專利名稱：半導(dǎo)體集成電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及到一種技術(shù)，此技術(shù)能夠在IC芯片上制作待要提供在直接降頻轉(zhuǎn)換 混頻器輸出側(cè)上的降低了電容的濾波器，為了轉(zhuǎn)換頻率，此混頻器對(duì)接收信號(hào)和規(guī)定頻率 的振蕩器信號(hào)進(jìn)行合成。更確切地說，本發(fā)明涉及到一種技術(shù)，此技術(shù)能夠被有效地應(yīng)用于 例如用來處理射頻信號(hào)的半導(dǎo)體集成電路(射頻IC)。
背景技術(shù)：
在諸如便攜式電話之類的射頻通信系統(tǒng)中，采用了內(nèi)置有混頻器的射頻IC(RF IC)，為了轉(zhuǎn)換頻率，此混頻器對(duì)接收信號(hào)和規(guī)定頻率的振蕩器振信號(hào)進(jìn)行合成。常規(guī)提出 的便攜式電話包括能夠處理二個(gè)頻帶的信號(hào)的雙頻帶便攜電話，例如925-960MHZ GSM(全 球移動(dòng)通信系統(tǒng))以及1805-1880MHZ DCS (數(shù)字蜂窩系統(tǒng))。近年來，對(duì)于三頻帶便攜電話 也存在著需求，除了 GSM和DCS的信號(hào)之外，三頻帶便攜電話還能夠處理例如1930-1990MHZ PCS(個(gè)人通信系統(tǒng))的信號(hào)。據(jù)信將來還會(huì)需要與更多頻帶兼容的便攜電話。從減少元件數(shù)目的觀點(diǎn)看，作為用于與多個(gè)頻帶兼容的便攜電話的RF IC來說，直 接轉(zhuǎn)換型是有效的。為了頻率轉(zhuǎn)換而合成接收信號(hào)和規(guī)定頻率的振蕩器信號(hào)的混頻器的輸 出，包含其頻率等于二個(gè)信號(hào)的頻率差的信號(hào)分量以及其它頻率的信號(hào)分量。在包括混頻 器的接收電路中，用來清除不希望有的電波和相鄰信道的信號(hào)的低通濾波器，被提供在混 頻器的輸出側(cè)上。直接轉(zhuǎn)換混頻器的輸出信號(hào)被要求具有幾百kHz的頻率。因此，提供在混頻器輸 出側(cè)上的低通濾波器的截止頻率被要求是幾百kHz。為了實(shí)現(xiàn)這一截止頻率，必須采用電容 非常大，亦即IOOOpF或以上的電容元件。通常利用外部電容元件來滿足這種要求。在日本 未經(jīng)審查的專利公開No. 2004-104040中，描述了一種技術(shù)，其中，外部元件被用作包括在 待要提供在吉爾伯特單元混頻器輸出側(cè)上的低通濾波器中的電容元件。采用外部元件作為包含在上述低通濾波器中的電容元件，導(dǎo)致了元件數(shù)目增大。 RF IC包括二個(gè)混頻器，一個(gè)混頻器用來解調(diào)I信號(hào)，此I信號(hào)是與基波相位相同的分量，而 另一個(gè)混頻器用來解調(diào)Q信號(hào)，此Q信號(hào)是正交于基波的分量。低通濾波器被置于各混頻 器的下游。因此，二個(gè)混頻器要求二個(gè)外部電容元件。這就增大了所需元件的總數(shù)。此外， 為了將二個(gè)外部電容元件連接到RF IC，要求總共4個(gè)外部端子。這導(dǎo)致芯片尺寸更大，致 使無法將芯片做得更小。從減少元件數(shù)目的觀點(diǎn)看，本發(fā)明的發(fā)明人考慮了一種用來構(gòu)造待要安置在混頻 器輸出側(cè)上的低通濾波器的技術(shù)。在此技術(shù)中，電容元件被連接在混頻器的差分輸出端子 之間，包括在濾波器中的電容元件和負(fù)載電阻器構(gòu)成了濾波器，且電容元件被內(nèi)置于芯片 中。
