的內(nèi)部時鐘信號進(jìn)行分頻來生成比較時鐘信號，并且將比較時鐘信號供給相位頻率比較器。日本專利特開第2006-180349號(下文稱為專利文獻(xiàn)1)提出了一種機(jī)制，其使得能夠基于相位頻率比較器的輸出信號來精確地確定鎖相環(huán)電路的工作狀態(tài)。在專利文獻(xiàn)1描述的機(jī)制中，工作狀態(tài)確定部分基于環(huán)路濾波器輸出的控制電壓是否在預(yù)定電壓范圍內(nèi)，確定PLL頻率合成器是否處于期望的工作狀態(tài)。電流控制電路基于來自工作狀態(tài)確定部分的確定信號，生成用于控制分頻器的分頻控制信號。此時，電流控制電路生成分頻控制信號，以便在PLL頻率合成器維持期望的工作狀態(tài)范圍內(nèi)降低分頻器的驅(qū)動電流。利用這種機(jī)制，可以精確地確定PLL頻率合成器的工作狀態(tài)，并且可以檢測出反饋分頻電路的錯誤工作。進(jìn)一步，分頻器和PLL頻率合成器的功耗可以通過提供電流控制電路而得到降低。

發(fā)明內(nèi)容
然而，利用專利文獻(xiàn)1中描述的機(jī)制，工作狀態(tài)確定部分由模/數(shù)轉(zhuǎn)換器、存儲器電路和確定部分形成。工作狀態(tài)確定電路的構(gòu)成是特殊的電路配置，并具有復(fù)雜的信號處理系統(tǒng)。這導(dǎo)致用于控制振蕩器的振蕩控制信號與用于控制分頻器的分頻控制信號之間控制響應(yīng)的差異。本發(fā)明鑒于上述情形做出。想要提供可降低鎖相環(huán)電路中振蕩器和分頻器之間控制響應(yīng)的差異的機(jī)制。另外，想要提供可降低用于生成用以控制分頻器的分頻控制信號的電路的規(guī)模和功耗的機(jī)制。根據(jù)本發(fā)明一實施例的鎖相環(huán)電路包括相位頻率比較部分，其配置為將外部基準(zhǔn)時鐘信號的相位和比較時鐘信號的相位進(jìn)行比較，并生成對應(yīng)于比較結(jié)果的誤差信號； 振蕩部分，其配置為生成振蕩頻率對應(yīng)于所述誤差信號的內(nèi)部時鐘信號；分頻部分，其配置為通過以預(yù)定分頻比對所述內(nèi)部時鐘信號進(jìn)行分頻以生成所述比較時鐘信號；振蕩器控制部分，其配置為基于所述誤差信號生成用于控制從所述振蕩部分輸出的所述內(nèi)部時鐘信號的頻率的振蕩控制信號；以及分頻器控制部分，其配置為基于所述誤差信號生成用于控制所述分頻部分的偏置電流的分頻控制信號。進(jìn)一步，在本發(fā)明的第一方式中，配置所述振蕩器控制部分和所述分頻器控制部分，以使得既在引入過程中又在鎖定時，所述振蕩控制信號和所述分頻控制信號基于所述誤差信號以相互具有預(yù)定關(guān)系的方式進(jìn)行響應(yīng)?？商娲?，在本發(fā)明的第二方式中，配置所述振蕩器控制部分和所述分頻器控制部分，以使得既在引入過程中又在鎖定時，所述振蕩部分和所述分頻部分基于所述誤差信號執(zhí)行互鎖操作。本發(fā)明的第一方式從控制信號之間的關(guān)系的這一方面定義了根據(jù)本發(fā)明的實施例的一種機(jī)制。本發(fā)明的第二方式根據(jù)本發(fā)明的實施例，從控制操作的這一方面定義了一種機(jī)制。當(dāng)振蕩控制信號和分頻控制信號既在引入過程中又在鎖定時基于誤差信號以相互具有預(yù)定關(guān)系的方式進(jìn)行響應(yīng)時，振蕩部分和分頻部分基于誤差信號執(zhí)行互鎖操作。這降低了鎖相環(huán)電路中振蕩部分和分頻部分之間的控制響應(yīng)的差異。另外，用于使得執(zhí)行互鎖操作的電路配置比專利文獻(xiàn)1中描述的電路配置更簡單。另外，優(yōu)選地，振蕩控制信號和分頻控制信號的關(guān)系得到適當(dāng)設(shè)置?！斑m當(dāng)”是指 “以便具有預(yù)定的相關(guān)性”。例如，設(shè)置控制信號之間的關(guān)系，以使得分頻部分的最大工作頻率(該頻率既在引入過程中又在鎖定時對應(yīng)于誤差信號的任意值)總是高于振蕩部分輸出的內(nèi)部時鐘信號的頻率。在這種情況下，鎖定時的分頻控制信號在分頻部分中自動設(shè)置這樣的偏置電流該偏置電流低于與引入過程中從振蕩器輸出的內(nèi)部時鐘信號的最大頻率對應(yīng)的基于所述環(huán)路濾波器信號的偏置電流。從而相比于未應(yīng)用本發(fā)明的情況，鎖定時的功耗可以得到降低。根據(jù)本發(fā)明，可以降低鎖相環(huán)電路中振蕩器和分頻器之間的控制響應(yīng)的差異，并且使得電路規(guī)模比專利文獻(xiàn)1的電路規(guī)模更小。另外，通過將振蕩控制信號和分頻控制信號的關(guān)系適當(dāng)?shù)卦O(shè)置給誤差信號，相比于未應(yīng)用本發(fā)明的情況，鎖定時的功耗可以得到降低。


圖IA和IB是在說明作為本發(fā)明一個實施例應(yīng)用到的電子電路的示例的定時生成電路的一般配置時的輔助圖；圖2是在說明基準(zhǔn)定時生成部分的基本配置時的輔助圖。圖3A和;3B是在說明振蕩部分的配置的示例時的輔助圖；圖4A、4B、4C和4D是在說明分頻部分的配置的示例時的輔助圖；圖5A、5B和5C是示出電壓-電流轉(zhuǎn)換電路的控制系統(tǒng)的圖；圖6A、6B、6C、6D和6E是在說明振蕩部分和分頻部分的控制響應(yīng)的示例時的輔助圖；圖7A-1、7A-2、7B_1、7B_2、7C和7D是在說明電壓-電流轉(zhuǎn)換電路的第一示例時的輔助圖⑴；圖8是在說明電壓-電流轉(zhuǎn)換電路的第一示例時的輔助圖⑵；圖9A和9B是在說明電壓-電流轉(zhuǎn)換電路的第二示例時的輔助圖；圖IOA和IOB是在說明電壓-電流轉(zhuǎn)換電路的第三示例時的輔助圖；圖11Α-1、11Α-2和IlB是在說明電壓-電流轉(zhuǎn)換電路的第四示例時的輔助圖；圖12是在說明電壓-電流轉(zhuǎn)換電路的第五示例時的輔助圖；圖13Α-1、13Α-2和1 是在說明電壓-電流轉(zhuǎn)換電路的第六示例時的輔助圖；以及圖14A、14B、14C、14D和14E是在說明根據(jù)本實施例的振蕩部分、分頻部分和電壓-電流轉(zhuǎn)換電路應(yīng)用到的電子設(shè)備的示例時的輔助圖。
具體實施例方式下文參考附圖，詳細(xì)描述本發(fā)明的優(yōu)選實施例。當(dāng)通過形式區(qū)分每個功能元件時， 用附于其的英文大寫字母參考符號(如，A、B、C...)描述該功能元件。當(dāng)在不特別區(qū)分的情況下描述每個功能元件時，省略該參考符號。對于附圖同樣如此。下面，在下列標(biāo)題下給出描述。1.定時生成電路的一般配置2.基準(zhǔn)定時生成部分(基本配置、振蕩部分和分頻部分)3.振蕩部分和分頻部分的控制響應(yīng)之間的關(guān)系4.電壓-電流轉(zhuǎn)換部分第一示例5.電壓-電流轉(zhuǎn)換部分第二示例6.電壓-電流轉(zhuǎn)換部分第三示例7.電壓-電流轉(zhuǎn)換部分第四示例8.電壓-電流轉(zhuǎn)換部分第五示例9.電壓-電流轉(zhuǎn)換部分第六示例10.與比較示例的比較11.對于電子設(shè)備的應(yīng)用示例< 一般配置>圖IA和IB是在說明作為本發(fā)明一個實施例應(yīng)用到的電子電路或半導(dǎo)體集成電路的示例的定時生成電路的一般配置時的輔助圖。定時生成電路100包括使用了鎖相環(huán)電路的基準(zhǔn)定時生成部分110和信號處理部分140。圖IA所示的基本配置的第一示例中的定時生成電路100A包括單個信號處理部分 140。圖IB所示的基本配置的第二示例中的定時生成電路100B包括多個信號處理部分 140。一個基準(zhǔn)定時生成部分110針對多個信號處理部分140公共地提供。通過允許多個信號處理部分140(在此示例中，為所有的信號處理部分140)共享基準(zhǔn)定時生成部分110， 使得一般配置緊湊。多個信號處理部分140共享基準(zhǔn)定時生成部分110就足夠了。不需要所有的信號處理部分140共享基準(zhǔn)定時生成部分110。該配置可包括多個基準(zhǔn)定時生成部分110。然而，在此情況下，電路規(guī)模相應(yīng)地增大。
信號處理部分140可以是想要執(zhí)行高速信號處理的高速信號處理部分電路，可以是用于執(zhí)行不想要是高速處理的信號處理的標(biāo)準(zhǔn)信號處理部分，或者可以具有在其中高速信號處理部分電路和標(biāo)準(zhǔn)信號處理部分相互共存的配置。本說明書中的“高速信號處理”是指信號處理部分140輸出的信號的觸發(fā) (toggle)頻率(頻率)高于基準(zhǔn)定時生成部分110輸出的輸出時鐘的觸發(fā)頻率(頻率)。高速信號處理部分是實現(xiàn)想要是高速處理的功能的功能塊或電路部分。例如，高速并串轉(zhuǎn)換器電路或高速串并轉(zhuǎn)換器電路對應(yīng)于該高速信號處理部分。另一方面，標(biāo)準(zhǔn)信號處理部分是基于來自基準(zhǔn)定時生成部分110的基準(zhǔn)定時信號 JO而工作的電路部分，并且相比于高速信號處理部分，其是執(zhí)行更低速數(shù)字信號處理的低速信號處理部分的示例。換言之，標(biāo)準(zhǔn)信號處理部分是實現(xiàn)想要以標(biāo)準(zhǔn)速度(而非高速) 處理的功能的功能塊或電路部分。基準(zhǔn)定時生成部分110生成要供給信號處理部分140的基準(zhǔn)定時信號J0，該定時信號用作整個系統(tǒng)的基準(zhǔn)?；鶞?zhǔn)定時生成部分110生成基準(zhǔn)定時信號JO就足夠了。基準(zhǔn)定時生成部分110可采用各種電路配置。然而，在本實施例中，用PLL(鎖相環(huán))形成基準(zhǔn)定時生成部分110。當(dāng)信號處理部分140是高速信號處理部分時，基準(zhǔn)定時信號JO是用作在信號處理部分140中執(zhí)行高速處理的基準(zhǔn)的定時信息。然而，相比于信號處理部分140輸出的信號的觸發(fā)頻率，這種情況下形成基準(zhǔn)定時信號JO的每一個定時信號具有更低的觸發(fā)頻率?；鶞?zhǔn)定時信號JO將確切地稱為“多相定時信號J2”。更確切地，根據(jù)多個時鐘信號的組合，多相定時信號J2具有多個時鐘相位。換言之，盡管每個時鐘信號具有低頻，但是通過將相應(yīng)時鐘信號的相位相互組合所獲得的作為整體的高速定時信息可以作為多相定時信號J2供給執(zhí)行高速處理的信號處理部分140。多相定時信號J2由具有在信號處理部分140 —側(cè)所需相位關(guān)系的多個時鐘信號形成。通常由等間隔的不同相位的多個時鐘信號形成多相定時信號J2。例如，可以將形成基準(zhǔn)定時生成部分110的相應(yīng)級中的振蕩器元件的差分輸出用作多個時鐘信號?；鶞?zhǔn)定時生成部分110的鎖相環(huán)電路中使用的振蕩電路可采用各種電路配置。然而，最好由環(huán)形緩沖器組成的振蕩電路、延遲受控緩沖器鏈組成的延遲線等形成該振蕩電路。振蕩電路的示例將在稍后描述?！椿鶞?zhǔn)定時生成電路〉[基本配置]圖2是在說明基準(zhǔn)定時生成部分110的基本配置時的輔助圖?；鶞?zhǔn)定時生成部分 110具有使用鎖相環(huán)電路(PLL)的配置?；鶞?zhǔn)定時生成部分110例如可以提供為半導(dǎo)體集成電路?；鶞?zhǔn)定時生成部分110包括振蕩部分210(0SC)、分頻部分220(反饋分頻器)、相位頻率比較部分230 (PFD)、電荷泵240 (CP)、環(huán)路濾波器部分250、緩沖器部分260和緩沖器部分270。壓控振蕩電路(VCO)和流控振蕩電路(CCO)中的任何一個均可用作振蕩部分210。 除非另外指定，下列描述通過假設(shè)流控振蕩器用作振蕩部分210而進(jìn)行。流控振蕩器形成的振蕩部分210使用環(huán)形緩沖器形成的振蕩電路，在所述環(huán)形緩沖器中，多個振蕩器的各級級聯(lián)成環(huán)狀結(jié)構(gòu)。確切地，多個單位延遲元件212(該元件也稱為延遲單元或延遲級)級聯(lián)為多個振蕩器的各級。在這種情況下，作為示例，使用三個單位延遲元件212，并且將緩沖器電路用作單位延遲元件212。當(dāng)要區(qū)分第ζ級的單位延遲元件212時，通過添加至第ζ級的單位延遲元件212的參考符號ζ來描述第ζ級的單位延遲元件212。當(dāng)區(qū)分稍后描述的另一組成元件的級號等時，同樣如此。作為整體的振蕩部分210形成環(huán)形振蕩器。例如，振蕩部分210具有負(fù)反饋連接， 并且在工作期間起由具有內(nèi)部RC組件(阻性元件和容性組件)引起的相移的正反饋作用。 例如，單位延遲元件212以級聯(lián)方式安置，并且一級中(通常最后一級中)的單位延遲元件 212的輸出信號返回到第一級中的單位延遲元件212的輸入端。差分時鐘信號從基準(zhǔn)定時生成部分110中的振蕩部分210的相應(yīng)單位延遲元件212輸出，并且這些差分時鐘信號供給后級中的各單位延遲元件212。