專利名稱：Rf信號生成電路以及無線發(fā)送機的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及在移動電話或無線LAN等的通信設備中無線發(fā)送數(shù)字信號的無線發(fā)送機，尤其涉及從數(shù)字信號生成RF脈沖信號的RF信號生成電路。本申請基于在日本申請的特愿2009-289772號(申請日2009年12月21日)以及特愿2010-196787號(申請日2010年9月2日)主張優(yōu)先權，將其內(nèi)容援引于此。
背景技術：
移動電話或無線LAN等的通信設備的發(fā)送部，要求與輸出功率無關地確保發(fā)送信號的精度，并且以低耗電進行動作。尤其是，通信設備的發(fā)送部最后部分的功率放大器的耗電占通信設備整體的50%以上，因此要求具有較高的功效。
近年來，作為有望具有較高功效的功率放大器，開關放大器受到關注。開關放大器將脈沖波形信號假想為輸入信號，維持其波形并進行功率放大。由開關放大器放大了的脈沖波形信號通過濾波器元件充分地抑制了期望頻率成分以外的頻率成分后，利用天線向空中發(fā)射。圖19是表示作為開關放大器的代表例的D級放大器I的電路圖。D級放大器I具有將兩個開關元件3a、3b串聯(lián)連接于電源2與接地端GND之間的結構。對兩個開關元件3a、3b，輸入互補的脈沖信號SI、S2作為開關控制信號，控制為開關元件3a、3b中的僅任ー者成為ON (接通)狀態(tài)。在電源2側(cè)的開關元件3a為0N，接地端GND側(cè)的開關元件3b為OFF(斷開)的情況下，從D級放大器I輸出與電源電壓相等的電壓。相反，在開關元件3a為0FF，開關元件3b為ON的情況下，從D級放大器I輸出與接地端電位相等的電壓。D級放大器I不需要偏置電流，因此功率損失在理想情況下為零。并且，開關元件3a、3b能夠用MOS場效應晶體管或雙極型晶體管構成。圖20是表示使用了 D級放大器I的無線發(fā)送機5的結構的方框圖。該結構在非專利文獻I中公開。在圖20中，對與圖19相同的結構部分標注相同的符號。無線發(fā)送機5由RF信號生成電路6、驅(qū)動放大器(driver amplifier) 7、以及D級放大器I構成。例如，在 W-CDMA (Wideband Code Division Multiple Access,寬帶碼分多址)方式的情況下，數(shù)字基帶8生成10比特以上的多比特無線信號。D級放大器I的輸入信號是脈沖波形信號。脈沖波形信號在一個脈沖中只能傳輸I比特，因此數(shù)字基帶8的輸出信號需要預先變換為I比特信息。作為變換為I比特信息的電路結構，為了良好地保持期望波的頻帶附近的雜音特性，采用Σ Δ (Sigma-Delta)調(diào)制器9a、9b。利用該電路結構，能夠?qū)o線發(fā)送信號在維持良好的雜音特性的情況下變換為脈沖波形信號，輸入D級放大器I?，F(xiàn)有技術文獻非專利文獻非專利文獻I :A. Frappe, B. Stefanelli, A. Flament, A. kaiser and A. Cathelin,“A DigitalΔ Σ RF Signal Generator For Mobile Communication Transmitters In90nm CMOS”，in IEEE RFIC Symp.，pp. 13-16，June 2008.

發(fā)明內(nèi)容
發(fā)明要解決的問題非專利文獻I中記載的D級放大器I實際上并未實現(xiàn)高效率內(nèi)導體功率放大。其理由說明如下。構成D級放大器I的開關元件3a、3b理想情況下在ON狀態(tài)時端子間阻抗為零，OFF狀態(tài)時端子間阻抗為無限大。在圖19所示的D級放大器I中，在開關元件3a、3b分別從0N/0FF狀態(tài)反轉(zhuǎn)的情況下，開關元件3b的輸出端子電壓從電源電壓瞬間下降為接地端 電位。另外，開關元件3b變?yōu)镺N狀態(tài)后，負載與接地端GND連接，電流流入開關元件3b。由開關元件3b產(chǎn)生的熱損失等于其輸出端子電壓與流過開關元件3b的電流的積。另外，在開關元件3b為ON狀態(tài)的情況下，其輸出電壓為接地端電位即為零，因此不產(chǎn)生熱損失。另ー方面，在開關元件3b為OFF狀態(tài)的情況下，電流不流入開關元件3b，因此不廣生熱損失。因此，開關元件3b的熱損失僅在從ON狀態(tài)遷移為OFF狀態(tài)，或者從OFF狀態(tài)遷移為ON狀態(tài)的過程中產(chǎn)生。例如，在從ON狀態(tài)遷移為OFF狀態(tài)的過程中產(chǎn)生的熱損失等于開關元件3b的輸出端子電壓下降為接地端電位為止的電壓波形與該遷移過程中流過開關元件3b的電流的波形的積(即，I-V重疊(overlap))。在開關元件3b為理想情況下，輸出端子電壓的下降時間可近似地視為零，因而電壓波形與電流波形的重復成分也近似為零，不產(chǎn)生熱損失。實際上，D級放大器I中的開關元件3a由P型FET構成，開關元件3b由N型FET構成。對P型FET而言，對柵極端子提供與閾值相比足夠低的電壓后，成為使漏極與源極間短路的ON狀態(tài)，另一方面，對柵極端子提供與閾值相比足夠高的電壓后，成為使漏極與源極間斷開的OFF狀態(tài)。