但如上所述，提供在直接轉(zhuǎn)換混頻器輸出側(cè)上的低通濾波器要求具有幾百kHz的 截止頻率。為了實(shí)現(xiàn)這種截止頻率，必須采用電容非常大，亦即IOOOpF或以上的電容元件。 當(dāng)電容如此大的電容元件被形成在芯片上時(shí)，就要占據(jù)很大的芯片面積。因此，內(nèi)置有這種 電容元件的RF IC就變得比采用外部電容元件的等效IC芯片更大。低通濾波器的截止頻率由方程fc = 1/(2X π XCX2R)表示。從此方程可知，增 大包括在濾波器中的電阻器的電阻使得有可能減小濾波器的電容。但增大包括在混頻器中 的電阻器的電阻而不改變通過混頻器的電流量，降低了混頻器輸出的偏置點(diǎn)(DC電平)，使 混頻器輸出飽和，或下游高增益放大電路的動(dòng)態(tài)范圍變窄。如稍后所述，RF IC具有安置在混頻器下游并由多個(gè)連接成多級(jí)結(jié)構(gòu)的可變?cè)鲆?放大器構(gòu)成的高增益放大電路。當(dāng)混頻器輸出的偏置點(diǎn)降低時(shí)，就必須相應(yīng)地調(diào)整高增益 放大電路的DC輸入電平。對(duì)設(shè)計(jì)進(jìn)行這種改變是非常麻煩的。為了防止混頻器輸出的偏置點(diǎn)發(fā)生降低，可以考慮降低施加到混頻器的電流，降 低的電流量對(duì)應(yīng)于混頻器負(fù)載電阻的增大。然而，增大負(fù)載電阻和降低電流就降低了施加 到混頻器下級(jí)差分晶體管的電流。結(jié)果就有可能變得無法達(dá)到所希望的噪聲特性或所希望 的信號(hào)畸變特性。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種通信半導(dǎo)體集成電路(RF IC)，其中，降低了在提供于用 來對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行降頻的混頻電路的輸出側(cè)上的濾波器中包括的電容元件的電容，而不改 變?yōu)V波器的截止頻率，從而使得容易在IC芯片上制作元件并減少所需外部元件的數(shù)目。本發(fā)明的另一目的是提供一種通信半導(dǎo)體集成電路(RF IC)，其中，能夠降低在用 來對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行降頻的混頻電路的輸出側(cè)上的濾波器中包括的電容元件的電容，而不損 害混頻電路和下游放大電路的特性，不大幅度增大芯片尺寸，且不改變?yōu)V波器的截止頻率。參照附圖從下列描述中，本發(fā)明的上述和其它目的和新穎特點(diǎn)將變得明顯。下面是本申請(qǐng)公開的代表性發(fā)明的概況。根據(jù)本發(fā)明，吉爾伯特單元電路被用作混頻電路，此混頻電路為了降頻而對(duì)接收 信號(hào)和局部振蕩器信號(hào)進(jìn)行合成，且用來從輸出信號(hào)清除不希望有的電波的低通濾波器由 上級(jí)差分晶體管的負(fù)載電阻器和連接在差分輸出端子之間的電容元件構(gòu)成。在此結(jié)構(gòu)中， 負(fù)載電阻器的電阻被增大，且利用所提供的用來將電流施加到上級(jí)差分晶體管的發(fā)射極或 集電極的電波電路，其電流量對(duì)應(yīng)于負(fù)載電阻器的電阻增大的電流，被施加到下級(jí)差分晶 體管。根據(jù)上述設(shè)置，借助于增大負(fù)載電阻器的電阻，能夠減小提供在混頻電路輸出側(cè) 上的濾波器的電容，而不改變?yōu)V波器的截止頻率。結(jié)果就變得更容易在IC芯片上制作電 容元件。而且，由于用來補(bǔ)償因負(fù)載電阻器電阻的增大而引起的電流減小的電流能夠被施 加到下級(jí)差分晶體管，故電容元件能夠被做得更小而不損害混頻電路和下游放大電路的特 性。以這種方式，待要包括在混頻電路輸出側(cè)上的濾波器中的電容元件就能夠被制作在芯 片上，而不大幅度增大芯片尺寸。