為了明確地示出“負(fù)反饋連接”，將“反相輸入”的符號0 示出為附于一級(作為示例，第一級)中的單位延遲元件212的輸入端。每個單位延遲元件212 (緩沖器電路)是能夠延遲控制的配置就足夠了。例如，每個單位延遲元件212由使用兩個晶體管(例如，場效應(yīng)晶體管)的差分電路形成就足夠了。 例如，如稍后所述，一個晶體管的柵極設(shè)為非反相輸入，該晶體管的漏極經(jīng)由阻性元件連接至第一基準(zhǔn)電位，并且該晶體管的漏極設(shè)為反相輸出。另外，另一晶體管的柵極設(shè)為反相輸入，該晶體管的漏極經(jīng)由阻性元件連接至第一基準(zhǔn)電位，并且該晶體管的漏極設(shè)為非反相輸出。另外，各晶體管的源極相互連接，并且經(jīng)由可變電流值型的電流源連接至第二基準(zhǔn)電位?？勺冸娏髦敌偷碾娏髟唇邮找噪娏麋R形式(1 1鏡像比就足夠了)供給控制輸入端212in的振蕩控制信號CN_0SC(=經(jīng)過緩沖器部分沈0的環(huán)路濾波器輸出電流Ilp)， 并且將偏置電流供給各晶體管。通過利用可變電流值型的電流源控制差分電路的偏置電流，每個單位延遲元件212的延遲量得到控制，并且振蕩部分210的振蕩頻率作為整體得到控制。各個單位延遲元件212的控制輸入端212in連接至公共的頻率控制輸入端210in。 經(jīng)由頻率控制輸入端210in供給控制輸入端212in的環(huán)路濾波器輸出電流Ilp (確切地，經(jīng)過緩沖器部分260的環(huán)路濾波器輸出電流Ilp)用作振蕩控制信號CN_0SC。振蕩控制信號CN_0SC在振蕩部分210是流控振蕩電路時為振蕩控制電流Icco，并且這種情況下的振蕩頻率I7Osc是振蕩頻率Fcco。振蕩控制信號CN_0SC在振蕩部分210是壓控振蕩電路時為振蕩控制電壓Vvco，并且這種情況下的振蕩頻率R)sc是振蕩頻率Fvco。在實現(xiàn)乘法功能的情況下提供分頻部分220。分頻部分220通過將輸出振蕩信號 Vout (其為振蕩部分210的輸出端輸出的內(nèi)部時鐘信號的示例)的振蕩頻率Fcco分頻為 i/η，以獲得分頻振蕩信號VoutI (其為比較時鐘信號的示例)。n是PLL乘法因子(也稱為分頻比)，其為1或更大的正整數(shù)，并且其可想要進(jìn)行變化以能夠改變PLL輸出時鐘CK_ PLL的頻率。相位頻率比較部分230將外部提供的基準(zhǔn)時鐘和來自分頻部分220的分頻振蕩信號Voutl的相位和頻率相互比較。相位頻率比較部分230輸出指示作為比較結(jié)果的相位差和頻率差的誤差信號，作為比較結(jié)果信號Vcomp。外部提供至相位頻率比較部分230的一個輸入端的基準(zhǔn)時鐘將稱為外部基準(zhǔn)時鐘CLK0。提供至相位頻率比較部分230的另一輸入端的另一信號是作為比較時鐘信號的示例的分頻振蕩信號Voutl。電荷泵240接收或輸出與相位頻率比較部分230輸出的比較結(jié)果信號Vcomp對應(yīng)的驅(qū)動電流(稱為電荷泵電流Icp)。電荷泵240例如包括用于接收或輸出與相位頻率比較部分230輸出的比較結(jié)果信號Vcomp對應(yīng)的電荷泵電流Icp的電荷泵，以及用于將偏置電流Icpbias供給該電荷泵的可變電流值型的電流源。環(huán)路濾波器部分250是用于對經(jīng)由電荷泵240從相位頻率比較部分230輸出的比較信號進(jìn)行平滑的平滑部分的示例。環(huán)路濾波器部分250可以是電流輸出型和電壓輸出型中的任何一個。圖2示出電流輸出型的示例。環(huán)路濾波器部分250例如包括作為濾波器電路252的低通濾波器。環(huán)路濾波器部分250通過濾波器電路252對電荷泵240生成的電荷泵電流Icp進(jìn)行積分，并且生成用于控制振蕩部分210的振蕩頻率Fcco的環(huán)路濾波器輸出電流lip。環(huán)路濾波器部分250具有這樣的配置其能夠電流輸出，以便適配到由流控振蕩電路形成的振蕩部分210。即，為了是電流輸出型，環(huán)路濾波器部分250在濾波器電路252 的后級特別包括電壓-電流轉(zhuǎn)換部分2M和電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256。電壓-電流轉(zhuǎn)換部分2M和緩沖器部分260形成振蕩控制部分255。電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256和緩沖器部分 270形成分頻器控制部分257。當(dāng)環(huán)路濾波器部分250是電壓輸出型時，無需在濾波器電路 252的后級中提供電壓-電流轉(zhuǎn)換部分2M和電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256。順便提及，盡管在圖2中將電壓-電流轉(zhuǎn)換部分2M和電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256示出為包括在環(huán)路濾波器部分250內(nèi)，但是可以將環(huán)路濾波器部分250處理為僅具有濾波器電路252的環(huán)路濾波器部分，并且電壓-電流轉(zhuǎn)換部分2M和電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256可以視為安置在環(huán)路濾波器部分250的外面。確切地，假設(shè)環(huán)路濾波器部分250包括具有環(huán)路濾波器電容CP的電容器(容性元件)的濾波器電路252，包括作為電壓-電流轉(zhuǎn)換部分254的、具有電壓-電流轉(zhuǎn)換增益 Gm_0SC的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路(跨導(dǎo))，并且包括作為電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256的、具有電壓-電流轉(zhuǎn)換增益Gm_DIV的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路(跨導(dǎo))。電荷泵的輸出公共連接至電容器的一端和電壓-電流轉(zhuǎn)換部分2M與電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256的輸入。電容器的另一端連接至基準(zhǔn)電位(例如，參考地或電源)。在環(huán)路濾波器部分250中，基于電荷泵輸出的電荷泵電流Icp，在電容器的一端 (艮P，電壓-電流轉(zhuǎn)換部分的輸入)生成電壓信號(稱為電荷泵電壓Vcp)。由于執(zhí)行對電容器充電和放電的操作，因此環(huán)路濾波器部分250(環(huán)路濾波器部分250的濾波器電路25 用作低通濾波器，其呈現(xiàn)至少一個截止頻率(極點)，以使得將來自相位頻率比較部分230的比較結(jié)果信號Vcomp中高于預(yù)定截止頻率(稱為滾降頻率或極點)的頻率分量進(jìn)行衰減，并且對要供給振蕩部分210的振蕩控制電流Icco進(jìn)行平滑并提取出振蕩控制電流Icco的低頻分量。順便提及，作為低通濾波器的濾波器電路252的功能可以通過不僅串聯(lián)連接電容器而且串聯(lián)連接環(huán)路濾波器電阻Rp的阻性元件而得到提升。當(dāng)采用包括一個電荷泵的配置時，一般采用包括阻性元件的配置。另外，可設(shè)想這樣的變型例如通過將電容器的單個電路和電容器與阻性元件的串聯(lián)電路相互并聯(lián)連接，以提供傳輸特性的多個極點。電壓-電流轉(zhuǎn)換部分2M和電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256根據(jù)電壓-電流轉(zhuǎn)換增益Gm，將基于電荷泵輸出的電荷泵電流Icp而在濾波器電路252的電容器的一端(即，電壓-電流轉(zhuǎn)換部分的輸入)生成的環(huán)路濾波器電壓Vlf (在本示例中，電荷泵電壓Vcp)轉(zhuǎn)換為電流信號(環(huán)路濾波器輸出電流IlP)。環(huán)路濾波器輸出電流Ilp_0SC通過經(jīng)過緩沖器部分沈0，用作振蕩部分210的振蕩控制信號CN_0SC。環(huán)路濾波器輸出電流Ilp_DIV通過經(jīng)過緩沖器部分270，用作用于控制分頻部分220的分頻控制信號CN_DIV。換言之，每個環(huán)路濾波器輸出電流Ilp是用作振蕩控制信號CN_0SC和分頻控制信號CN_DIV的基礎(chǔ)的控制信號。緩沖器部分260是這樣的功能部分其形成用于環(huán)路濾波器部分250(在本示例中，電壓-電流轉(zhuǎn)換部分254)和振蕩部分210之間的振蕩控制信號的接口。緩沖器部分 260例如由用作電流緩沖器的電流-電流轉(zhuǎn)換電路形成。該電流-電流轉(zhuǎn)換電路具有將來自環(huán)路濾波器部分250的環(huán)路濾波器輸出電流Ilp轉(zhuǎn)換為環(huán)路濾波器輸出電流Ilp的K_ OSC倍(K_0SC是鏡像比(mirrorratio)，其可以是包括1在內(nèi)的任意值，并且可以大于1或者可以小于1)的功能。根據(jù)對于電流方向折疊的需要、鏡像比K_0SC的設(shè)置等，按照要求提供緩沖器部分260就足夠了。緩沖器部分260不是必不可少的組成元件，而是按照要求提供緩沖器部分260就足夠了。例如，當(dāng)鏡像比K_0SC可為“1”并且環(huán)路濾波器輸出電流Ilp_0SC可按照原樣用作振蕩控制電流Icco時，無需提供緩沖器部分沈0。另一方面，例如，當(dāng)鏡像比K_ OSC設(shè)為不是“1”并且穩(wěn)態(tài)值(在本示例中，恒流分量)疊加在基于環(huán)路濾波器輸出電流 Ilp_0SC(不管鏡像比K_0SC為多少)的控制信號(在本示例中，控制電流)上時，提供緩沖器部分沈0。順便提及，緩沖器部分沈0的功能可以集成到電壓-電流轉(zhuǎn)換部分254中。順便提及，在環(huán)路濾波器部分250是電壓輸出型的情況下，可以將作為用于環(huán)路濾波器電壓Vlf的緩沖器功能的、電壓增益G_0SC為“1”的所謂的電壓跟隨器提供為緩沖器部分沈0。另外，在環(huán)路濾波器部分250是電壓輸出型的情況下，當(dāng)電壓增益G_0SC設(shè)為不是“1”并且穩(wěn)態(tài)值(在本示例中，恒壓分量)疊加在基于環(huán)路濾波器輸出電壓Vlp_0SC(不管電壓增益G_0SC為多少)的控制信號(在本示例中，控制電壓)上時，可提供緩沖器部分 260。緩沖器部分270是這樣的功能部分其執(zhí)行用于環(huán)路濾波器部分250(在本示例中，電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256)和分頻部分220之間的分頻控制信號的接口功能。緩沖器部分270例如由用作電流緩沖器的電流-電流轉(zhuǎn)換電路形成。該電流-電流轉(zhuǎn)換電路具有將來自環(huán)路濾波器部分250的環(huán)路濾波器輸出電流Ilp轉(zhuǎn)換為環(huán)路濾波器輸出電流Ilp的K_ DIV倍(K_DIV是鏡像比，其可以是包括1在內(nèi)的任意值，并且可以大于1或者可以小于1) 的功能。根據(jù)對于電流方向折疊的需要、鏡像比K_DIV(叉指比，finger ratio)的設(shè)置等， 按照要求提供緩沖器部分270就足夠了。緩沖器部分270不是必不可少的組成元件，而是按照要求提供緩沖器部分270就足夠了。例如，當(dāng)鏡像比K_DIV可為“ 1 ”并且環(huán)路濾波器輸出電流Ilp_DIV可按照原樣用作分頻控制信號CN_DIV時，無需提供緩沖器部分270。另一方面，例如，當(dāng)鏡像比K_DIV設(shè)為不是“1”并且穩(wěn)態(tài)值(在本示例中，恒流分量)疊加在基于環(huán)路濾波器輸出電流Ilp_DIV(不管鏡像比K_DIV為多少)的控制信號(在本示例中，控制電流)上時，提供緩沖器部分270。順便提及，緩沖器部分270的功能可以集成到電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256中。順便提及，在振蕩部分210是壓控振蕩器并且環(huán)路濾波器部分250是電壓輸出型的情況下，可以將作為用于環(huán)路濾波器電壓Vlf的緩沖器功能的、G_DIV為“1”的所謂的電壓跟隨器提供為緩沖器部分270。另外，在類似的情況下，當(dāng)G_DIV設(shè)為不是“1”并且穩(wěn)態(tài)值(在本示例中，恒壓分量)疊加在基于環(huán)路濾波器輸出電壓Vlp_DIV(不管G_DIV為多少)的控制信號(在本示例中，控制電壓)上時，可提供緩沖器部分270。[振蕩部分流控振蕩電路]圖3A和:3B是在說明基準(zhǔn)定時生成部分110中振蕩部分210的配置的示例時的輔助圖。在這種情況下，振蕩部分210是流控振蕩電路。順便提及，圖3A是詳細(xì)的電路圖，而圖3B示出振蕩頻率Fcco相對于振蕩控制電流Icco的特性的示例。