對N型FET而言，對柵極端子提供與閾值相比足夠低的電壓后成為OFF狀態(tài)，另ー方面，對柵極端子提供與閾值相比足夠高的電壓后成為ON狀態(tài)。FET元件由于溝道電阻、漏扱-源極間電容等寄生參數(shù)，在ON狀態(tài)時漏扱-源極間的阻抗高于零，在OFF狀態(tài)時漏極-源極間仍存在電容性的有限阻杭。一般而言，對由FET元件構成的D級放大器而言，在上側(cè)的P型FET與下側(cè)的N型FET分別從0N/0FF狀態(tài)反轉(zhuǎn)的情況下，N型FET的漏極電壓按照由溝道電阻與漏極-源極間電容決定的RC時間常數(shù)較遲鈍地下降。在如上所述存在遲鈍現(xiàn)象的情況下，I-V重疊變大，由FET元件產(chǎn)生的熱損失為有限的值。FET元件的熱損失在漏極電壓下降為接地電位為止的期間內(nèi)的漏極電流較大的情況下，不可忽略地變大。在圖20所示的無線發(fā)送機5中，輸入D級放大器I的脈沖波形信號是由Σ Δ調(diào)制器9a、9b生成的時鐘同步型的脈沖信號。另ー方面，從脈沖信號再生的無線信號的相位與Σ Δ調(diào)制器9a、9b的時鐘信號不相關。若考慮FET元件的漏極電流的相位與無線信號的相位相等，則漏極電壓與漏極電流的相位關系不相關。這意味著，在漏極電壓的下降開始時刻，漏極電流變大。即，D級放大器I的耗電變大。本發(fā)明的目的在于提供具有良好的雜音特性及失真特性、小型且高功效的RF信號生成電路。另外，本發(fā)明的另一目的在于提供使用了該RF信號生成電路的無線發(fā)送機。用于解決問題的手段本發(fā)明提供ー種RF信號生成電路，適用于數(shù)字信號的無線發(fā)送，包括正交調(diào)制器，對數(shù)字信號進行正交調(diào)制；振幅檢測器，檢測正交調(diào)制器的輸出信號的振幅并輸出振幅信號；相位檢測器，檢測正交調(diào)制器的輸出信號的相位并輸出相位信號；脈沖相位信號生成器，基于相位信號生成脈沖波形的脈沖相位信號；Σ Δ調(diào)制器，與脈沖相位信號同步，對 振幅信號進行Σ △調(diào)制；以及混頻器，混合Σ △調(diào)制器的輸出信號與脈沖相位信號，生成RF脈沖信號。本發(fā)明提供ー種RF信號生成電路，適用于數(shù)字信號的無線發(fā)送，包括振幅檢測器，檢測數(shù)字信號的振幅并輸出振幅信號；相位檢測器，檢測數(shù)字信號的相位并輸出相位信號；脈沖相位信號生成器，基于相位信號生成脈沖波形的脈沖相位信號；Σ Δ調(diào)制器,與脈沖相位信號同步，對振幅信號進行Σ △調(diào)制；以及混頻器，混合Σ △調(diào)制器的輸出信號與脈沖相位信號，生成RF脈沖信號。本發(fā)明提供ー種無線發(fā)送機，無線發(fā)送數(shù)字信號，包括振幅檢測器，檢測數(shù)字信號的振幅并輸出振幅信號；相位檢測器，檢測數(shù)字信號的相位并輸出相位信號；脈沖相位信號生成器，基于相位信號生成脈沖波形的脈沖相位信號；Σ Δ調(diào)制器,與脈沖相位信號同步，對振幅信號進行Σ △調(diào)制；混頻器，混合Σ △調(diào)制器的輸出信號與脈沖相位信號，生成RF脈沖信號；以及放大器，將RF脈沖信號的正極性電平變換為預先設定的基準電壓值，將RF脈沖信號的負極性電平變換為接地電位。本發(fā)明提供ー種RF信號生成方法，適用于數(shù)字信號的無線發(fā)送，對數(shù)字信號進行正交調(diào)制；檢測進行了正交調(diào)制的數(shù)字信號的振幅并輸出振幅信號；檢測進行了正交調(diào)制的數(shù)字信號的相位并輸出相位信號；基于相位信號生成脈沖波形的脈沖相位信號；與脈沖相位信號同步，對振幅信號進行Σ △調(diào)制；以及混合進行了Σ △調(diào)制的振幅信號與脈沖相位信號，生成RF脈沖信號。本發(fā)明提供ー種RF信號生成方法，適用于數(shù)字信號的無線發(fā)送，檢測數(shù)字信號的振幅并輸出振幅信號；檢測數(shù)字信號的相位并輸出相位信號；基于相位信號生成脈沖波形的脈沖相位信號；與脈沖相位信號同步，對振幅信號進行Σ △調(diào)制；以及混合進行了Σ Δ調(diào)制的振幅信號與脈沖相位信號，生成RF脈沖信號。本發(fā)明提供ー種信號處理方法，適用于數(shù)字信號的無線發(fā)送，檢測數(shù)字信號的振幅并輸出振幅信號；檢測數(shù)字信號的相位并輸出相位信號；基于相位信號生成脈沖波形的脈沖相位信號；與脈沖相位信號同步，對振幅信號進行Σ Δ調(diào)制；混合進行了Σ Δ調(diào)制的振幅信號與脈沖相位信號，生成RF脈沖信號；將RF脈沖信號的正極性電平變換為預先設定的基準電壓值；以及將RF脈沖信號的負極性電平變換為接地電位。本發(fā)明提供ー種無線發(fā)送機，無線發(fā)送數(shù)字信號，包括振幅檢測器，檢測數(shù)字信號的振幅并輸出振幅信號；相位檢測器，檢測數(shù)字信號的相位并輸出相位信號；脈沖相位信號生成器，基于相位信號生成脈沖波形的脈沖相位信號；多值輸出型的Σ Δ調(diào)制器,與脈沖相位信號同步，對振幅信號進行Σ △調(diào)制；混頻器，混合Σ △調(diào)制器的輸出信號與脈沖相位信號，生成RF脈沖信號；以及放大器，根據(jù)所述Σ Δ調(diào)制器的輸出值，將RF脈沖信號變換為預先設定的基準電壓值。發(fā)明的效果根據(jù)本發(fā)明，能夠減少適用于無線發(fā)送機的D級放大器的開關元件的開關動作中端子間電壓及電流的重復，由此能夠減少由開關元件產(chǎn)生的熱損失。據(jù)此，能夠在D級放大器中實現(xiàn)良好的雜音特性及失真特性，并且實現(xiàn)較高的功效。