用于施加電流的電流電路的阻抗比電流所施加到的節(jié)點(diǎn)的阻抗適當(dāng)?shù)馗呤强?取的。這是為了防止輸入信號(hào)泄漏到用于施加電流的電流電路中。采用MOSFET的電流鏡電路是具有高阻抗的電流電路的一個(gè)例子。本申請(qǐng)公開的代表性發(fā)明具有下面簡(jiǎn)述的有利效果。根據(jù)本發(fā)明，能夠減小包括在提供于用來對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行降頻的混頻電路輸出側(cè) 上的濾波器中的電容元件的電容，從而使得容易在芯片上制作元件。在芯片上制作電容元 件減少了系統(tǒng)部件的數(shù)目，使系統(tǒng)能夠被做得更小。而且，當(dāng)電容元件被制作在芯片上時(shí)， 就不再需要用來連接外部電容元件的端子，就沒有必要執(zhí)行焊絲鍵合操作。結(jié)果就能夠降 低生產(chǎn)成本，并能夠降低寄生信號(hào)的產(chǎn)生，此寄生信號(hào)的產(chǎn)生可歸咎于經(jīng)由鍵合焊絲或引 線框所捕獲的射頻(RF)信號(hào)。根據(jù)本發(fā)明，待要包括在提供于混頻電路輸出側(cè)上的濾波器 中的電容元件能夠被制作在芯片上，而不損害混頻電路和下游放大器的特性，且不要求大 幅度增大芯片尺寸。


圖1是方框圖，示出了根據(jù)本發(fā)明的一種示例性半導(dǎo)體集成電路器件(RF IC)以 及采用它的一種示例性射頻通信系統(tǒng)。圖2是電路圖，示出了根據(jù)本發(fā)明的包括在RF IC接收電路中的混頻電路的第一
實(shí)施方案。圖3是電路圖，示出了第一實(shí)施方案的混頻電路的更具體的結(jié)構(gòu)。圖4是電路圖，示出了根據(jù)本發(fā)明的包括在RF IC接收電路中的混頻電路的第二 實(shí)施方案。圖5是電路圖，示出了根據(jù)本發(fā)明的包括在RF IC接收電路中的混頻電路的第三
實(shí)施方案。圖6是電路圖，示出了上級(jí)差分晶體管Q21和Q24被開通的圖5所示實(shí)施方案的 混頻電路的等效電路。圖7是電路圖，示出了圖6所示等效電路的左半部分。圖8是電路圖，示出了圖7所示電路的AC等效電路。
具體實(shí)施例方式下面參照附圖來描述本發(fā)明的實(shí)施方案。圖1示出了根據(jù)本發(fā)明的一種示例性通信半導(dǎo)體集成電路器件(RF IC)以及采用 它的一種示例性射頻通信系統(tǒng)。如圖1所示，此系統(tǒng)包括用來發(fā)射和接收信號(hào)波的天線400、用來在發(fā)射和接收之 間進(jìn)行轉(zhuǎn)換的開關(guān)410、各包括用來從接收信號(hào)清除不希望有的電波的SAW濾波器的RF濾 波器420a-420d、用來放大發(fā)射信號(hào)的RF功率放大電路(功率模塊)430、用來解調(diào)接收信 號(hào)和解調(diào)發(fā)射信號(hào)的RF IC 200、以及執(zhí)行諸如將發(fā)射音頻和數(shù)據(jù)信號(hào)轉(zhuǎn)換成I和Q信號(hào)并 將接受的和解調(diào)的I和Q信號(hào)轉(zhuǎn)換成音頻和數(shù)據(jù)信號(hào)之類的基帶處理且發(fā)射用來控制RF IC 200的信號(hào)的基帶電路300。雖然不受特殊的限制，但RF IC 200和基帶電路300各由 形成在分立半導(dǎo)體芯片上的半導(dǎo)體集成電路構(gòu)成。廣義地說，RF IC 200由下列電路構(gòu)成接收電路RXC ；發(fā)射電路TXC ；以及包括有 共用于RXC和TXC的電路的控制電路CTC，例如接收電路RXC和發(fā)射電路TXC之外的控制電