如圖3A所示，流控振蕩電路形成的振蕩部分210的單位延遲元件212每一個均由使用了作為兩個NM0S(N型MOS晶體管)的晶體管TRl和晶體管TR2的差分電路形成。晶體管TRl的柵極設(shè)為非反相輸入INp，晶體管TRl的漏極經(jīng)由阻性元件Rl連接至電源Vdd，并且晶體管TRl的漏極設(shè)為反相輸出Qn。另外，晶體管TR2的柵極設(shè)為反相輸入INn，晶體管 TR2的漏極經(jīng)由阻性元件R2連接至電源Vdd，并且晶體管TR2的漏極設(shè)為非反相輸出Qp。在本示例中，第一級的單位延遲元件212_1的反相輸出Qn連接至第二級的單位延遲元件212_2的反相輸入INn，而第一級的非反相輸出Qp連接至第二級的非反相輸入INp。 進(jìn)一步，第二級的單位延遲元件212_2的反相輸出Qn連接至第三級的單位延遲元件212_3 的反相輸入INn，而第二級的非反相輸出Qp連接至第三級的非反相輸入INp。進(jìn)一步，第三級的單位延遲元件212_3的反相輸出Qn連接至第一級的單位延遲元件212_1的非反相輸入INp，而第三級的非反相輸出Qp連接至第一級的反相輸入INn。從而，進(jìn)行負(fù)反饋連接， 并且在整體上形成環(huán)形振蕩器。每一級的晶體管TRl和晶體管TR2的源極相互連接，并且經(jīng)由可變電流值型的電流源Isl進(jìn)一步連接至基準(zhǔn)電位(例如，參考地電位GND)。電流源Isl受控于來自振蕩控制部分255的作為振蕩控制信號CN_0SC的振蕩控制電流Icco?？商鎿Q地，電流源Isl可以集成到電壓-電流轉(zhuǎn)換部分254或緩沖器部分260 中。在這種情況下，電流源Isl的輸出電流是作為振蕩控制信號CN_0SC的振蕩控制電流 Icco自身。圖;3B示出流控振蕩器的振蕩頻率Fcco相對于振蕩控制電流Icco的特性的示例。 在此示例中，振蕩頻率Fcco隨著振蕩控制電流Icco單調(diào)增大，特別是，振蕩頻率Fcco基本上與振蕩控制電流Icco成比例地增大。[分頻部分電流接收型]圖4A到4D是在說明基準(zhǔn)定時生成部分110中的分頻部分220的配置的示例時的輔助圖。在這種情況下，分頻部分220的控制輸入端是電流接收型的。順便提及，圖4A是功能框圖，圖4B是詳細(xì)電路圖，圖4C是示出工作的示例的定時圖，而圖4D示出最大工作頻率Fdivjiiax相對于分頻控制電流Idiv的特性的示例。如圖4A所示，作為示例，分頻部分220由使用了兩個D鎖存器222 (D型觸發(fā)器) 的2分頻分頻器電路(預(yù)定標(biāo)器，prescaler)形成。各個級中的D鎖存器222交替地供有具有彼此互補(bǔ)關(guān)系的非反相時鐘CKp和反相時鐘CKn，其中非反相時鐘CKp和反相時鐘CKn是從振蕩部分210輸出的輸出振蕩信號Vout?！敖惶妗笔侵咐绲谝患壍腄鎖存器222_1在非反相時鐘CKp的H電平時段中取入數(shù)據(jù)，并在反相時鐘CKn的H電平時段中保持所取入的數(shù)據(jù)，而第二級的D鎖存器222_2在反相時鐘CKn的高電平時段中取入數(shù)據(jù)，并在非反相時鐘CKp的H電平時段中保持所取入的數(shù)據(jù)。第一級的D鎖存器222_1的非反相輸出Qp連接至第二級的D鎖存器222_2的非反相輸入INp，而第一級的D鎖存器222_1的反相輸出Qn連接至第二級的D鎖存器222_2 的反相輸入INn。進(jìn)一步，第二級的D鎖存器222_2的非反相輸出Qp連接至第一級的D鎖存器222_1的反相輸入INn，而第二級的D鎖存器222_2的反相輸出Qn連接至第一級的D 鎖存器222_1的非反相輸入INp。從而，在整體上形成差分輸入-輸出配置，并且第二級的非反相輸出Qp和反相輸出Qn輸出分頻振蕩信號Voutl。如圖4B所示，分頻部分220的D鎖存器222包括數(shù)據(jù)取入電路224、數(shù)據(jù)保持電路 226和偏置電路228。數(shù)據(jù)取入電路224是所謂的有源負(fù)載(active load)，其配備有使用了兩個 NMOS (N型MOS晶體管)并具有作為負(fù)載的PMOS (P型MOS晶體管)的差分電路。確切地， 晶體管TRl和晶體管TR2相互差分連接，而晶體管TR3和晶體管TR4作為負(fù)載連接(漏極側(cè))。晶體管TRl具有作為非反相輸入INp的柵極，并具有連接至晶體管TR3的漏極的漏極，其中晶體管TRl的漏極設(shè)為反相輸出Qn。晶體管TR2具有作為反相輸入INn的柵極， 并具有連接至晶體管TR4的漏極的漏極，其中晶體管TR2的漏極設(shè)為非反相輸出Qp。晶體管TRl和晶體管TR2的源極相互連接，并且進(jìn)一步連接至晶體管TR5的漏極。 晶體管TR5的柵極供有時鐘(非反相時鐘CKp和反相時鐘CKn中的一個)。晶體管TR5的源極連接至基準(zhǔn)電位(例如，參考地電位GND)。晶體管TR3和晶體管TR4的相應(yīng)源極連接至電源Vdd，并且相應(yīng)級中晶體管TR3和晶體管TR4的相應(yīng)柵極連接至公共的偏置電路228。數(shù)據(jù)保持電路2 具有由兩個NMOS (N型MOS晶體管)的交叉連接形成的結(jié)構(gòu)，其中晶體管的相應(yīng)漏極連接至數(shù)據(jù)取入電路2 的非反相輸出Qp和反相輸出Qn。確切地，采用這樣的交叉連接結(jié)構(gòu)連接至數(shù)據(jù)取入電路2M的反相輸出Qn的晶體管TR6的漏極與晶體管TR7的柵極連接，而連接至數(shù)據(jù)取入電路224的非反相輸出Qp的晶體管TR7的漏極與晶體管TR6的柵極連接。晶體管TR6和晶體管TR7的源極相互連接，并進(jìn)一步連接至晶體管TR8的漏極。晶體管TR8的柵極供有時鐘(其為非反相時鐘CKp和反相時鐘CKn中的一個，并且其不同于晶體管TR5的輸入)。晶體管TR8的源極連接至基準(zhǔn)電位(例如，參考地電位GND)。順便提及，晶體管TR5和晶體管TR8的相應(yīng)源極可以經(jīng)由形成電流源的晶體管公共地連接至基準(zhǔn)電位。這種情況下的電流源配置為提供固定的偏置電流。連接至數(shù)據(jù)取入電路224的晶體管TR3和晶體管TR4的相應(yīng)柵極的偏置電路2 具有PMOS晶體管TR9，其以電流鏡的方式連接至晶體管TR3和晶體管TR4。晶體管TR9具有連接至電源Vdd的源極，并具有這樣的漏極和柵極其連接至晶體管TR3和晶體管TR4的柵極，并經(jīng)由可變電流值型的電流源Is2連接至基準(zhǔn)電位(例如，參考地電位GND)。
電流源Is2由來自分頻器控制部分257的作為分頻控制信號CN_DIV的分頻控制電流Idiv控制?？商娲兀娏髟碔s2可以集成到電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256或緩沖器部分 270中。在這種情況下，電流源Is2的輸出電流是作為分頻控制信號CN_DIV的分頻控制電流Idiv自身。在任一情況下，經(jīng)由作為有源負(fù)載的晶體管TR3和晶體管TR4供給D鎖存器 222的每個晶體管TR的偏置電流基本上與分頻控制電流Idiv成比例。順便提及，在分頻部分220的控制輸入端是電壓接收型的情況下，由電壓信號控制晶體管TR3和晶體管TR4的柵極就足夠了。參考圖4C描述分頻部分220的工作。下面假設(shè)非反相時鐘CKp供給第一級中的晶體管TR5，而反相時鐘CKn供給第二級中的晶體管TR5。首先，假設(shè)第二級中的反相輸出 Qn2處于H電平，而第二級中的非反相輸出Qp2處于L電平(TO的時段)。在第一級中，數(shù)據(jù)取入電路2M在其中非反相時鐘CKp為H電平的時段Tl中取入第二級中的數(shù)據(jù)，并在其中反相時鐘CKn為H電平的時段T2中保持所取入的數(shù)據(jù)。結(jié)果，在第一級中，反相輸出Qnl 處于L電平，而非反相輸出Qpl處于H電平。此后，在第二級中，數(shù)據(jù)取入電路2 在其中反相時鐘CKn為H電平的時段T2中取入第一級中所保持的數(shù)據(jù)，并且在非反相時鐘CKp為H電平的時段T3中保持所取入的數(shù)據(jù)。結(jié)果，在第二級中，反相輸出Qn2處于L電平，而非反相輸出Qp2處于H電平。從而，將作為非反相時鐘CKp和反相時鐘CKn輸入的輸出振蕩信號Vout的振蕩頻率Fcco分頻至 1/2所得到的分頻振蕩信號Voutl從第二級輸出。圖4D示出分頻部分220的最大工作頻率Fdivjnax相對于分頻控制電流Idiv的特性的示例。在此示例中，最大工作頻率Fdivjnax隨著分頻控制電流Idiv單調(diào)增大，特別地，最大工作頻率Fdivjnax基本上與分頻控制電流Idiv成比例地增大。盡管在附圖中未示出，但是分頻部分220消耗的電流Ipw可以視為基本上與分頻部分220的偏置電流成比例，并且消耗的電流Ipw也基本上與分頻控制電流Idiv成比例地增大。<振蕩部分和分頻部分的控制響應(yīng)之間的關(guān)系>圖5A 圖6E是在說明振蕩部分210根據(jù)振蕩控制信號CN_0SC的控制響應(yīng)和分頻部分220根據(jù)分頻控制信號CN_DIV的控制響應(yīng)之間的關(guān)系時的輔助圖。圖5A 5C示出根據(jù)本實施例的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253的控制系統(tǒng)。圖6A 6E是在說明本實施例和未采用本實施例的比較示例的情況下振蕩部分210和分頻部分220的控制響應(yīng)的示例時的輔助圖。圖5A是注意力貫注于電壓-電流轉(zhuǎn)換部分254、緩沖器部分260和振蕩部分210 的系統(tǒng)以及電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256、緩沖器部分270和分頻部分220的系統(tǒng)的功能框圖。 圖5B是具體表示圖5A中的振蕩部分210是流控振蕩電路且圖5A中的分頻部分220的控制輸入端是電流接收型的情況的功能框圖。圖5C是具體表示圖5A中的振蕩部分210是壓控振蕩電路且圖5A中的分頻部分220的控制輸入端是電壓接收型的情況的功能框圖。圖5B 和圖5C示出這樣的示例通過將電容器25 的單個電路和電容器252b與阻性元件252c 的串聯(lián)電路相互并聯(lián)連接，形成環(huán)路濾波器部分250的濾波器電路252。圖6A 6C是示出根據(jù)本實施例的振蕩控制部分255和分頻器控制部分257的兩個系統(tǒng)的控制響應(yīng)之間的關(guān)系的示例的特性圖。圖6D是示出未采用本實施例的比較示例中的控制響應(yīng)的關(guān)系的示例的特性圖。圖6E是示出根據(jù)本實施例的分頻部分220消耗的電流的控制響應(yīng)的關(guān)系的示例的特性圖。在根據(jù)本實施例的基準(zhǔn)定時生成部分110中，分頻部分220的偏置電流受來自緩沖器部分270的分頻控制信號CN_DIV的控制。當(dāng)分頻部分220的控制輸入端是電流接收型時，分頻控制信號CN_DIV是分頻控制電流Idiv以便對應(yīng)于振蕩部分210是流控振蕩電路的情況。當(dāng)分頻部分220的控制輸入端是電壓接收型時，分頻控制信號CN_DIV是分頻控制電壓Vdiv以便對應(yīng)于振蕩部分210是壓控振蕩電路的情況。除非另外指出，下列描述通過假定分頻部分220的控制輸入端是電流接收型而進(jìn)行。順便提及，振蕩部分210和分頻部分220不必均為相同的類型(即，電流型或電壓型)?？纱嬖谡袷幉糠?10和分頻部分220中的一個是電流型而另一個是電壓型的模式。 即，可存在振蕩部分210是流控振蕩電路而分頻部分220的控制輸入端是電壓接收型的模式，或者可存在振蕩部分210是壓控振蕩電路而分頻部分220的控制輸入端是電流接收型的模式。分頻部分220可具有僅通過控制電流控制分頻部分220的偏置電流的配置和通過將恒定電流(即，偏移分量)添加至控制電流所獲得的電流來控制分頻部分220的偏置電流的配置中的任何一個。另外，分頻部分220可以僅由受控于偏置電流的分頻器形成，或者可以由受控于偏置電流的分頻器和另一系統(tǒng)的分頻器的組合形成。在本實施例中，每一電路配置為使得電壓-電流轉(zhuǎn)換部分2M的振蕩控制部分255 和緩沖器部分260的控制響應(yīng)以及基于環(huán)路濾波器電壓Vlf的電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256的分頻器控制部分257和緩沖器部分270的控制響應(yīng)相互具有預(yù)定的相關(guān)性。可通過使得“基于環(huán)路濾波器電壓Vlf的振蕩控制信號CN_0SC和分頻控制信號 CN_DIV的相應(yīng)值以基本上相同的方式改變”來實現(xiàn)用于使得“控制響應(yīng)相互具有預(yù)定的相關(guān)性”的典型方法。例如，如圖6A所示第一示例中那樣，可以通過使得基于環(huán)路濾波器電壓 Vlf的振蕩控制信號CN_0SC和分頻控制信號CN_DIV的相應(yīng)值相互具有基本上成比例的關(guān)系來實現(xiàn)該方法。