圖I是表示本發(fā)明的實施例I所涉及的無線發(fā)送機的結構的方框圖。圖2是用于說明實施例I所涉及的無線發(fā)送機的動作的時序圖。圖3是表示實施例I所涉及的無線發(fā)送機中的RF信號生成電路所包括的IQ調(diào)制器的結構的電路圖。圖4是表示實施例I所涉及的無線發(fā)送機中的RF信號生成電路所包括的振幅/相位檢測器的結構的方框圖。圖5是表示實施例I所涉及的無線發(fā)送機中的RF信號生成電路所包括的Σ Δ調(diào)制器的結構的電路圖。圖6是表示實施例I所涉及的無線發(fā)送機中的RF信號生成電路所包括的混頻器的結構的電路圖。圖7是表示實施例I所涉及的無線發(fā)送機中的D級放大器的結構的電路圖。圖8是表示D級放大器的其他結構的電路圖。圖9是表示本發(fā)明的實施例2所涉及的無線發(fā)送機的結構的方框圖。圖10是表示實施例2所涉及的無線發(fā)送機中的RF信號生成電路所包括的振幅檢測器的結構的方框圖。圖11是表示實施例2所涉及的無線發(fā)送機中的RF信號生成電路所包括的相位檢測器的結構的方框圖。圖12是表示本發(fā)明的實施例3所涉及的無線發(fā)送機的結構的方框圖。圖13是表示實施例3所涉及的無線發(fā)送機中的RF信號生成電路所包括的Σ Δ調(diào)制器的結構的電路圖。圖14是表示圖13所示的Σ Δ調(diào)制器所包括的三值輸出型比較器的輸入輸出關系的圖。圖15是表示圖12所示的RF信號生成電路的后面連接的解碼器的動作的真值表。圖16是表示本發(fā)明的實施例4所涉及的無線發(fā)送機的結構的方框圖。 圖17是表示實施例4所涉及的無線發(fā)送機中的RF信號生成電路所包括的Σ Δ調(diào)制器的結構的電路圖。圖18是實施例4所涉及的無線發(fā)送機中的帶切換功能解碼器所適用的兩種真值表。圖19是表示根據(jù)以往技術的D級放大器的結構的電路圖。圖20是表示使用了根據(jù)以往技術的D級放大器的無線發(fā)送機的結構的方框圖。
具體實施方式
參考實施例與附圖詳細說明本發(fā)明。此處，對相同的結構部分標注相同的符號。實施例I圖I是表示本發(fā)明的實施例I所涉及的無線發(fā)送機10的結構的方框圖。無線發(fā)送機10包括RF信號生成電路11、驅(qū)動放大器12、以及D級放大器13。RF信號生成電路11由數(shù)字基帶20、IQ調(diào)制器21、振幅/相位檢測器22、脈沖相位信號生成器23、Σ Δ調(diào)制器24、以及混頻器25構成。IQ調(diào)制器21將由數(shù)字基帶20生成的正交無線信號變換為RF信號。振幅/相位檢測器22分割提取RF信號所包含的振幅信號Y與相位信號Θ。振幅信號Y被提供給Σ Δ調(diào)制器24，相位信號Θ被提供給脈沖相位信號 生成器23。脈沖相位信號生成器23生成在相位信號Θ為O。 180°的情況下為High，在相位信號Θ為180° 360°的情況下為Low的脈沖相位信號。脈沖相位信號被提供給Σ Δ調(diào)制器24的時鐘端子以及混頻器25。脈沖相位信號的上升沿與相位信號Θ為O。的點一致，下降沿與相位信號Θ為180°的點一致。Σ Λ調(diào)制器24將脈沖相位信號作為時鐘信號輸入，將振幅信號Y變換為脈沖波形的脈沖振幅信號，并提供給混頻器25。并且，脈沖振幅信號的脈沖速率不恒定，與脈沖相位信號同步變化?；祛l器25在脈沖振幅信號為Low的情況下輸出低電平，在脈沖振幅信號為High的情況下輸出與脈沖相位信號相等的電平。D級放大器13構成為將兩個開關元件31a、31b串聯(lián)連接于電源30與接地端GND之間。D級放大器13輸出與輸入到開關元件31a、31b的脈沖波形具有相同波形的脈沖電壓信號?；祛l器25的輸出信號及其互補信號經(jīng)由驅(qū)動放大器12輸入到D級放大器13的開關元件31a、31b。濾波器電路14在D級放大器13的后面連接，具有與RF信號的頻帶ー致的通過頻帶，選擇性地僅使從D級放大器13輸出的脈沖電壓信號所包含的RF信號通過。在濾波器電路14的后面連接負載15，據(jù)此再生RF信號。圖2是表不RF信號生成電路11的內(nèi)部信號和輸出信號、以及D級放大器13的輸出信號的時序圖。具體而言，表示從振幅/相位檢測器22輸出的相位信號Θ、從脈沖相位信號生成器23輸出的脈沖相位信號、從Σ Δ調(diào)制器24輸出的脈沖振幅信號、混頻器25的輸出信號、以及D級放大器13的輸出信號。在混頻器25的輸出信號，即RF信號生成電路11的輸出脈沖信號中，狀態(tài)遷移點(即上升沿、下降沿)與脈沖相位信號的狀態(tài)遷移點一致。脈沖相位信號的上升沿及下降沿分別與相位信號Θ的0°及180° —致，因而RF信號生成電路11的輸出脈沖信號的上升沿及下降沿與RF信號的相位0°及180° —致。如圖2所示，D級放大器13的輸出信號是與輸入信號相等的脈沖波形的脈沖電壓信號。作為與D級放大器13的輸出端子連接的濾波器電路14的輸入輸出端子間阻抗，使用對RF信號占用的頻帶與負載15相比足夠小，對其他頻帶與負載15相比足夠大的阻杭。