7路和時(shí)鐘發(fā)生電路?；祛l電路212a和212b是本發(fā)明的討論對(duì)象，被提供在接收電路RXC 中。它們將RF接收信號(hào)和在分頻移相電路211中對(duì)來自RFVC0262的局部振蕩信號(hào)進(jìn)行分 頻移相后所生成的正交信號(hào)進(jìn)行合成，然后對(duì)合成的信號(hào)進(jìn)行降頻和正交解調(diào)，從而產(chǎn)生 接收基帶I和Q信號(hào)。根據(jù)本實(shí)施方案的接收電路RXC采用了直接轉(zhuǎn)換系統(tǒng)，其中，接收信 號(hào)被直接降頻成基帶頻率的信號(hào)。首先來描述接收器側(cè)上的混頻電路212a和212b以及下游低通濾波器；稍后來詳 細(xì)描述RF IC 200。圖2示出了包括混頻電路212a和212b之一的電路以及下游低通濾波 器的具體例子。I信號(hào)側(cè)上的混頻電路212a和Q信號(hào)側(cè)上的混頻電路212b具有完全相同 的結(jié)構(gòu)。因此僅僅示出了混頻電路之一。如圖2所示，本實(shí)施方案的混頻電路是由差分電路構(gòu)成的，此差分電路被稱為吉 爾伯特單元，且其中上級(jí)差分倍增部被垂直層疊在下級(jí)差分輸入部上。混頻電路的下級(jí)差 分輸入部由成對(duì)的具有共接發(fā)射極的輸入差分晶體管Qll和Q12、分別連接在晶體管Qll與 地之間以及晶體管Q12與地之間的發(fā)射極電阻器Rel和Re2、以及連接在晶體管Qll和晶 體管Q12之間的電阻器Re3構(gòu)成。用來提供輸入RF信號(hào)RX和/RX的工作點(diǎn)(幅度中心電 位)的偏置電壓源Vbias，經(jīng)由電阻器Ril和Ri2被連接到輸入差分晶體管Qll和Q12的基 極端子。根據(jù)本實(shí)施方案的混頻電路的上級(jí)倍增部由連接到具有共接發(fā)射極的成對(duì)下級(jí) 差分晶體管Qll和Q12中的晶體管Qll的集電極的成對(duì)差分晶體管Q21和Q22以及連接到 晶體管Q12的集電極的成對(duì)差分晶體管Q23和Q24構(gòu)成。上級(jí)差分晶體管Q21和Q23的集電極被互連。它們經(jīng)由連接作為負(fù)載電阻的集電 極電阻器Rcl被連接到電源電壓Vcc (例如2. 8V)。上級(jí)差分晶體管Q22和Q24的集電極被 互連。它們經(jīng)由集電極電阻器Rc2被連接到電源電壓Vcc。此電路的增益決定于發(fā)射極電 阻器Rel、Re2、Re3的復(fù)合電阻和集電極電阻器Rcl和Rc2的電阻之間的電阻比率。而且， 在根據(jù)本實(shí)施方案的混頻電路中，成對(duì)晶體管Q21和Q23的公共集電極以及成對(duì)晶體管Q22 和Q24的公共集電極分別提供了輸出節(jié)點(diǎn)OUTl和0UT2。與集電極電阻器Rcl和Rc2 —起 構(gòu)成低通濾波器的電容器Cl，被連接在輸出節(jié)點(diǎn)OUTl與0UT2之間。由上游低噪聲放大器放大了的接收信號(hào)RX作為彼此相位偏離180度的差分信號(hào) RX和/RX，被分別輸入到輸入差分晶體管Qll和Q12的基極端子。包括在上級(jí)倍增部中的 發(fā)射極連接的差分晶體管Q21和Q22的公共發(fā)射極，被連接到下級(jí)輸入差分晶體管Qll的 集電極。同樣，包括在上級(jí)倍增部中的發(fā)射極連接的差分晶體管Q23和Q24的公共發(fā)射極， 被連接到下級(jí)輸入差分晶體管Q12的集電極。在這種結(jié)構(gòu)中，輸入到下級(jí)差分輸入部的接 收信號(hào)作為電流信號(hào)，被輸入到包括在上級(jí)倍增部中的晶體管Q21-Q24的發(fā)射極。來自分頻移相電路211的RF振蕩信號(hào)(tRFl (或ΦRF2)，被輸入到上級(jí)差分晶體 管Q21和Q24的基極端子。