即，配置振蕩控制部分255和分頻器控制部分257的兩個系統(tǒng)，使得用于控制分頻部分220的分頻控制信號CN_DIV與用于控制振蕩部分210的振蕩控制信號CN_ OSC成比例。換言之，使得可通過環(huán)路濾波器電壓Vlf的線性函數(shù)等式(線性等式)表達(dá)分頻控制信號CN_DIV和振蕩控制信號CN_0SC的值。就此而言，不一定要用線性函數(shù)等式表達(dá)振蕩頻率R)sc對于振蕩控制信號CN_ OSC的關(guān)系，或者不一定要用線性函數(shù)等式表達(dá)分頻部分220消耗的電流Ipw和最大工作頻率Fdivjiiax對于分頻控制信號CN_DIV的關(guān)系。不僅對于振蕩控制信號CN_0SC和分頻控制信號CN_DIV均是電流信號的情況，而且對于振蕩控制信號CN_0SC和分頻控制信號CN_ DIV均是電壓信號的情況以及振蕩控制信號CN_0SC和分頻控制信號CN_DIV中的一個是電流信號而另一個是電壓信號的情況，這種關(guān)系同樣如此。順便提及，在提供圖5B中所示的電流疊加電路258并且穩(wěn)態(tài)電流I_of f疊加在基于環(huán)路濾波器電壓Vlf的控制信號(分頻控制電流Idiv’ )的情況下，如圖6B所示第二示例中那樣，排除穩(wěn)態(tài)電流I_off在外的控制信號具有基本上的比例關(guān)系就足夠了。盡管在附圖中未示出，但是同樣在穩(wěn)態(tài)電流疊加在基于環(huán)路濾波器電壓Vlf的控制信號(振蕩控制電流lose’ )的情況下，排除穩(wěn)態(tài)電流在外的控制信號具有基本上的比例關(guān)系就足夠了。即，將通過將電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256獲得的分頻控制電流Idiν’與電流疊加電路258擁有的電流源(未示出)所生成的作為偏移電流分量的穩(wěn)態(tài)電流I_off進(jìn)行合成(相加)所獲得的分量作為分頻控制電流Idiv供給分頻部分220。在這種情況下，具有的優(yōu)點在于作為固定偏置電流分量的穩(wěn)態(tài)電流I_off可供給分頻部分220，由此即使供給流控振蕩電路所形成的振蕩部分210的振蕩控制電流Icco 基本上為0(ICCO ΟμΑ)的時候，分頻部分220內(nèi)的工作點也可以穩(wěn)定。即，由于輔助電流源(電流疊加電路258)的存在，工作裕度可以通過輔助電流(穩(wěn)態(tài)電流I_off)得到擴(kuò)展。還可防止振蕩控制電流Icco和分頻控制電流Idiv之間的誤差(該誤差由元件差異產(chǎn)生)導(dǎo)致IccO>0yA且Idiv，= Ομ A的情形的情況下的分頻失敗(在原理上，在 Icco ^ Ομ A的區(qū)域中)。與偏移分量有關(guān)的以上描述不僅適用于偏移電流分量，而且適用于偏移電壓分量。例如，在提供圖5C所示的電壓疊加電路259且穩(wěn)態(tài)電壓V_of f疊加在基于環(huán)路濾波器電壓Vlf的控制信號(分頻控制電壓Vdiv’)的情況下，排除穩(wěn)態(tài)電壓V_off在外的每個控制信號具有基本上的比例關(guān)系就足夠了。盡管在附圖中未示出，但是同樣在穩(wěn)態(tài)電壓疊加在基于環(huán)路濾波器電壓Vlf的控制信號(振蕩控制電壓Vosc’)的情況下，排除穩(wěn)態(tài)電壓在外的控制信號具有基本上的比例關(guān)系就足夠了。S卩，通過將分頻控制電壓Vdiv’與電壓疊加電路259擁有的電壓源(未示出)所生成的作為偏移電壓分量的穩(wěn)態(tài)電進(jìn)行合成(相加)所獲得的分量作為分頻控制電壓Vdiv供給分頻部分220。在這種情況下，具有的優(yōu)點在于作為固定偏置電壓分量的穩(wěn)態(tài)電壓V_off可供給分頻部分220，由此即使供給壓控振蕩電路所形成的振蕩部分210的振蕩控制電壓Vvco 基本上為0(VVCO ^ OV)的時候，分頻部分220內(nèi)的工作點也可以穩(wěn)定。即，以與偏移電流分量的情況相同的方式考慮就足夠了，并且由于輔助電壓源(電壓疊加電路259)的存在， 工作裕度可以通過輔助電壓(穩(wěn)態(tài)電壓V_off)得到擴(kuò)展。還可防止振蕩控制電壓Vvco和分頻控制電壓Vdiv之間的誤差(該誤差由元件差異產(chǎn)生)導(dǎo)致Vvco > OV且Vdiv’ =OV 的情形的情況下的分頻失敗(在原理上，在Vvco ^ OV的區(qū)域中)。令α為比例常數(shù)，以上可用比例等式dCN_0SC/dVlf = α · dCN_DIV/dVlf表示。 比例常數(shù)α與環(huán)路濾波器電壓Vlf獨立就足夠了，并且可使得比例常數(shù)α的值適當(dāng)?shù)厝缢傅刈兓?其電路配置的示例將在稍后描述)。在比例常數(shù)α是不依賴于環(huán)路濾波器電壓Vlf的恒定值的情況下，如所愿地獲得理想的比例關(guān)系(理想的線性函數(shù)等式)。然而， 可能存在關(guān)系α (Vlf)，S卩，比例常數(shù)α可能在某種程度上依賴于環(huán)路濾波器電壓Vlf。例如，如圖6C所示第三示例中那樣，盡管振蕩控制信號CN_0SC和分頻控制信號 CN_DIV之一的值用環(huán)路濾波器電壓Vlf的線性函數(shù)等式來表達(dá)，然而雖然另一個的值相對于環(huán)路濾波器電壓Vlf呈現(xiàn)單調(diào)增加的特性，但是可能偏離線性函數(shù)等式。另外，盡管相對于環(huán)路濾波器電壓Vlf呈現(xiàn)單調(diào)增加特性，但是振蕩控制信號CN_0SC和分頻控制信號CN_ DIV兩者的值均可能偏離線性函數(shù)等式。這意味著就電路配置而言，在實踐中不管是否可以理想地(理論上地)設(shè)置線性關(guān)系，或者是否獲得非線性關(guān)系，均不出現(xiàn)問題。當(dāng)振蕩部分210是流控振蕩電路并且分頻部分220的控制輸入端是電流接收型時，上述等式可以轉(zhuǎn)換為dlcco/dVlf = α .dIdiVAlVlf^當(dāng)振蕩部分210是壓控振蕩電路并且分頻部分220的控制輸入端是電壓接收型時，上述等式可以轉(zhuǎn)換為dVcco/dVlf = α MVdivAlVlf^當(dāng)振蕩部分210是流控振蕩電路并且分頻部分220的控制輸入端是電壓接收型時，上述等式可以轉(zhuǎn)換為dlcco/dVlf = α .dVdiVAlVlf^當(dāng)振蕩部分210是壓控振蕩電路并且分頻部分220的控制輸入端是電流接收型時，上述等式可以轉(zhuǎn)換為dVcco/dVlf =α · dldiv/dVlf。用于使得“控制響應(yīng)相互具有預(yù)定的相關(guān)性”的典型模式不限于如上所述的用比例等式表示振蕩控制信號CN_0SC和基于環(huán)路濾波器電壓Vlf的分頻控制信號CN_DIV的值之間的關(guān)系的模式。振蕩控制信號CN_0SC和基于環(huán)路濾波器電壓Vlf的分頻控制信號CN_ DIV的值之間的關(guān)系例如可以用更高階(如，二階或更高階)的函數(shù)等式來表示。然而，在這種情況下，用于主動地設(shè)置這種高階函數(shù)等式的電路配置相比于比例等式的情況更加復(fù)雜。因而，可以認(rèn)為，使得可用上述“比例關(guān)系”(即，環(huán)路濾波器電壓Vlf的線性函數(shù)等式) 表示振蕩控制信號CN_0SC和分頻控制信號CN_DIV兩者的值是最合適的。另外，調(diào)節(jié)電壓-電流轉(zhuǎn)換部分2M和緩沖器部分沈0的系統(tǒng)中的總轉(zhuǎn)換率(Gm_ 0SCXK_0SC)以及電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256和緩沖器部分270的系統(tǒng)中的總轉(zhuǎn)換率(Gm_ DIVXK_DIV)，以使得分頻部分220的最大工作頻率Fdivjnax高于振蕩部分210的振蕩頻率。這基于這樣的事實想要使用其最大工作頻率Fdivjnax可由偏置電流確定的分頻器的鎖相環(huán)電路滿足分頻器的最大工作頻率超過振蕩器的任意振蕩頻率i^osc這一條件。即，分頻部分220需要以振蕩部分210的任意振蕩頻率R)sc工作，并且令Fdivjnax為分頻部分220的最大工作頻率，F(xiàn)oscjnax為振蕩部分210的最大工作頻率，且R)sc為振蕩部分210的任意振蕩頻率，需要滿足“Fdivjnax > Fosc_max > R)sc”。另一方面，在鎖相環(huán)電路電路鎖定后，分頻部分220以期望的鎖定頻率Flock工作就足夠了，而在條件限制到鎖相環(huán)鎖定后的條件時，滿足“Fdivjnax > Flock”就足夠了?？梢哉J(rèn)為，即使在鎖定之后，繼續(xù)把給出最大工作頻率Fdivjnax的偏置電流發(fā)送到分頻部分 220也是沒有用的。例如，將高頻鎖相環(huán)電路用于相機(jī)、電視機(jī)等內(nèi)所用各芯片之間的高速通信。在高速鎖相環(huán)電路中，振蕩器的振蕩頻率較高，由此以相應(yīng)高頻工作的分頻器是必要的。分頻器一般由靜態(tài)觸發(fā)器形成，其在某些情況下可能不能以高頻工作。考慮到這些情況，將用以穩(wěn)定發(fā)送偏置電流這一類型(如，便于阻抗匹配的CML/ 電流模式邏輯(current mode logic)型等)的分頻器用作本實施例中的分頻部分220。CML是集電極輸出。一般而言，分頻器的偏置電流固定為某個值，并且該值設(shè)為某個級別的偏置電流值或更高，以使得滿足上述條件。輸出信號的電壓幅值是偏置電流值和集電極側(cè)的負(fù)載電阻之乘積，并且接口連接非常容易。這種類型的分頻器的最大工作頻率可以由偏置電流確定，并且最大工作頻率隨著偏置電流單調(diào)增大。即，最大工作頻率由偏置電流確定。然而，盡管為了降低這種分頻器消耗的電流Ipw，降低偏置電流就足夠了，但是上述條件強(qiáng)加了防止偏置電流降低至某個值以下的這一限制。因而，如圖6D所示，分頻器的最大工作頻率Fdivjnax設(shè)為比鎖相環(huán)電路的鎖定頻率Flock充分高的值。在鎖相環(huán)電路鎖定后，相比于以鎖相環(huán)電路的鎖定頻率Flock工作所需要的電流，分頻器供有更高的電流，由此不必要的電流在鎖定后發(fā)送經(jīng)過分頻器。只要分頻器通過滿足“Fdivjnax > Fosc_max > Fosc”的固定偏置電流進(jìn)行工作，則鎖定后的不必要的電流不能降低。作為用于解決該問題的方法，本實施例采用這樣的方法通過基于來自環(huán)路濾波器部分250的環(huán)路濾波器電壓Vlf的控制信號，以彼此互鎖的狀態(tài)運行振蕩部分210和分頻部分220。確切地，首先，分頻部分220的偏置電流基于環(huán)路濾波器電壓Vlf (基于環(huán)路濾波器電壓Vlf的環(huán)路濾波器輸出電流Ilp_DIV或環(huán)路濾波器輸出電壓Vlp_DIV)動態(tài)地改變。在這種情況下，隨著振蕩部分210的振蕩頻率R)sc基于振蕩控制信號CN_0SC改變，根據(jù)本實施例的鎖相環(huán)電路通過利用基于環(huán)路濾波器電壓Vlf的分頻控制信號CN_DIV 來控制流經(jīng)分頻部分220的偏置電流，以改變分頻部分220的最大工作頻率Fdivjnax。如圖6E所示，分頻部分220也受基于環(huán)路濾波器電壓Vlf的分頻控制信號CN_DIV 控制，以使得與振蕩部分210根據(jù)基于環(huán)路濾波器電壓Vlf的振蕩控制信號CN_0SC的工作互鎖，由此振蕩部分210的振蕩頻率R)sc和分頻部分220的偏置電流(即，功耗)得到改變。設(shè)置各控制信號(振蕩控制信號CN_0SC和分頻控制信號CN_DIV)之間的關(guān)系，以使得分頻部分220的最大工作頻率Fdivjnax (該頻率既在引入過程中又在鎖定時對應(yīng)于任意的環(huán)路濾波器電壓Vlf)在當(dāng)振蕩部分210和分頻部分220由基于相同環(huán)路濾波器電壓 Vlf的相應(yīng)控制信號(振蕩控制信號CN_0SC和分頻控制信號CN_DIV)控制時，高于分頻部分220的振蕩頻率R)sc。給出分頻部分220的最大工作頻率Fdivjnax (該頻率對應(yīng)于給出振蕩部分210的最大振蕩頻率i^oscjnax的環(huán)路濾波器電壓Vlfmax)的分頻控制信號CN_DIV設(shè)為分頻控制信號CN_DIV_maX。對應(yīng)于鎖相環(huán)電路鎖定時的環(huán)路濾波器電壓Vlflock的分頻控制信號 CN_DIV設(shè)為分頻控制信號CN_DIV_lock。當(dāng)采用這種方法時，在引入過程以及鎖定時，振蕩部分210和分頻部分220通過基于來自環(huán)路濾波器部分250的環(huán)路濾波器電壓Vlf的控制信號進(jìn)行工作以使得彼此互鎖。在鎖相環(huán)電路鎖定在固定的鎖定頻率Flock之后，分頻部分220受控于與鎖定時的環(huán)路濾波器電壓Vlf對應(yīng)的分頻控制信號CN_DIV_lock。