從D級放大器13輸入濾波器電路14的電流近似等于將D級放大器13的輸出端子的脈沖電壓信號所包含的RF信號成分除以負載15的電阻值而得到的值。即，從D級放大器13輸入濾波器電路14的電流的波形與RF信號的波形相等。換言之，D級放大器13的輸出電流的相位與RF信號的相位一致。若考慮構成D級放大器13的開關元件31a、31b的0N/0FF遷移點與RF信號生成電路11的輸出脈沖信號的狀態(tài)遷移點一致，則開關元件31a、31b的ON/OFF遷移點處的D級放大器13的輸出電流的相位為0°或180°。即，在開關元件31a、31b的ON/OFF遷移點處，輸出電流瞬間為零。因此，在本發(fā)明的實施例I中，能夠使D級放大器13的開關元件31a、31b的0N/0FF遷移點處的輸出電流為零，從而將開關元件31a、31b中的I-V重疊抑制為最小限度。S卩，與非專利文獻I相比，能夠?qū)級放大器13的耗電抑制得較小。圖3是表示RF信號生成電路11的IQ調(diào)制器21的結構的電路圖。IQ調(diào)制器21由IQ局部振蕩器40、混頻器41a、41b、以及合成器42構成。IQ局部振蕩器40生成具有與RF信號的載波頻率相等的頻率，并且相互具有90°的相位差的兩個正弦波形的電壓信號?；祛l器41a、41b分別輸出兩個輸入信號的積?；祛l器41a中輸入基帶信號I和由IQ局部振蕩器40生成的正弦波信號(相位0° )?；祛l器41b中輸入基帶信號Q和由IQ局部振蕩器40生成的另ー個正弦波信號(即，與輸入混頻器41a的正弦波信號相比，相位 延遲了 90°的正弦波信號)?；祛l器42輸出混頻器41a、41b的輸出信號的和。由IQ局部振蕩器40生成的兩個正弦波信號，即電壓信號Vlo_i、Vlo_q用數(shù)式I及數(shù)式2表示。數(shù)式IVlo_i = Acos (ω ct)數(shù)式2Vlo_q = Asin (ω ct)在數(shù)式I及數(shù)式2中，ω。是相當于載波頻率的角頻率。假設輸入到混頻器41a、41b的基帶信號分別為Vbb_i、Vbb_q,則它們用數(shù)式3及數(shù)式4表示。數(shù)式3Vbb_i = Bcos (cobt+ θ )數(shù)式4Vbb_q = _Bsin(cobt+ θ )在數(shù)式3及數(shù)式4中，B表示振幅信息，Θ表示相位信息。cob是相當于中間頻率的角頻率。混頻器41a、41b分別輸出Vlo_i與Vbb_i的積、以及Vlo_q與Vbb_q的積。假設混頻器41a、41b的輸出電壓信號為Vmixl、Vmix2，則它們用數(shù)式5及數(shù)式6表示。數(shù)式5Vmixl = O. 5 X AB {cos ((ω c+ cob) t+ Θ ) +cos ((ω c- cob) t_ Θ )}數(shù)式6Vmix2 = 0. 5 X AB {cos ((ω c+ ω b) t+ Θ ) -cos ((ω c- ω b) t_ Θ )}合成器42計算混頻器41a、41b的輸出信號的和，即Vmixl與Vmix2的和。假設合成器42的輸出電壓信號為Vcomb,則它用數(shù)式7表不。數(shù)式7Vcomb = ABcos ((ω c+ω b) t+Θ )合成器42的輸出電壓信號Vcomb是與基帶信號的角頻率相比増加了 ω。的信號，相當于RF信號。圖4是表示實施例I所涉及的無線發(fā)送機10的振幅/相位檢測器22的結構的方框圖。振幅/相位檢測器22由振幅檢測器22a和相位檢測器22b構成。振幅檢測器22a由ニ極管51、電阻52、以及電容(電容器)53構成。ニ極管51輸出與輸入電壓的平方成正比的電流。在對ニ極管51輸入了 RF信號的情況下，振幅值越大，則從ニ極管51輸出的電流值的時間平均值越大。在ニ極管51的后面連接的電阻52及電容53構成濾波器電路，僅取出ニ極管51的輸出電流所包含的DC成分。該DC成分等于ニ極管51的輸出電流的時間平均值。因此，RF信號的振幅值越大，則DC成分越大。換言之，輸入ニ極管51的RF信號的振幅值與ニ極、管51的輸出電流的DC成分具有單調(diào)增加的關系，并且具有一対一的關系。因此，能夠從ニ極管51的輸出信號的DC成分中提取RF信號所包含的振幅信息。相位檢測器22b由比較器54構成。比較器54的輸出電平在輸入信號為正值的情況下是High，在輸入信號為負值的情況下是Low。RF信號在相位為0° 180°的情況下為正值，在相位為180° 360°的情況下為負值。因此，RF信號輸入比較器54后，在相位為0° 180°的情況下輸出High電平,在相位為180° 360°的情況下輸出Low電平。比較器54的輸出波形理想情況下為矩形波。實際上，由于比較器54的輸出部中存在有寄生的電阻、電容，所以比較器的輸出波形接近正弦波。在相位檢測部2b的后面連接的脈沖相位信號生成器23是將接近正弦波的相位信號再次成形為矩形波信號的部件。脈沖相位信號生成器23與相位檢測器22b相同，能夠由比較器構成。不過，為了避免由于寄生參數(shù)而使矩形波恢復為正弦波，將高增益的放大器連接于比較器的輸出部，據(jù)此使相位0°及180°時的波形傾斜變得急劇，使比較器的輸出波形接近矩形波。圖5是表示實施例I所涉及的無線發(fā)送機10的Σ Δ調(diào)制器24的結構的電路圖。