振蕩信號(hào)/>RF1 (或/>RF2)是與ΦRFl相位偏離180度的 Φ RFl的反相，被輸入到上級(jí)差分晶體管Q22和Q23的基極端子。ctRF2是90度相位偏離 于ΦΙ^Ι的振蕩信號(hào)。/>RF2是270度相位偏離于(tRFl的振蕩信號(hào)。分別被輸入到包括在下級(jí)差分輸入部中的晶體管Qll和Q12的基極端子的接收信 號(hào)RX和/RX，分別被乘以RF振蕩信號(hào)(tRFl和/ (tRFl。具有頻率分量等于上述各乘法所 得到的二個(gè)乘積之間的頻率差的I信號(hào)以及相位偏離于I信號(hào)180度的/I信號(hào)，分別從輸出節(jié)點(diǎn)OUTl和0UT2被輸出。在另一混頻電路中，接收信號(hào)RX和/RX分別被乘以RF振蕩 信號(hào)c^RF2和/>RF2。具有頻率分量等于上述各乘法所得到的二個(gè)乘積之間的頻率差的Q 信號(hào)以及相位偏離于Q信號(hào)180度的/Q信號(hào)，被輸出。在根據(jù)本實(shí)施方案的混頻電路中，提供了電流源CSl和CS2，分別用來將電流施加 到晶體管Q21和Q23的集電極以及晶體管Q22和Q24的集電極。上級(jí)差分晶體管Q21和Q23 以及上級(jí)差分晶體管Q22和Q24的集電極電阻器Rcl和Rc2，分別各由其電阻比不采用電流 源CSl和CS2時(shí)的電阻更大的元件構(gòu)成。換言之，分別將電流施加到上級(jí)差分晶體管Q21 和Q23的公共集電極以及上級(jí)差分晶體管Q22和Q24的公共集電極的電流源CSl和CS2，被 提供來補(bǔ)償可歸咎于采用大電阻元件所造成的電流減小。包括在連接于輸出端子OUTl與 0UT2之間的低通濾波器中的電容器Cl，由其電容比不采用電流源CSl和CS2時(shí)的電容更大 的元件構(gòu)成。下面用具體的數(shù)字來描述上述設(shè)置。假設(shè)其中設(shè)計(jì)不包括電流源CSl和CS2的混 頻電路來使2mA的電流施加到各具有450歐姆的電阻的各個(gè)集電極電阻器Rcl和Rc2的情 況。若電流源CSl和CS2被包括在各個(gè)電流源待要施加的電流被設(shè)定為ImA的混頻電路中， 且若要被改變的集電極電阻器Rcl和Rc2的電阻不改變施加到各個(gè)下級(jí)差分晶體管Qll和 Q12的電流，則要求施加到各個(gè)集電極電阻器Rcl和Rc2的電流為1mA，亦即2mA的一半。因 此，各個(gè)集電極電阻器Rcl和Rc2的電阻能夠被提高2倍，達(dá)到900歐姆。低通濾波器的截止頻率由方程fc = 1/(2Χ π XCX2R)表示。在此方程中，正常 應(yīng)該表示為“R”的電阻，被表示為“2R”。這是因?yàn)楦鶕?jù)本實(shí)施方案的電路具有差分結(jié)構(gòu)。 此方程表明，包括在低通濾波器中的各個(gè)集電極電阻器Rcl和Rc2的電阻的加倍使得有可 能將連接在輸出節(jié)點(diǎn)OUTl與0UT2之間的電容器Cl的電容減半。在本例子中，若連接在輸 出節(jié)點(diǎn)OUTl與0UT2之間的電容器Cl的電容為IOOOpF且不提供電流源CSl和CS2，則借助 于提供電流源CSl和CS2，電容能夠被減半到500pF。為了在本發(fā)明人采用的工藝中用MIM(金屬-絕緣體-金屬)來實(shí)現(xiàn)IOOOpF的電 容，要求MIM電容器具有大約0. 3平方毫米的面積。這種MIM電容器若形成在3. 5mmX 3. 5mm 的半導(dǎo)體芯片上，就占據(jù)了幾乎2. 5%的芯片面積。當(dāng)對(duì)電容的要求被降低一半，從IOOOpF 降低到500pF時(shí)，就能夠在大約1.2%的芯片面積內(nèi)形成此電容器。由于采用芯片上電容器 能夠?qū)⑺柰獠慷俗拥臄?shù)目減少到1/4，故為了能夠在芯片上形成500pF的電容器而要求 的芯片面積增大，能夠被保持在或以下。