由于“分頻控制信號CN_DIV_ max >分頻控制信號CN_DIV_lock”，因此流經(jīng)分頻部分220的偏置電流可以降低到某個量， 由此在滿足使得分頻部分220的最大工作頻率Fdivjnax高于鎖定頻率Flock這一條件的同時，消耗的電流可得到降低(功耗可得到降低)。分頻部分220在鎖定時消耗的電流Ipw 為對應(yīng)于分頻控制信號CN_DIV_lock的Ipwlock，從而相比于未應(yīng)用本實施例的各情況，功耗可以得到降低。例如，在鎖相環(huán)電路的引入(pull-in)過程中，振蕩部分210的振蕩頻率R)sc動態(tài)地改變，并且存在振蕩部分210的振蕩頻率R)sc高于鎖定頻率Flock的狀態(tài)。在這種情況下，隨著振蕩部分210的振蕩頻率R)sc改變，根據(jù)本實施例的鎖相環(huán)電路通過利用基于環(huán)路濾波器電壓Vlf的控制信號(分頻控制信號CN_DIV)來控制流經(jīng)分頻部分220的偏置電流，以改變分頻部分220的最大工作頻率Fdivjnax。由于設(shè)置各控制信號之間的關(guān)系，以使得分頻部分220的最大工作頻率Fdiv_max (該頻率對應(yīng)于環(huán)路濾波器電壓Vlf)高于振蕩部分210的振蕩頻率R)sc，因此振蕩部分210和分頻部分220通過基于環(huán)路濾波器電壓Vlf的控制信號進(jìn)行工作以便彼此互鎖， 而在引入過程以及鎖定時沒有任何不便。因而，在鎖定環(huán)電路以固定的鎖定頻率Flock鎖定之后，流經(jīng)分頻部分220的偏置電流可以降低到某個量，由此在滿足使得分頻部分220的最大工作頻率Fdivjiiax高于鎖定頻率Flock這一條件的同時，消耗的電流可得到降低(功耗可得到降低)。當(dāng)采用方法以使得振蕩部分210的振蕩頻率R)sc和分頻部分220的最大工作頻率Fdivjiiax與環(huán)路濾波器電壓Vlf互鎖，并且“Fdivjiiax > Fosc”在任意的環(huán)路濾波器電壓Vlf上總是滿足時，分頻部分220沒有任何問題地工作。當(dāng)采用配置以使得分頻部分220消耗的電流Ipw隨著分頻控制信號CN_DIV變得更大而增大時，分頻部分220消耗的電流Ipw在鎖相環(huán)電路以期望的頻率鎖定之后可以得到降低。下面以振蕩部分210和分頻部分220均是電流型(即，振蕩部分210是流控振蕩電路，并且分頻部分220的控制輸入端是電流接收型)的情況作為示例進(jìn)行具體描述。<電壓-電流轉(zhuǎn)換部分第一示例>圖7A-1 7D和圖8是在說明電壓-電流轉(zhuǎn)換部分2M和電壓-電流轉(zhuǎn)換部分 256(這些部分統(tǒng)稱為電壓-電流轉(zhuǎn)換電路25 的第一示例時的輔助圖。第一示例中的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253A可以認(rèn)為是電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253的基本配置。設(shè)置電壓-電流轉(zhuǎn)換部分2M和電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256之間的關(guān)系，以便分頻部分220的分頻控制電流Idiv與振蕩部分210的振蕩控制電流Icco成比例而使得滿足 dlcco/dVlf = α · dIdiv/dVlf( S卩，以便滿足“Icco = α .Idiv”)。可以認(rèn)為，最容易地是例如采用所謂的電流復(fù)制的機(jī)制來滿足這種關(guān)系。N型晶體管和P型晶體管中的任何一個均可以用作用于提供電流復(fù)制機(jī)制的晶體管。各種電路配置是可設(shè)想到的。然而，可以將任一電路配置視為用作用于生成基于環(huán)路濾波器電壓Vlf的電流的電流源部分。例如，圖7A-1所示的示例具有NMOS輸出級。在此示例中，一個NMOSl (第一N型MOS 晶體管)用作電壓-電流轉(zhuǎn)換部分254，一個NM0S2 (第二 N型MOS晶體管)用作電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256。NMOSl將稱為振蕩控制電流Icco的主輸出級，NM0S2將稱為分頻控制電流Idiv的復(fù)制(Mplica)輸出級。NMOSl和NM0S2具有連接至公共環(huán)路濾波器電壓Vlf的柵極，具有連接至基準(zhǔn)電位(例如，連接至參考地)的源極，并具有作為相應(yīng)控制電流的輸出端的漏極。圖7A-2所示的示例具有PMOS輸出級。在此示例中，一個PMOSl (第一 P型MOS晶體管)用作電壓-電流轉(zhuǎn)換部分254，一個PM0S2 (第二 P型MOS晶體管)用作電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256。PMOSl將稱為振蕩控制電流Icco的主輸出級，而PM0S2將稱為分頻控制電流Idiv的復(fù)制(Mplica)輸出級。PMOSl和PM0S2具有連接至公共環(huán)路濾波器電壓Vlf的柵極，具有連接至電源的源極，并具有作為相應(yīng)控制電流的輸出端的漏極。從一個不同的視角，可以認(rèn)為每個配置對于電壓-電流轉(zhuǎn)換部分邪4和電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256具有相同的主體(電流鏡配置)，并且分別具有對應(yīng)于控制電流的多個輸出級。
順便提及，NMOSl和PMOSl的漏極與NM0S2和PM0S2的漏極可配備有電流鏡配置的晶體管對(如圖7B-1和圖7B-2所示)，以為電流方向的折疊進(jìn)行準(zhǔn)備。通過這么做，圖 7A-I中的NMOS輸出級可以變?yōu)镻MOS輸出級，而圖7A-2中的PMOS輸出級可變?yōu)镹MOS輸出級。在第一示例的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253A的情況下，通過使用NMOS或PMOS的 Vgs-Ids特性來進(jìn)行電壓-電流轉(zhuǎn)換。這種配置即使以先進(jìn)工藝的邏輯的低電壓也可工作， 并且具有簡單的結(jié)構(gòu)，由此提供了能夠安裝于較小面積的優(yōu)點。在第一示例的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253A中，使得匪OSl和匪0S2之間的電流鏡像比(NM0S2的電流/NMOSl的電流)或者PMOSl和PM0S2之間的電流鏡像比(PM0S2的電流 /PMOSl的電流)對應(yīng)于比例常數(shù)α。電流鏡像比可以由晶體管的叉指數(shù)(叉指比)、晶體管數(shù)目(多比率，multi-ratio)、或者晶體管尺寸(尺寸比)進(jìn)行設(shè)置。例如，圖7C是示出圖7A-1的詳細(xì)配置的示例的圖。NMOSl由M(M是NMOSl的叉指的數(shù)目)個NMOS單一元件的集合形成，而NM0S2由N (N是NM0S2的叉指的數(shù)目)個NMOS 單一元件的集合形成。電流鏡像比為N/M，并且Idiv= (N/M) .Icco0因此，將比例常數(shù)α 設(shè)為=Icco/Idiv = Μ/Ν 就足夠了。結(jié)合圖3Α所示的電流受控振蕩電路(振蕩部分210)和圖4Β所示的分頻部分220， 圖7Α-1所示的NMOSl和NM0S2例如可分別用作電流源Isl和電流源Is2 (如圖8所示)。另外，盡管未在圖中示出，但是圖7B-2所示配置的由晶體管對進(jìn)行折疊準(zhǔn)備的NMOS1和NM0S2 可分別用作電流源Isl和電流源Is2。比例常數(shù)α需要調(diào)節(jié)，以便分頻部分220的最大工作頻率Fdivjnax高于振蕩部分210的流控振蕩器的振蕩頻率Fcco。此時，分頻部分220的最大工作頻率Fdivjnax和流控振蕩器的振蕩頻率Fcco與流控振蕩器的振蕩控制電流Icco和分頻控制電流Idiv的關(guān)系如圖7D中所示。在此示例中，振蕩部分210的流控振蕩器的振蕩頻率Fcco和分頻部分220的最大工作頻率Fdivjnax基本上與振蕩控制電流Icco (= α ·Ι( ν) ( S卩，用作振蕩控制電流Icco 的基礎(chǔ)的環(huán)路濾波器電壓Vlf)成比例增大。另外，分頻部分220的工作條件“Fdivjnax > Fcco”得到滿足，并且分頻部分220消耗的電流Ipw基本上與分頻控制電流Idiv(即，振蕩控制電流Icco和環(huán)路濾波器電壓Vlf)成比例增大。在這種情況下，在鎖相環(huán)電路的引入過程中，流控振蕩器的振蕩頻率Fcco動態(tài)地改變，并且存在振蕩頻率高于鎖定頻率Flock的狀態(tài)。隨著流控振蕩器的振蕩頻率Fcco改變，根據(jù)本實施例的鎖相環(huán)電路通過控制流經(jīng)分頻部分220的偏置電流來改變分頻部分220的最大工作頻率Fdivjnax。通過按照上述那樣調(diào)節(jié)比例常數(shù)α以使得滿足“Icco= α ·Ι( ν”，在任意的環(huán)路濾波器電壓Vlf上，分頻部分220的最大工作頻率Fdivjnax調(diào)節(jié)至高于流控振蕩器的振蕩頻率Fcco。在鎖相環(huán)電路以期望的固定鎖定頻率Flock鎖定之后，流經(jīng)分頻部分220的偏置電流可設(shè)為與鎖定時的環(huán)路濾波器電壓Vlf對應(yīng)的某個量，由此在滿足使得分頻部分220 的最大工作頻率Fdivjnax高于鎖定頻率Flock這一條件的同時，分頻部分220消耗的電流可得到降低。當(dāng)振蕩部分210和分頻部分220由電壓信號控制時，運算放大器電路等可能是必須的。在此情況下，電源電壓的某個電平作為電源電壓對于電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253是必要的。另一方面，當(dāng)振蕩部分210和分頻部分220如第一示例中那樣由電流信號控制時，如從附圖中清楚的那樣，幾乎不強(qiáng)加對于電源電壓的限制。因此，第一示例適用于低壓工藝中的應(yīng)用。<電壓-電流轉(zhuǎn)換部分第二示例>圖9A和9B是在說明電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253(電壓-電流轉(zhuǎn)換部分2M和電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256)的第二示例時的輔助圖。圖9A是圖7A-1或圖7B-1的變型的示例。 圖9B是圖7A-2或圖7B-2的變型的示例。通過使用源極簡并(degeneration)，第二示例中的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路25 相比于第一示例可以降低電壓-電流轉(zhuǎn)換特性中的變化。例如，圖9A所示的示例具有PMOS輸出級。在此示例中，NMOSl的源極經(jīng)由阻性元件R連接至基準(zhǔn)電位(例如，接地)。NMOSl的漏極配備有PM0S2、PM0S3和PM0S4，以使得 PM0S3和PM0S4以電流鏡方式連接至PM0S2。確切地，NMOSl的漏極與PM0S2的柵極和漏極連接，并且還與PM0S3和PM0S4的柵極連接。例如，使得PM0S3用作振蕩控制電流Icco的主輸出級，并且使得PM0S4用作分頻控制電流Idiv的復(fù)制輸出級。順便提及，當(dāng)PM0S3和PM0S4的漏極配備有使用NMOS的電流鏡配置的晶體管對以對電流方向的折疊進(jìn)行準(zhǔn)備時，PMOS輸出級可變?yōu)镹MOS輸出級。圖9B所示的示例具有NMOS輸出級。在此示例中，PMOSl的源極經(jīng)由阻性元件R 連接至電源。PMOSl的漏極配備有NM0S2、NM0S3和NM0S4，以使得NM0S3和NM0S4以電流鏡方式連接至NM0S2。確切地，PMOSl的漏極與NM0S2的柵極和漏極連接，并且還與NM0S3和 NM0S4的柵極連接。例如，使得NM0S3用作振蕩控制電流Icco的主輸出級，并且使得NM0S4 用作分頻控制電流Idiv的復(fù)制輸出級。順便提及，當(dāng)NM0S3和NM0S4的漏極配備有使用PMOS的電流鏡配置的晶體管對以對電流方向的折疊進(jìn)行準(zhǔn)備時，NMOS輸出級可變?yōu)镻MOS輸出級。NMOSl和PMOSl用作電流源部分，其用于基于環(huán)路濾波器電壓Vlf，通過源極簡并生成電流ls_0。第二示例中的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路25 (其為圖9A和圖9B的配置中的任何一個) 利用連接至NMOSl或PMOSl的源極的阻性元件R，通過源極簡并執(zhí)行電壓-電流轉(zhuǎn)換。利用這種配置，電壓-電流轉(zhuǎn)換特性更靠近于“1/阻性元件R的電阻值Rs”。因而，電壓-電流轉(zhuǎn)換特性的變化得到降低，并且鎖相環(huán)電路的設(shè)計變得容易。然而，相對于第一示例，難以在低壓工藝中實現(xiàn)第二示例，并且元件數(shù)目增多，從而所需面積和功率也增大。