Σ Δ調(diào)制器24以比輸入信號的時鐘頻率高的時鐘頻率動作，將輸入信號具有的多比特信息變換為I比特信息并輸出。另外，由Σ Δ調(diào)制器24產(chǎn)生的量化雜音具有在奈奎斯特頻率處最高，頻率越低則越小的性質(zhì)。通過使Σ Δ調(diào)制器24以與輸入信號的時鐘頻率相比足夠高的時鐘頻率動作，能夠?qū)⑤斎胄盘柤{入與奈奎斯特頻率相比足夠低的頻域中。這樣，通過以較高的時鐘頻率使Σ Δ調(diào)制器24動作，輸入信號能夠不易受到量化雜音的影響。Σ Δ調(diào)制器24由乘法器60a 60g、加法器61a 61e、除法器62a 62c、以及一比特比較器63構成。若假設Σ Λ調(diào)制器24的輸入信號為X(Z)，輸出信號為Y(Z)，由一比特比較器63產(chǎn)生的量化雜音為N(Z)，則它們用數(shù)式8定義。其中，z = e&)，ω是角頻率。數(shù)式8
_]ル)I⑷ 4- Njzj- 257 + 769z - 768z2 -h 256z3)
-232 + 713z-736z2 +256z3在DC(即頻率為零)的情況下，z = 1，因而量化雜音N(Z)為0，數(shù)式8的分母為I，輸出信號Y(Z)與輸入信號X(Z)相等。這意味著在DC的情況下，Σ Δ調(diào)制器24的輸出信號Y(Z)完全不受量化雜音的影響。
圖6是表示實施例I所涉及的無線發(fā)送機10的RF信號生成電路11所包括的混頻器25的結構的電路圖?；祛l器25是邏輯元件，能夠由ー個AND元件70構成。AND元件70是ニ輸入ー輸出，僅在兩個輸入均為High的情況下輸出為High,在兩個輸入為Low的情況下輸出為Low。構成混頻器25的AND兀件70輸入脈沖相位信號生成器23的輸出信號和Σ Δ調(diào)制器24的輸出信號。此處，在Σ Δ調(diào)制器24的輸出電平為High的情況下，AND元件70保持原樣地輸出脈沖相位信號生成器23的輸出信號。相反,在Σ Δ調(diào)制器24的輸出電平為Low的情況下，AND元件70的輸出為Low。圖7是表示實施例I所涉及的無線發(fā)送機10的D級放大器13的結構的電路圖，示出開關元件31a、31b的具體結構。如圖I所示，D級放大器13串聯(lián)連接兩個開關元件31a、31b而構成。如圖7所示，開關元件31a、31b分別具有控制端子80、信號端子81a、81b。對控制端子80輸入High 后，信號端子81a、81b短路而變?yōu)镺N狀態(tài),另ー方面，對控制端子80輸入Low后,信號端子81a、81b不連接，變?yōu)镺FF狀態(tài)。開關元件31a、31b能夠使用MOS晶體管90或雙極型晶體管91實現(xiàn)。此處，控制端子80相當于柵極90a或基極91a，信號端子81a相當于源極90b或發(fā)射極91b，信號端子81b相當于漏極90c或集電極91c。圖8是表示D級放大器13的其他結構的電路圖。作為D級放大器13的結構，在圖I所示的結構之外，能夠采用圖8所示的結構。在圖8中，D級放大器13由兩個開關元件SWl、SW2和兩個電流源CSl、CS2構成。并且，開關元件SWl、SW2能夠使用圖7所示的MOS晶體管90或雙極型晶體管91實現(xiàn)。在圖8中，在左開關元件SWl為斷開狀態(tài)，右開關元件SW2為接通狀態(tài)時，左電流源CSl的輸出電流對D級放大器13的外部輸出，經(jīng)由濾波器電路14以及負載15流入右開關元件SW2。另ー方面，右電流源CS2的輸出電流流入右開關元件SW2，因此不供應給濾波器電路14以及負載15。相反，在左開關元件SWl為接通狀態(tài)，右開關元件SW2為斷開狀態(tài)時，右電流源CS2的輸出電流經(jīng)由濾波器電路14以及負載15流入左開關元件SW1。若對開關元件SW1、SW2輸入脈沖信號及其互補信號，則開關元件SW1、SW2交替接通/斷開，與脈沖的High與Low對應，電流脈沖在正向與負向上流入負載15。濾波器電路14對RF信號占用的頻帶成分使輸入輸出之間斷開，另一方面，對RF信號的頻帶以外的成分使輸入輸出之間短路。因此，負載15兩端的電壓信號僅是輸入脈沖信號所包含的RF信號成分。根據(jù)實施例1，使從振幅/相位檢測器22輸出的振幅信號與從脈沖相位信號生成器23輸出的脈沖相位信號同步，由Σ Δ調(diào)制器24進行調(diào)制，因而能夠使D級放大器13的開關元件(31a、31b或SW1、SW2)的開關動作中的端子間電壓/電流的重疊變小，由此，能夠減少由開關元件產(chǎn)生的熱損失。據(jù)此，能夠在D級放大器13中實現(xiàn)良好的雜音特性和失真特性，并且實現(xiàn)較高的功效。實施例2接著說明本發(fā)明的實施例2。圖9是表示本發(fā)明的實施例2所涉及的無線發(fā)送機100的結構的方框圖。在圖9中，對與圖I所示的結構部分相同的結構部分標注相同的符號，省略其說明。與實施例I的無線發(fā)送機10相比，實施例2的無線發(fā)送機100將RF信號生成電路11置換為RF信號生成電路110。RF信號生成電路110與RF信號生成電路11具有相同的功能，但信號生成過程不同。以下說明RF信號生成電路110的結構以及動作。在圖9中，RF信號生成電路110由數(shù)字基帶20、振幅檢測器26、相位檢測器27、脈沖相位信號生成器23、Σ Λ調(diào)制器24、以及混頻器25構成。