<電壓-電流轉(zhuǎn)換部分第三示例>圖IOA和IOB是在說明電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253(電壓-電流轉(zhuǎn)換部分邪4和電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256)的第三示例時的輔助圖。圖IOA是圖9A的變型的示例。圖IOB是圖9B的變型的示例。第三示例中的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253C基于使用源極簡并的第二示例，并且將放大器電路形成的反饋機(jī)制添加至電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253C以延伸電壓-電流轉(zhuǎn)換特性的線性度和動態(tài)范圍。例如，在圖IOA所示的示例中，NMOSl和阻性元件R之間的連接點連接至電壓放大器電路AMP的反相輸入端，而電壓放大器電路AMP的輸出端連接至NMOSl的柵極。環(huán)路濾波器電壓Vlf供給電壓放大器電路AMP的非反相輸入端。在圖IOB所示的示例中，PMOSl 和阻性元件R之間的連接點連接至電壓放大器電路AMP的反相輸入端，而電壓放大器電路 AMP的輸出端連接至PMOSl的柵極。環(huán)路濾波器電壓Vlf供給電壓放大器電路AMP的非反相輸入端。電壓放大器電路AMP將環(huán)路濾波器電壓Vlf與由NMOSl或PMOSl生成的電流ls_0 和阻性元件R的電阻值Rs之乘積所表示的源極電位(反饋電壓)進(jìn)行比較，并執(zhí)行反饋操作。第三示例中的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253C(其為圖IOA和圖IOB的配置中的任何一個)通過電壓放大器電路AMP執(zhí)行反饋操作，以使得NMOSl和PMOSl生成的電流ls_0為 “環(huán)路濾波器電壓Vlf/阻性元件R的電阻值Rs”。因而，獲得了電壓-電流轉(zhuǎn)換的寬動態(tài)范圍，并且在很大程度上改善了轉(zhuǎn)換系數(shù)的線性度。然而，相對于第一示例和第二示例，難以在低壓工藝中實現(xiàn)第三示例，并且元件的數(shù)目增多，從而所需面積和功率也增大。<電壓-電流轉(zhuǎn)換部分第四示例>圖11A-1 IlB是在說明電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253(電壓-電流轉(zhuǎn)換部分2M和電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256)的第四示例時的輔助圖。圖11A-1和11A-2是第四示例的功能框圖。圖IlB示出詳細(xì)配置的示例。第四示例中的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253D是基于第一示例的變型的示例，其中變型的示例在電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256 —側(cè)包括多⑴個NM0S2 (或PM0S2 下列描述通過采用 NM0S2而進(jìn)行)。將任意整數(shù)設(shè)為數(shù)目X就足夠了。順便提及，盡管要在下面示出的第四示例中的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253D基于第一示例，但是第四示例中的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路 253D的基本配置可以是第二示例或第三示例。在第四示例的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253D中，X個NM0S2的輸出可以加在一起。Idiν =(N - Χ/Μ) ·Ιαο，并且比例常數(shù)α =Μ/(Ν·Χ)。X的最小值為1，在這種情況下第四示例在本質(zhì)上與第一示例相同。第四示例如同第一示例那樣，不允許比例常數(shù)α適當(dāng)?shù)馗淖?，但是具有這樣的優(yōu)點在事先設(shè)置相同配置的NM0S2的數(shù)目之后執(zhí)行制造的情況下，允許以期望的值設(shè)置比例常數(shù)α。[電壓-電流轉(zhuǎn)換部分第一示例+第四示例]盡管未示出，但是通過將第一示例與第四示例組合，使得可以進(jìn)行比例常數(shù)α的精細(xì)設(shè)置。例如，通過以組合方式使用具有N叉指的X個NM0S2以及使用具有η叉指(η < N)的一個NM0S2，可以將比例常數(shù)α設(shè)為Μ{1/(N · Χ)+1/η}。[電壓-電流轉(zhuǎn)換部分第五示例]圖12是在說明電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253 (電壓-電流轉(zhuǎn)換部分2Μ和電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256)的第五示例時的輔助圖。第五示例中的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253Ε是允許適當(dāng)?shù)馗淖儽壤?shù)α的配置的示例。具體地，第五示例基于第一示例，并且在電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256 —側(cè)的形成 NM0S2 (或PM0S2 下面描述采用NM0S2而進(jìn)行)的N個單一元件的漏極側(cè)和分頻部分220 的控制輸入端之間具有用于選擇的開關(guān)SW_1 SW_N。通過調(diào)節(jié)在實際使用情形下導(dǎo)通的開關(guān)的數(shù)目η來調(diào)節(jié)比例常數(shù)α。模擬開關(guān)(例如，傳輸門配置的模擬開關(guān))用作開關(guān)SW_1 SW_N。例如通過數(shù)字代碼將η設(shè)為任意整數(shù)就足夠了。順便提及，盡管要在下面示出的第五示例中的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253Ε基于第一示例，但是第五示例中的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253Ε的基本配置可以是第二示例或第三示例。在第五示例的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253Ε中，形成NM0S2的N個單一元件的輸出可以通過使用開關(guān)SW_1 SW_N而加在一起。Idiv= (n/M) "Icco，并且比例常數(shù)α = Μ/η。 比例常數(shù)α可以在“η = 1 N”的范圍中調(diào)節(jié)。η的最大值是N，在該情況下第五示例實質(zhì)上與第一示例相同。盡管未示出，但是可以在電壓-電流轉(zhuǎn)換部分2Μ—側(cè)的形成NMOSl (或PMOSl 下面描述采用NMOSl而進(jìn)行)的M個單一元件的漏極側(cè)和振蕩部分210的流控振蕩器的控制輸入端之間提供用于選擇的開關(guān)SW_1 SW_M，并且通過調(diào)節(jié)在實際使用情形下導(dǎo)通的開關(guān)的數(shù)目m來調(diào)節(jié)比例常數(shù)α。在這種情況下，Idiv= (N/m) ·Ιαο，比例常數(shù)α = m/ M，并且比例常數(shù)α可以在“m= 1 Μ”的范圍中調(diào)節(jié)。<電壓-電流轉(zhuǎn)換部分第六示例>圖13Α-1 1 是在說明電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253 (電壓-電流轉(zhuǎn)換部分2M和電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256)的第六示例時的輔助圖。圖13A-1和13A-2是第六示例的功能框圖。圖1 示出詳細(xì)配置的示例。第六示例中的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253F是如第五示例中那樣允許適當(dāng)?shù)馗淖儽壤?shù)α的配置的示例。具體地，第六示例基于第一示例，在電壓-電流轉(zhuǎn)換部分256 — 側(cè)具有多(X)個NM0S2(或PM0S2 下面描述將通過采用NM0S2進(jìn)行)，并且在NM0S2_1 NM0S2_X的相應(yīng)漏極和分頻部分220的控制輸入端之間具有用于選擇的開關(guān)SW_1 SW_X。 通過調(diào)節(jié)在實際使用情形下導(dǎo)通的開關(guān)的數(shù)目χ來調(diào)節(jié)比例常數(shù)α。模擬開關(guān)(例如，傳輸門配置的模擬開關(guān))用作開關(guān)SW_1 SW_X。例如通過數(shù)字代碼將χ設(shè)為任意整數(shù)就足夠了。在第六示例的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253F中，X個NM0S2的輸出可以通過使用開關(guān) Sff_l Sff_X而加在一起。Idiv = (N · χ/Μ) · Icco,并且比例常數(shù)α = Μ/(Ν · χ)。比例常數(shù)α可以在“χ = 1 X”的范圍中調(diào)節(jié)。X的最小值是1，在該情況下開關(guān)是不必要的， 并且第六示例實質(zhì)上與第一示例相同。盡管未示出，但是多(X)個NMOSl (或PMOSl 下面描述將通過采用NMOSl進(jìn)行) 可以提供在電壓-電流轉(zhuǎn)換部分2Μ —側(cè)，用于選擇的開關(guān)SW_1 SW_X可以提供在 NM0S1_1 NM0S1_X的相應(yīng)漏極與振蕩部分210的流控振蕩器的控制輸入端之間，并且通過調(diào)節(jié)在實際使用情形下導(dǎo)通的開關(guān)的數(shù)目χ可調(diào)節(jié)比例常數(shù)α。在這種情況下，Idiv = (Ν/Μ · χ) ·Ιαο，比例常數(shù)α = (Μ ·χ)/N，并且比例常數(shù)α可以在“χ = χ”的范圍中調(diào)節(jié)。X的最小值是1，在該情況下開關(guān)是不必要的，并且第六示例實質(zhì)上與第一示例相同。當(dāng)允許比例常數(shù)α的調(diào)節(jié)的第五示例和第六示例相互比較時，第五示例比第六示例具有更小電路規(guī)模，這是由于使得可以通過一個NM0S2或一個PM0S2 (或者，一個NMOSl 或一個PM0S1)進(jìn)行比例常數(shù)α的調(diào)節(jié)。然而，普通的器件配置需要改變以便引線連接至用于選擇的開關(guān)SW_1 SW_n (或者，開關(guān)SW_1 SW_m)。另一方面，盡管第六示例由于NM0S2 或PM0S2(或者，NMOSl或PM0S1)的數(shù)目增多而具有更大的電路規(guī)模，但是第六示例具有的優(yōu)點在于可以通過按照原樣使用普通器件配置的NMOS或PMOS來調(diào)節(jié)相同配置的NMOS或PMOS的數(shù)目，以將比例常數(shù)α設(shè)為想要值。〈與比較示例的比較〉專利文獻(xiàn)1提出了可精確地確定鎖相環(huán)電路的工作狀態(tài)并實現(xiàn)低功耗的機(jī)制。然而，專利文獻(xiàn)1需要模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器、存儲器電路和用以精確確定鎖相環(huán)電路的工作狀態(tài)的確定電路。另一方面，根據(jù)本實施例的機(jī)制不需要模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器、存儲器電路或確定電路，相比于專利文獻(xiàn)1的機(jī)制具有更簡單的信號處理系統(tǒng)，可降低用于控制振蕩器的振蕩控制信號和用于控制分頻器的分頻控制信號之間的控制響應(yīng)差異發(fā)生的概率，并且可在很大程度上降低電路規(guī)模。例如，根據(jù)本實施例的消除了對于模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的需要的機(jī)制相比于專利文獻(xiàn)1的機(jī)制具有以下幾方面的優(yōu)點1)在低壓工藝中，一般難以設(shè)計高精度的模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器。盡管取決于模擬/ 數(shù)字轉(zhuǎn)換器的配置，但是伴隨著轉(zhuǎn)換采樣的回掃噪聲可改變振蕩頻率，由此增大了所謂的抖動。另一方面，在本實施例中，無需使用模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，由此抖動可以忽略或降低。2)由于使得不需要模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，因此安裝面積和功耗可得到極大地降低。另外，結(jié)合溫度和電壓的變化，專利文獻(xiàn)1的機(jī)制由于下列原因具有缺點1)在專利文獻(xiàn)1的機(jī)制中，反饋分頻器的電流基于預(yù)定環(huán)路濾波器電壓的范圍而確定。然而，需要加以考慮振蕩電路的振蕩頻率的變化對于環(huán)路濾波器電壓的影響、模擬/ 數(shù)字轉(zhuǎn)換器和數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換器的偏移等而將該電流設(shè)為寬的值。這意味著對于反饋分頻器的粗略的偏置控制。如果使得設(shè)置值沒有那么寬，則往往會發(fā)生錯誤工作。2)由于使用模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器執(zhí)行處理，因此需要某一遲滯的處理時間，從而在振蕩器系統(tǒng)和反饋分頻器系統(tǒng)之間出現(xiàn)控制響應(yīng)的差異。當(dāng)使用模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器時，不能跟隨轉(zhuǎn)換時鐘周期之間由于離散時間中的工作而引起的變化。這致使在頻率變化很大的引入過程中不能執(zhí)行最優(yōu)控制。專利文獻(xiàn)1的機(jī)制和根據(jù)本實施例的機(jī)制在以下幾方面也彼此不同1)盡管專利文獻(xiàn)1的機(jī)制是用于實現(xiàn)進(jìn)行“利用某個閾值的狀態(tài)確定”的目標(biāo)的辦法，但是根據(jù)本實施例的機(jī)制旨在能夠動態(tài)并且在時間上持續(xù)地跟隨最佳工作狀態(tài)(偏置電流值)。2)專利文獻(xiàn)1的機(jī)制具有這樣的調(diào)節(jié)機(jī)制從模擬信號(環(huán)路濾波器電壓)一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換一確定一數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換(電流控制電壓)一偏置電流。該確定本身以數(shù)字方式進(jìn)行，因而是容易的。然而，由于在確定電路周邊需要模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器和數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換器，因此模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器和數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換過程中的誤差累積。為了降低轉(zhuǎn)換誤差需要增大電流值，這與降低功耗的這一原始目標(biāo)對立。另一方面，可以認(rèn)為相比于專利文獻(xiàn)1，根據(jù)本實施例機(jī)制中生成用于控制分頻部分220的分頻控制信號CN_DIV的分頻器控制部分257所需要和消耗的電流幾乎為0。例如，第六示例中的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253F可以通過N ·χ/Μ調(diào)節(jié)分頻控制電流Idiv，由此對降低功耗的原始目標(biāo)施加了非常小的負(fù)擔(dān)。另外，專利文獻(xiàn)1提出了用于降低第四示例的反饋分頻器的功耗的機(jī)制。然而， 該方法使用電流控制電路51并基于外部工作模式指令信號來控制反饋分頻電路的驅(qū)動電流。因此，專利文獻(xiàn)1的機(jī)制完全不同于根據(jù)本實施例的機(jī)制。利用根據(jù)本實施例的機(jī)制，振蕩部分210和分頻部分220既在引入過程中又在鎖定時通過基于來自環(huán)路濾波器部分250的環(huán)路濾波器電壓Vlf的控制信號進(jìn)行工作以使得彼此互鎖。因此，當(dāng)鎖相環(huán)電路鎖定到想要頻率時，分頻部分220的驅(qū)動電流自動地設(shè)為鎖定時的電流(該電流低于i^oscjiiax時)。因而，無需基于外部工作模式指令信號來控制分頻部分220的驅(qū)動電流。順便提及，不像專利文獻(xiàn)1，根據(jù)本實施例的機(jī)制并非旨在“精確確定鎖相環(huán)電路的工作狀態(tài)”這一目的，并且并非旨在供有為此目的的機(jī)制。因此，根據(jù)本實施例的機(jī)制不能確定工作區(qū)。<對于電子設(shè)備的應(yīng)用的示例>圖14A 14E是在說明以上實施例中所述的定時生成電路100(具體地，振蕩部分 210、分頻部分220和電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253)應(yīng)用到的電子設(shè)備的示例時的輔助圖。例如，作為需要先進(jìn)工藝并想要降低功耗的、集成到用于便攜式設(shè)備的LSI (Large Scale Integrated Circuit，大規(guī)模集成電路)中的PLL，使用以上實施例中所述的鎖相環(huán)電路的基準(zhǔn)定時生成部分110是有效的。當(dāng)然，無需直言，基準(zhǔn)定時生成部分110不限于便攜式設(shè)備。由于需要偏置電流的分頻器主要用于高鎖定頻率的情況，因此對于執(zhí)行高速數(shù)據(jù)對接、串行 ATA(SATA，Serial Advanced Technology Attachment)、用于 SDRAM (Synchronous Dynamic Random Access Memory)的 DDR2 禾口 DDR3 等的 PCI Express, 基準(zhǔn)定時生成部分110被視為是合適的。例如，在各種電子設(shè)備(包括便攜式設(shè)備(如，游戲機(jī)、電子書、電子辭典、便攜式電話等)，但不限于便攜式設(shè)備，圖像顯示設(shè)備等)中需要高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)那闆r下，期望應(yīng)用以上實施例中所述的振蕩部分210、分頻部分220和電壓-電流轉(zhuǎn)換電路253。例如，圖14A是示出在電子設(shè)備900是使用了作為圖像顯示設(shè)備示例的顯示器模塊904(液晶顯示設(shè)備或有機(jī)EL顯示設(shè)備)的電視接收器902的情況下的外觀示例的圖。 電視接收器902具有這樣的結(jié)構(gòu)顯示器模塊904布置在用基座906支撐的前面板903的前面。濾光鏡905提供在顯示面中。電視接收器902使用SDRAM (DDR2規(guī)范或DDR3規(guī)范) (未在圖14A中示出)。根據(jù)以上實施例的機(jī)制適用于數(shù)據(jù)接口的時鐘的生成。另外，電視接收器902配置為允許用于記錄功能的krial ATA系統(tǒng)的硬盤設(shè)備908附于電視接收器 902以及與電視接收器902分離。根據(jù)以上實施例的機(jī)制適用于硬盤設(shè)備908的數(shù)據(jù)接口的時鐘的生成。圖14B是示出電子設(shè)備900是數(shù)碼相機(jī)912情況下的外觀的示例的圖。數(shù)碼相機(jī) 912包括顯示器模塊914、控制開關(guān)916、快門按鈕917等。數(shù)碼相機(jī)912配置為允許存儲器卡918附于數(shù)碼相機(jī)912以及與數(shù)碼相機(jī)912分離。根據(jù)以上實施例的機(jī)制適用于存儲卡 918的數(shù)據(jù)接口的時鐘的生成。圖14C是示出電子設(shè)備900是攝像機(jī)922情況下的外觀的示例的圖。攝像機(jī)922在機(jī)身923的前方具有用于拾取被攝體圖像的圖像拾取鏡頭925，并還包括顯示器模塊924、 拍照開始/停止開關(guān)擬6等。攝像機(jī)922配置為允許krial ATA系統(tǒng)的硬盤設(shè)備928附于攝像機(jī)922以及與攝像機(jī)922分離。根據(jù)以上實施例的機(jī)制適用于攝像機(jī)922的數(shù)據(jù)接口的時鐘的生成。圖14D是示出電子設(shè)備900是便攜式電話932情況下的外觀的示例的圖。便攜式電話932是折疊型的。便攜式電話932包括上方外殼933a、下方外殼93 、顯示器模塊 934、耦接部分936(在此情況下，折葉部分)等。便攜式電話932配置為允許存儲器卡938 附于便攜式電話932以及與便攜式電話932分離。根據(jù)以上實施例的機(jī)制適用于便攜式電話932的數(shù)據(jù)接口的時鐘的生成。圖14E是示出電子設(shè)備900是計算機(jī)942情況下的外觀的示例的圖。計算機(jī)942 包括上方外殼943a、下方外殼943b、顯示器模塊944、鍵盤946等。計算機(jī)942具有符合 PCT Express規(guī)范的總線，并使用SDRAM(DDR2規(guī)范或DDR3規(guī)范)(未在圖14E中示出)以
ATA系統(tǒng)的硬盤設(shè)備。根據(jù)以上實施例的機(jī)制適用于SDRAM和硬盤設(shè)備的數(shù)據(jù)接口的時鐘的生成。另外，計算機(jī)942配置為允許符合各種規(guī)范的便攜型存儲介質(zhì)948 (例如，USB存儲器)附于計算機(jī)942以及與計算機(jī)942分離。根據(jù)以上實施例的機(jī)制適用于存儲介質(zhì)948的數(shù)據(jù)接口的時鐘的生成。盡管本發(fā)明通過使用其實施例已在上面加以描述，但是本發(fā)明的技術(shù)范圍不限于以上實施例中描述的范圍。在不脫離本發(fā)明精神的情況下可以對以上實施例進(jìn)行各種變化和改進(jìn)，并且通過添加這些變化和改進(jìn)所獲得的形式也包括在本發(fā)明的技術(shù)范圍中。另外，以上實施例并非限制權(quán)利要求書中的發(fā)明，并且并非實施例中所述特征的所有組合對于本發(fā)明的解決辦法都一定必不可少的。以上實施例包括各種級中的發(fā)明，并且可以通過適當(dāng)?shù)亟M合多個所公開的組成要求以提取出各種發(fā)明。即使從實施例中公開的所有組成要求中省略一些組成要求的時候，也可以將由組成要求的省略得到的組成提取為發(fā)明，只要獲得效果即可。本申請包含與2010年3月8日向日本專利局提交的日本優(yōu)先權(quán)專利申請JP 2010-050513中公開的主題有關(guān)的主題，其全部內(nèi)容通過引用的方式合并在此。本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，根據(jù)設(shè)計要求和其它因素，可以出現(xiàn)各種修改、組合、部分組合和變更，只要其落在所附權(quán)利要求書及其等效物的范圍內(nèi)即可。
權(quán)利要求
1.一種鎖相環(huán)電路，包含相位頻率比較部分，其配置為將外部基準(zhǔn)時鐘信號的相位和比較時鐘信號的相位進(jìn)行比較，并生成對應(yīng)于比較結(jié)果的誤差信號；振蕩部分，其配置為生成振蕩頻率對應(yīng)于所述誤差信號的內(nèi)部時鐘信號； 分頻部分，其配置為通過以預(yù)定分頻比對所述內(nèi)部時鐘信號進(jìn)行分頻以生成所述比較時鐘信號；振蕩器控制部分，其配置為基于所述誤差信號生成用于控制從所述振蕩部分輸出的所述內(nèi)部時鐘信號的頻率的振蕩控制信號；以及分頻器控制部分，其配置為基于所述誤差信號生成用于控制所述分頻部分的偏置電流的分頻控制信號，其中，配置所述振蕩器控制部分和所述分頻器控制部分，以使得既在引入過程中又在鎖定時，所述振蕩控制信號和所述分頻控制信號基于所述誤差信號以相互具有預(yù)定關(guān)系的方式進(jìn)行響應(yīng)。
2.如權(quán)利要求1所述的鎖相環(huán)電路，其中，配置所述振蕩器控制部分和所述分頻器控制部分，以使得既在引入過程中又在鎖定時，所述振蕩控制信號的控制響應(yīng)和所述分頻控制信號的控制響應(yīng)相互具有預(yù)定相關(guān)性，其中所述振蕩控制信號的控制響應(yīng)和所述分頻控制信號的控制響應(yīng)基于所述誤差信號。
3.如權(quán)利要求2所述的鎖相環(huán)電路，其中，配置所述振蕩器控制部分和所述分頻器控制部分，以使得既在引入過程中又在鎖定時，所述振蕩控制信號的控制響應(yīng)和所述分頻控制信號的控制響應(yīng)相互具有線性關(guān)系，其中所述振蕩控制信號的控制響應(yīng)和所述分頻控制信號的控制響應(yīng)基于所述誤差信號。