并且，數(shù)字基帶20、脈沖相位信號生成器23、Σ Δ調(diào)制器24、以及混頻器25與RF信號生成電路11的結構部分相同。由數(shù)字基帶20生成的無線信號(基帶信號)輸入到振幅檢測器26以及相位檢測器27。振幅檢測器26計算從數(shù)字基帶20輸出的基帶信號(IQ信號)的平方和，計算RF信號的振幅值(即振幅信號)。相位檢測器27使用數(shù)字基帶20的IQ信號和振幅檢測器26 的振幅信號，生成RF信號的相位信號。由振幅檢測器26和相位檢測器27輸出的振幅信號和相位信號與從振幅/相位檢測器22輸出的振幅信號Y和相位信號Θ相同。該振幅信號Y和相位信號Θ與實施例I同樣，由脈沖相位信號生成器23、Σ Δ調(diào)制器24、以及混頻器25變換為RF脈沖信號，從RF信號生成電路110輸出。圖10是表示無線發(fā)送機100的RF信號生成電路110所包括的振幅檢測器26的結構的方框圖。振幅檢測器26由兩個平方器120a、120b、ー個加法器121、以及ー個平方根計算器122構成。平方器120a、120b計算輸入信號(即I信號及Q信號)的平方。加法器121計算平方器120a、120b的輸出信號(即I信號的平方、Q信號的平方)的和。平方根計算器122計算加法器121的加法結果的平方根。此處，IQ信號是振幅相等，并且相互具有90°的相位差的正交關系。因此，IQ信號的振幅值能夠通過計算其平方和的平方根而得至IJ。另外，IQ信號的振幅值與RF信號的振幅值相等，因此通過對振幅檢測器26輸入IQ信號，能夠得到RF信號的振幅值。圖11是表示無線發(fā)送機100的RF信號生成電路110所包括的相位檢測器27的結構的方框圖。相位檢測器27由除法器130和IQ調(diào)制器131構成。該IQ調(diào)制器131與圖3所示的IQ調(diào)制器21相同。除法器130具有I輸入端子(Iin)、Q輸入端子(Qin)、r輸入端子(rin)、I輸出端子(lout)、以及Q輸出端子(Qout)。乘法器130分別從I輸出端子和Q輸出端子，輸出將輸入到I輸入端子和Q輸入端子的電壓信號(I信號、Q信號)除以輸入到r輸入端子的電壓信號(V (I信號的平方+Q信號的平方)=振幅)而得到的結果。數(shù)式3及數(shù)式4所示的數(shù)字基帶信號(即IQ信號)被輸入到除法器130的I輸入端子和Q輸入端子，另ー方面，r輸入端子中輸入振幅信號(即，輸入了數(shù)據(jù)庫信號(IQ信號)的振幅檢測器26的輸出信號)。在此情況下，除法器130的I輸出端子以及Q輸出端子的輸出信號Vbb_i Θ、Vbb_q Θ作為振幅為I的正弦波/余弦波信號用數(shù)式9以及數(shù)式10表示。數(shù)式9Vbb_i Θ =cos(cobt+0)數(shù)式10Vbb_q θ = -sin ( ω bt+ θ )并且，數(shù)式9、數(shù)式10表示的Vbb_i Θ、Vbb_q0相當于在數(shù)式3、數(shù)式4表示的Vbb_i>Vbb_q中在右邊的B中代入I而得到的值。
將除法器的輸出130信號Vbb_i Θ、Vbb_q Θ輸入IQ調(diào)制器131后，IQ調(diào)制器131輸出數(shù)式11表不的輸出信號Vcomb Θ。并且,數(shù)式11表不的Vcomb Θ相當于在數(shù)式7表不的Vcomb的右邊在B中代入I而得到的值。數(shù)式11Vcomb Θ = Acos ((ω c+ ω b) t+ Θ )數(shù)式11的右邊表示，RF信號的振幅信息被刪去，僅留下相位信號。因此，相位檢測器27輸出相位信號。
并且，實施例2的無線發(fā)送機100使用的D級放大器13除了圖9所示的結構以外還能夠采用圖8所示的結構。根據(jù)實施例2，使從振幅檢測器26輸出的振幅信號與從脈沖相位信號生成器23輸出的脈沖相位信號同步，由Σ Δ調(diào)制器24進行調(diào)制，因而能夠使D級放大器13的開關元件(31a,31b)的開關動作中的端子間電壓及電流的重復變小，由此，能夠減少由開關元件產(chǎn)生的熱損失。據(jù)此，能夠在D級放大器13中實現(xiàn)良好的雜音特性和失真特性，并且實現(xiàn)較高的功效。實施例3接著說明本發(fā)明的實施例3。圖12是表示本發(fā)明的實施例3所涉及的無線發(fā)送機200的結構的方框圖。在圖12中，對與圖I相同的結構要素標注相同的符號，省略其說明。與圖I所示的實施例I相比，在實施例3中將RF信號生成電路11置換為RF信號生成電路111，將驅(qū)動放大器12置換為驅(qū)動放大器120，將D級放大器13置換為D級放大器130。另外，在RF信號生成電路