4.一種鎖相環(huán)電路，包含相位頻率比較部分，其配置為將外部基準(zhǔn)時鐘信號的相位和比較時鐘信號的相位進(jìn)行比較，并生成對應(yīng)于比較結(jié)果的誤差信號；振蕩部分，其配置為生成振蕩頻率對應(yīng)于所述誤差信號的內(nèi)部時鐘信號； 分頻部分，其配置為通過以預(yù)定分頻比對所述內(nèi)部時鐘信號進(jìn)行分頻以生成所述比較時鐘信號；振蕩器控制部分，其配置為基于所述誤差信號生成用于控制從所述振蕩部分輸出的所述內(nèi)部時鐘信號的頻率的振蕩控制信號；以及分頻器控制部分，其配置為基于所述誤差信號生成用于控制所述分頻部分的偏置電流的分頻控制信號；其中，配置所述振蕩器控制部分和所述分頻器控制部分，以使得既在引入過程中又在鎖定時，所述振蕩部分和所述分頻部分基于所述誤差信號執(zhí)行互鎖操作。
5.如權(quán)利要求1所述的鎖相環(huán)電路，其中，所述振蕩器控制部分和所述分頻器控制部分設(shè)置相應(yīng)控制信號之間的關(guān)系，以使得所述分頻部分的最大工作頻率總是高于從所述振蕩部分輸出的所述內(nèi)部時鐘信號的頻率，其中所述最大工作頻率既在引入過程中又在鎖定時對應(yīng)于所述誤差信號的任意值。
6.如權(quán)利要求1所述的鎖相環(huán)電路，其中，配置所述分頻器控制部分，以使得鎖定時的所述分頻控制信號在所述分頻部分中設(shè)置這樣的偏置電流該偏置電流低于與引入過程中從所述振蕩部分輸出的所述內(nèi)部時鐘信號的最大頻率對應(yīng)的基于所述誤差信號的偏置電流。
7.如權(quán)利要求1所述的鎖相環(huán)電路，其中，所述振蕩部分配置為基于在電流模式下的所述振蕩控制信號進(jìn)行工作， 所述分頻部分配置為基于在電流模式下的所述分頻控制信號進(jìn)行工作，并且所述振蕩器控制部分和所述分頻器控制部分配置為基于所述誤差信號，通過電流復(fù)制操作生成在電流模式下的相應(yīng)控制信號。
8.如權(quán)利要求7所述的鎖相環(huán)電路，進(jìn)一步包括電流源部分，其配置為基于所述誤差信號，通過源極簡并生成電流信號，其中，所述振蕩器控制部分和所述分頻器控制部分配置為基于所述電流源部分生成的電流信號，通過電流復(fù)制操作生成在電流模式下的相應(yīng)控制信號。
9.如權(quán)利要求8所述的鎖相環(huán)電路，其中，所述電流源部分配置為將所述誤差信號與生成的所述電流信號進(jìn)行比較，并執(zhí)行反饋操作。
10.如權(quán)利要求7所述的鎖相環(huán)電路，其中，所述振蕩器控制部分和所述分頻器控制部分具有電流源部分，其配置為基于所述誤差信號生成電流，并且所述振蕩器控制部分和所述分頻器控制部分中的至少一個具有相同配置的多個所述電流源部分，并配置為通過相應(yīng)電流源部分中生成的電流信號的組合來生成所述控制信號。
11.如權(quán)利要求7所述的鎖相環(huán)電路，其中，所述振蕩器控制部分和所述分頻器控制部分具有用于基于所述誤差信號生成電流的晶體管元件，并且所述振蕩器控制部分和所述分頻器控制部分中的至少一個包括連接至所述晶體管元件的每個叉指的開關(guān)，配置為使得所述開關(guān)與所述叉指的相對側(cè)連接至公共連接點，并且該公共連接點一側(cè)的電流設(shè)為所述控制信號，并且配置為使得所述控制信號的量值能夠通過調(diào)節(jié)導(dǎo)通的開關(guān)的數(shù)目而得到調(diào)節(jié)。
12.如權(quán)利要求7所述的鎖相環(huán)電路，其中，所述振蕩器控制部分和所述分頻器控制部分具有電流源部分，其配置為基于所述誤差信號生成電流，并且所述振蕩器控制部分和所述分頻器控制部分中的至少一個包括相同配置的多個所述電流源部分， 包括連接至每個電流源部分的輸出的開關(guān)，配置為使得所述開關(guān)與所述電流源部分的相對側(cè)連接至公共連接點，并且該公共連接點一側(cè)的電流設(shè)為所述控制信號，并且配置為使得所述控制信號的量值能夠通過調(diào)節(jié)導(dǎo)通的開關(guān)的數(shù)目而得到調(diào)節(jié)。
13.一種半導(dǎo)體集成電路，包含相位頻率比較部分，其配置為將外部基準(zhǔn)時鐘信號的相位和比較時鐘信號的相位進(jìn)行比較，并生成對應(yīng)于比較結(jié)果的誤差信號；振蕩部分，其配置為生成振蕩頻率對應(yīng)于所述誤差信號的內(nèi)部時鐘信號；分頻部分，其配置為通過以預(yù)定分頻比對所述內(nèi)部時鐘信號進(jìn)行分頻以生成所述比較時鐘信號；振蕩器控制部分，其配置為基于所述誤差信號生成用于控制從所述振蕩部分輸出的所述內(nèi)部時鐘信號的頻率的振蕩控制信號；以及分頻器控制部分，其配置為基于所述誤差信號生成用于控制所述分頻部分的偏置電流的分頻控制信號； 以及信號處理部分，其配置為基于所述內(nèi)部時鐘信號進(jìn)行工作，其中，配置所述振蕩器控制部分和所述分頻器控制部分，以使得既在引入過程中又在鎖定時，所述振蕩控制信號和所述分頻控制信號基于所述誤差信號以相互具有預(yù)定關(guān)系的方式進(jìn)行響應(yīng)，或者配置所述振蕩器控制部分和所述分頻器控制部分，以使得既在引入過程中又在鎖定時，所述振蕩部分和所述分頻部分基于所述誤差信號執(zhí)行互鎖操作。
14.一種電子設(shè)備，包含相位頻率比較部分，其配置為將外部基準(zhǔn)時鐘信號的相位和比較時鐘信號的相位進(jìn)行比較，并生成對應(yīng)于比較結(jié)果的誤差信號；振蕩部分，其配置為生成振蕩頻率對應(yīng)于所述誤差信號的內(nèi)部時鐘信號；分頻部分，其配置為通過以預(yù)定分頻比對所述內(nèi)部時鐘信號進(jìn)行分頻以生成所述比較時鐘信號；振蕩器控制部分，其配置為基于所述誤差信號生成用于控制從所述振蕩部分輸出的所述內(nèi)部時鐘信號的頻率的振蕩控制信號；以及分頻器控制部分，其配置為基于所述誤差信號生成用于控制所述分頻部分的偏置電流的分頻控制信號； 以及信號處理部分，其配置為基于所述內(nèi)部時鐘信號進(jìn)行工作，其中，配置所述振蕩器控制部分和所述分頻器控制部分，以使得既在引入過程中又在鎖定時，所述振蕩控制信號和所述分頻控制信號基于所述誤差信號以相互具有預(yù)定關(guān)系的方式進(jìn)行響應(yīng)，或者配置所述振蕩器控制部分和所述分頻器控制部分，以使得既在引入過程中又在鎖定時，所述振蕩部分和所述分頻部分基于所述誤差信號執(zhí)行互鎖操作。
15.一種鎖相環(huán)電路的控制方法，所述控制方法包含以下步驟將外部基準(zhǔn)時鐘信號的相位和比較時鐘信號的相位進(jìn)行比較，并生成對應(yīng)于比較結(jié)果的誤差信號；生成振蕩頻率對應(yīng)于所述誤差信號的內(nèi)部時鐘信號；通過以預(yù)定分頻比對所述內(nèi)部時鐘信號進(jìn)行分頻以生成所述比較時鐘信號；基于所述誤差信號生成用于控制所述內(nèi)部時鐘信號的頻率的振蕩控制信號；以及基于所述誤差信號生成用于控制執(zhí)行所述分頻的電路的偏置電流的分頻控制信號，其中，使得所述振蕩控制信號和所述分頻控制信號既在引入過程中又在鎖定時基于所述誤差信號以相互具有預(yù)定關(guān)系的方式進(jìn)行響應(yīng)。
16.一種鎖相環(huán)電路的控制方法，所述控制方法包含以下步驟將外部基準(zhǔn)時鐘信號的相位和比較時鐘信號的相位進(jìn)行比較，并生成對應(yīng)于比較結(jié)果的誤差信號；生成振蕩頻率對應(yīng)于所述誤差信號的內(nèi)部時鐘信號； 通過以預(yù)定分頻比對所述內(nèi)部時鐘信號進(jìn)行分頻以生成所述比較時鐘信號； 基于所述誤差信號生成用于控制所述內(nèi)部時鐘信號的頻率的振蕩控制信號；以及基于所述誤差信號生成用于控制執(zhí)行所述分頻的電路的偏置電流的分頻控制信號； 其中，操作生成所述內(nèi)部時鐘信號的步驟和生成所述比較時鐘信號的步驟以便既在引入過程中又在鎖定時，基于所述誤差信號彼此互鎖。
17.一種鎖相環(huán)電路，包含相位頻率比較部件，其用于將外部基準(zhǔn)時鐘信號的相位和比較時鐘信號的相位進(jìn)行比較，并生成對應(yīng)于比較結(jié)果的誤差信號；振蕩部件，其用于生成振蕩頻率對應(yīng)于所述誤差信號的內(nèi)部時鐘信號； 分頻部件，其用于通過以預(yù)定分頻比對所述內(nèi)部時鐘信號進(jìn)行分頻以生成所述比較時鐘信號；振蕩器控制部件，其用于基于所述誤差信號生成用于控制從所述振蕩部件輸出的所述內(nèi)部時鐘信號的頻率的振蕩控制信號；以及分頻器控制部件，其用于基于所述誤差信號生成用于控制所述分頻部件的偏置電流的分頻控制信號，其中，配置所述振蕩器控制部件和所述分頻器控制部件，以使得既在引入過程中又在鎖定時，所述振蕩控制信號和所述分頻控制信號基于所述誤差信號以相互具有預(yù)定關(guān)系的方式進(jìn)行響應(yīng)。
18.一種鎖相環(huán)電路，包含相位頻率比較部件，其用于將外部基準(zhǔn)時鐘信號的相位和比較時鐘信號的相位進(jìn)行比較，并生成對應(yīng)于比較結(jié)果的誤差信號；振蕩部件，其用于生成振蕩頻率對應(yīng)于所述誤差信號的內(nèi)部時鐘信號； 分頻部件，其用于通過以預(yù)定分頻比對所述內(nèi)部時鐘信號進(jìn)行分頻以生成所述比較時鐘信號；振蕩器控制部件，其用于基于所述誤差信號生成用于控制從所述振蕩部件輸出的所述內(nèi)部時鐘信號的頻率的振蕩控制信號；以及分頻器控制部件，其用于基于所述誤差信號生成用于控制所述分頻部件的偏置電流的分頻控制信號，其中，配置所述振蕩器控制部件和所述分頻器控制部件，以使得既在引入過程中又在鎖定時，所述振蕩控制部件和所述分頻控制部件基于所述誤差信號執(zhí)行互鎖操作。
19.一種半導(dǎo)體集成電路，包含相位頻率比較部件，其用于將外部基準(zhǔn)時鐘信號的相位和比較時鐘信號的相位進(jìn)行比較，并生成對應(yīng)于比較結(jié)果的誤差信號；振蕩部件，其用于生成振蕩頻率對應(yīng)于所述誤差信號的內(nèi)部時鐘信號；分頻部件，其用于通過以預(yù)定分頻比對所述內(nèi)部時鐘信號進(jìn)行分頻以生成所述比較時鐘信號；振蕩器控制部件，其用于基于所述誤差信號生成用于控制從所述振蕩部件輸出的所述內(nèi)部時鐘信號的頻率的振蕩控制信號；以及分頻器控制部件，其用于基于所述誤差信號生成用于控制所述分頻部件的偏置電流的分頻控制信號；以及信號處理部件，其用于基于所述內(nèi)部時鐘信號進(jìn)行工作，其中，配置所述振蕩器控制部件和所述分頻器控制部件，以使得既在引入過程中又在鎖定時，所述振蕩控制信號和所述分頻控制信號基于所述誤差信號以相互具有預(yù)定關(guān)系的方式進(jìn)行響應(yīng)，或者配置所述振蕩器控制部件和所述分頻器控制部件，以使得既在引入過程中又在鎖定時，所述振蕩部件和所述分頻部件基于所述誤差信號執(zhí)行互鎖操作。
20. 一種電子設(shè)備，包含相位頻率比較部件，其用于將外部基準(zhǔn)時鐘信號的相位和比較時鐘信號的相位進(jìn)行比較，并生成對應(yīng)于比較結(jié)果的誤差信號；振蕩部件，其用于生成振蕩頻率對應(yīng)于所述誤差信號的內(nèi)部時鐘信號；分頻部件，其用于通過以預(yù)定分頻比對所述內(nèi)部時鐘信號進(jìn)行分頻以生成所述比較時鐘信號；振蕩器控制部件，其用于基于所述誤差信號生成用于控制從所述振蕩部件輸出的所述內(nèi)部時鐘信號的頻率的振蕩控制信號；以及分頻器控制部件，其用于基于所述誤差信號生成用于控制所述分頻部件的偏置電流的分頻控制信號；以及信號處理部件，其用于基于所述內(nèi)部時鐘信號進(jìn)行工作，其中，配置所述振蕩器控制部件和所述分頻器控制部件，以使得既在引入過程中又在鎖定時，所述振蕩控制信號和所述分頻控制信號基于所述誤差信號以相互具有預(yù)定關(guān)系的方式進(jìn)行響應(yīng)，或者配置所述振蕩器控制部件和所述分頻器控制部件，以使得既在引入過程中又在鎖定時，所述振蕩部件和所述分頻部件基于所述誤差信號執(zhí)行互鎖操作。
全文摘要
在此公開了鎖相環(huán)電路、半導(dǎo)體集成電路、電子設(shè)備和鎖相環(huán)電路的控制方法。所述鎖相環(huán)電路包括相位頻率比較部分，其配置為將外部基準(zhǔn)時鐘信號的相位和比較時鐘信號的相位進(jìn)行比較，并生成對應(yīng)于比較結(jié)果的誤差信號；振蕩部分，其配置為生成振蕩頻率對應(yīng)于所述誤差信號的內(nèi)部時鐘信號；分頻部分，其配置為通過以預(yù)定分頻比對所述內(nèi)部時鐘信號進(jìn)行分頻以生成所述比較時鐘信號；振蕩器控制部分，其配置為基于所述誤差信號生成用于控制從所述振蕩部分輸出的所述內(nèi)部時鐘信號的頻率的振蕩控制信號；以及分頻器控制部分，其配置為基于所述誤差信號生成用于控制所述分頻部分的偏置電流的分頻控制信號。
文檔編號H03L7/08GK102195642SQ20111004758
公開日2011年9月21日 申請日期2011年2月28日 優(yōu)先權(quán)日2010年3月8日
發(fā)明者佃恭范, 八木下雄貴 申請人:索尼公司