111與驅(qū)動放大器120之間插入解碼器16。RF信號生成電路111在RF信號生成電路11中將Σ Δ調(diào)制器24置換為Σ Δ調(diào)制器241。圖13是表示RF信號生成電路111的Σ Λ調(diào)制器241的結構的電路圖。Σ Λ調(diào)制器241是在圖5所示的Σ Δ調(diào)制器24中將一比特比較器63置換為三值輸出型比較器64而得到的部件。圖14是表示Σ Δ調(diào)制器24的三值輸出型比較器64的輸入輸出關系的圖。如圖14所示，三值輸出型比較器64具有兩個對輸入值的判定閾值(-1/3、1/3)，具有三個輸出值(_1、0、1)。RF信號生成電路111的混頻器25混合Σ Δ調(diào)制器241的輸出信號與脈沖相位信號生成器23的輸出信號，并輸出該混合信號。并且，脈沖相位信號生成器23的輸出信號為ニ值(即O或I)，因此RF信號生成電路111的輸出值的數(shù)量與Σ Δ調(diào)制器241的輸出值的數(shù)量相同，為三個(_1、0、1)。在實施例3所涉及的無線發(fā)送機200中，D級放大器130由三個開關元件31a、31b、以及33a構成。該開關元件31a、31b、以及33a與圖I所示的D級放大器13的開關元件31a、31b為相同結構，各開關元件在對控制端子輸入High時為ON狀態(tài)，輸入Low時為OFF狀態(tài)。電壓值為VDD的電源30連接于開關元件31a，接地端GND連接于開關元件31b，電壓值為VDD/2的電源32連接于開關元件33a。另外，開關元件31a、31b、以及33a相互連接，構成D級放大器130的輸出端子。在三個開關元件31a、31b、以及33a中，僅對ー個開關元件始終輸入High，對剩余的兩個開關元件輸入Low。D級放大器130的輸出端子連接于輸入了 High的開關元件，輸出其電壓源的電壓。即，D級放大器130的輸出電壓值是Vdd、Vdd/2、以及O這三個值中的任ー個。構成D級放大器130的開關元件31a、31b、以及33a的控制信號由解碼器16生成。解碼器16根據(jù)從RF信號生成電路111輸出的三個值，按照圖15所示的真值表，生成控制信號A、B、以及C，并經(jīng)由驅(qū)動放大器120提供給開關元件31a、33a、以及31b。S卩，若RF信號生成電路111的輸出值為1，則對連接于Vdd的開關元件31a輸入High，若輸出值為0，則對連接于Vdd/2的開關元件33a輸入High，若輸出值為-I，則對連接于接地端GND的開關元件31b輸入High。Σ Δ調(diào)制器241的三值輸出型比較器64與一比特比較器63相比能取的輸出值的數(shù)量較多，因此與ー比特比較器63相比，量化雜音(即輸入信號與輸出信號的差)在統(tǒng)計上較小。因此，實施例3中產(chǎn)生的量化雜音比實施例I中產(chǎn)生的量化雜音小，其結果是，實施例3中生成的無線信號的信號對雜音功率比(SNR)與實施例I相比有所提高。
在實施例3中，RF信號生成電路111的輸出值的數(shù)量以及D級放大器130的輸出電壓值的數(shù)量均為“3”，但這些數(shù)量也能夠擴大為“3”以上的數(shù)量N，或者減少為“3”以下的數(shù)量。在此情況下，量化雜音的產(chǎn)生量減少，由此，實施例3中生成的無線信號的SNR進一步提尚。將實施例3所涉及的RF信號生成電路111所包括的Σ Λ調(diào)制器241變更為N值輸出型。在該N值輸出型的Σ Λ調(diào)制器241中，假設輸出值從較低的值起依次為a(l)、a(2)、……、a(N)，并且a(l) =0。Σ Λ調(diào)制器241的向N值輸出型的變更能夠通過將三值輸出型比較器64置換成閾值為N-I個、輸出值為N個的N值輸出型比較器來實現(xiàn)。另外，將構成D級放大器130的開關元件的數(shù)量變更成N個，假設連接于開關元件的電源電壓從較低的值起依次為V (I)、V (2)、……、V (N)，并且V (I) =0。解碼器16在RF信號生成電路111的輸出值為a(m)(m是I N的整數(shù))時，生成在構成D級放大器130的開關元件中，僅對連接于電壓值V(m)的開關元件輸入High的控制信號。在該結構中，在RF信號生成電路111的輸出值為a(m)時，從D級放大器130輸出功率值V(m)。這樣，能夠?qū)F信號生成電路111的輸出值的數(shù)量和D級放大器130的電壓值的數(shù)量分別擴大為N個。并且，為了減小信號失真，對于RF信號生成電路111的輸出值和D級放大器130的電壓值，如數(shù)式12所示，可以設定為相鄰輸出值的間隔相對于滿刻度的比例相等。數(shù)式1權利要求
1.ー種RF信號生成電路，適用于數(shù)字信號的無線發(fā)送，其特征在于包括 正交調(diào)制器，對數(shù)字信號進行正交調(diào)制； 振幅檢測器，檢測所述正交調(diào)制器的輸出信號的振幅并輸出振幅信號； 相位檢測器，檢測所述正交調(diào)制器的輸出信號的相位并輸出相位信號； 脈沖相位信號生成器，基于相位信號生成脈沖波形的脈沖相位信號； Σ Λ調(diào)制器，與脈沖相位信號同步，對振幅信號進行Σ △調(diào)制；以及 混頻器，混合所述Σ Δ調(diào)制器的輸出信號與脈沖相位信號，生成RF脈沖信號。
2.根據(jù)權利要求I所述的RF信號生成電路，其特征在于 所述相位檢測器包括 平方器，對所述正交調(diào)制器的輸出信號進行平方；以及 濾波器電路，從所述平方器的輸出信號中去除交流成分，檢測直流成分。
3.根據(jù)權利要求I或2所述的RF信號生成電路，其特征在于 所述相位檢測器由比較所述正交調(diào)制器的輸出信號與指定的閾值，并且將其比較結果變換為ニ值的比較器構成， 所述混頻器由取得所述Σ Δ調(diào)制器的輸出信號與脈沖相位信號的邏輯積的AND元件構成。
4.ー種RF信號生成電路，適用于數(shù)字信號的無線發(fā)送，其特征在于包括 振幅檢測器，檢測數(shù)字信號的振幅并輸出振幅信號； 相位檢測器，檢測數(shù)字信號的相位并輸出相位信號； 脈沖相位信號生成器，基于相位信號生成脈沖波形的脈沖相位信號； Σ Λ調(diào)制器，與脈沖相位信號同步，對振幅信號進行Σ △調(diào)制；以及 混頻器，混合所述Σ Δ調(diào)制器的輸出信號與脈沖相位信號，生成RF脈沖信號。
5.根據(jù)權利要求4所述的RF信號生成電路，其特征在于 所述振幅檢測器包括 第一平方器，計算數(shù)字信號的同相信號的平方值； 第二平方器，計算數(shù)字信號的正交信號的平方值； 加法器，計算由所述第一平方器計算出的平方值與由所述第二平方器計算出的平方值的和；以及 平方根計算器，計算所述加法器的加法運算結果的平方根。
6.根據(jù)權利要求4或5所述的RF信號生成電路，其特征在于 所述相位檢測器包括 除法器，將數(shù)字信號的同相信號以及正交信號除以所述振幅檢測器的振幅信號；以及 正交調(diào)制器，對所述除法器的輸出信號進行正交調(diào)制； 所述脈沖相位信號生成器由比較所述正交調(diào)制器的輸出信號與指定的閾值，并且將其比較結果變換為ニ值的比較器構成。
7.根據(jù)權利要求I或4所述的RF信號生成電路，其特征在于 所述Σ Δ調(diào)制器為多值輸出型。
8.ー種無線發(fā)送機，無線發(fā)送數(shù)字信號，其特征在于包括 振幅檢測器，檢測數(shù)字信號的振幅并輸出振幅信號；相位檢測器，檢測數(shù)字信號的相位并輸出相位信號； 脈沖相位信號生成器，基于相位信號生成脈沖波形的脈沖相位信號； Σ Δ調(diào)制器，與脈沖相位信號同步，對振幅信號進行Σ Δ調(diào)制； 混頻器，混合所述Σ Δ調(diào)制器的輸出信號與脈沖相位信號，生成RF脈沖信號；以及放大器，將RF脈沖信號的正極性電平變換為預先設定的基準電壓值，將RF脈沖信號的負極性電平變換為接地電位。
9.ー種RF信號生成方法，適用于數(shù)字信號的無線發(fā)送，其特征在于 對數(shù)字信號進行正交調(diào)制； 檢測進行了正交調(diào)制的數(shù)字信號的振幅并輸出振幅信號； 檢測進行了正交調(diào)制的數(shù)字信號的相位并輸出相位信號； 基于相位信號生成脈沖波形的脈沖相位信號； 與脈沖相位信號同步，對振幅信號進行Σ Δ調(diào)制；以及 混合進行了 Σ Δ調(diào)制的振幅信號與脈沖相位信號，生成RF脈沖信號。
10.ー種RF信號生成方法，適用于數(shù)字信號的無線發(fā)送，其特征在于 檢測數(shù)字信號的振幅并輸出振幅信號； 檢測數(shù)字信號的相位并輸出相位信號； 基于相位信號生成脈沖波形的脈沖相位信號； 與脈沖相位信號同步，對振幅信號進行Σ Δ調(diào)制；以及 混合進行了 Σ Δ調(diào)制的振幅信號與脈沖相位信號，生成RF脈沖信號。
11.ー種信號處理方法，適用于數(shù)字信號的無線發(fā)送，其特征在于 檢測數(shù)字信號的振幅并輸出振幅信號； 檢測數(shù)字信號的相位并輸出相位信號； 基于相位信號生成脈沖波形的脈沖相位信號； 與脈沖相位信號同步，對振幅信號進行Σ Δ調(diào)制； 混合進行了 Σ Δ調(diào)制的振幅信號與脈沖相位信號，生成RF脈沖信號； 將RF脈沖信號的正極性電平變換為預先設定的基準電壓值；以及 將RF脈沖信號的負極性電平變換為接地電位。
12.ー種無線發(fā)送機，無線發(fā)送數(shù)字信號，其特征在于包括 振幅檢測器，檢測數(shù)字信號的振幅并輸出振幅信號； 相位檢測器，檢測數(shù)字信號的相位并輸出相位信號； 脈沖相位信號生成器，基于相位信號生成脈沖波形的脈沖相位信號； 多值輸出型的Σ Δ調(diào)制器，與脈沖相位信號同步，對振幅信號進行Σ Δ調(diào)制； 混頻器，混合所述Σ Δ調(diào)制器的輸出信號與脈沖相位信號，生成RF脈沖信號；以及 放大器，根據(jù)所述Σ Δ調(diào)制器的輸出值，將RF脈沖信號變換為預先設定的基準電壓值。
13.根據(jù)權利要求12所述的無線發(fā)送機，其特征在干 根據(jù)外部控制信號變更所述Σ Δ調(diào)制器的輸出值的數(shù)量。
14.根據(jù)權利要求13所述的無線發(fā)送機，其特征在干 根據(jù)無線信號的載波頻率決定外部控制信號。
全文摘要
無線發(fā)送機由RF信號生成電路、驅(qū)動放大器、以及D級放大器構成。在RF信號生成電路中，從進行了正交調(diào)制的數(shù)字信號中檢測振幅信號和相位信號，生成在相位為0°～180°的情況下為High，在相位為180°～360°的情況下為Low的脈沖相位信號。振幅信號與脈沖相位信號同步地進行∑Δ調(diào)制，并進而與脈沖相位信號混合，以生成RF脈沖信號。RF脈沖信號經(jīng)由驅(qū)動放大器輸入D級放大器，輸出基于預先設定的基準電壓的脈沖電壓信號。據(jù)此，實現(xiàn)具有良好的雜音特性以及失真特性，并且具有較高的功效的小型的無線發(fā)送機。
文檔編號H03F1/06GK102668386SQ201080057929
公開日2012年9月12日 申請日期2010年12月20日 優(yōu)先權日2009年12月21日
發(fā)明者堀真一 申請人:日本電氣株式會社