通過使構(gòu)成濾波器的電容器的電容減半，導(dǎo)致了更大的電阻值和更大的構(gòu)成元件 (MOSFET)數(shù)目。但由于電阻器和晶體管比電容器更小，故即使因減少電容器的電容而導(dǎo)改 電阻值和構(gòu)成元件數(shù)目增大，相對(duì)的芯片面積的增大量也并不大。因?yàn)榭梢詫⒉罘蛛娮杵?和構(gòu)成元件制作在芯片上的空余空間內(nèi)，半導(dǎo)體芯片幾乎可以無須增大芯片尺寸。而且，根據(jù)本實(shí)施方案，各個(gè)集電極電阻器Rcl和Rc2的電阻被加倍，且通過各個(gè) 集電極電阻器Rcl和Rc2的電流被減半。因此，集電極電阻器Rcl和Rc2處的電壓降不改 變。因此，不發(fā)生混頻器輸出偏置點(diǎn)(DC電平)降低而引起混頻器輸出飽和或下游高增益 放大電路的動(dòng)態(tài)范圍變窄的情況。即使各個(gè)集電極電阻器Rcl和Rc2的電阻被加倍，且通 過各個(gè)集電極電阻器的電流量被減半，借助于提供電流源CSl和CS2，通過各個(gè)下級(jí)差分晶 體管Qll和Q12的電流量也保持不變。因此不必改變發(fā)射極電阻器Rel、Re2、Re3的電阻
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另一優(yōu)點(diǎn)在于，不出現(xiàn)由于改變發(fā)射極電阻或降低電流量而引起的無法得到所希 望的噪聲特性或信噪特性的問題。換言之，吉爾伯特單元電路的增益決定于上級(jí)集電極電 阻器Rcl和Rc2的復(fù)合電阻與發(fā)射極電阻器Rel、Re2、Re3的復(fù)合電阻之間的比率以及通過 這些電阻器的電流量。因此，為了增大集電極電阻器Rcl和Rc2的電阻而不影響混頻電路 的增益，就必須增大發(fā)射極電阻器Rel、Re2、Re3的電阻。但增大發(fā)射極電阻器的電阻由于 使發(fā)射極電阻器本身的熱噪聲能夠增大從而損害混頻電路的噪聲特性，而引起了問題。根 據(jù)本實(shí)施方案，即使當(dāng)集電極電阻器Rcl和Rc2的電阻被增大時(shí)，通過混頻電路下級(jí)的電流 量也不改變，致使不必改變發(fā)射極電阻器的電阻。于是能夠避免上述問題。圖3示出了圖2所示實(shí)施方案的混頻電路構(gòu)造的更具體的一個(gè)例子。在此例子中，包括p溝道金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管(以下稱為PM0SFET)的 電流鏡電路被用作電流源CS1和CS2。電流鏡電路是由其中柵和漏極被耦合的二極管連接 的PMOSFET Q1、與PMOSFET Q1串聯(lián)的雙極晶體管Q4、雙極晶體管Q4的發(fā)射極電阻器R4、以 及與PMOSFET Q1共用公共柵的PMOSFET Q2和Q3構(gòu)成的。PMOSFET Q2和Q3是尺寸相同的 元件。PMOSFET Q2和Q3的漏極端子分別被連接到上級(jí)差分晶體管Q22和Q24的公共集電 極以及上級(jí)差分晶體管Q21和Q23的公共集電極。恒定電壓Vc被施加到雙極晶體管Q4的基極端子，致使雙極晶體管Q4用作恒定電 流源。恒定電流源的電流Ic被施加到PM0SFETQ1。由于PMOSFET Q1以及PMOSFET Q2和 Q3構(gòu)成電流鏡結(jié)構(gòu)，故通過PMOSFET Q1的電流的N倍電流被施加到PMOSFET Q2和Q3，“N” 表示PMOSFET Q1與各個(gè)PMOSFET Q2和Q3之間的尺寸比率。例如，在恒定電流源的電流Ic 為0. 5mA且晶體管尺寸比率為1 2的情況下，使1mA的電流通過各個(gè)PMOSFET Q2和Q3。 然后，通過PMOSFET Q2和Q3的電流被分別施加到上級(jí)差分晶體管Q22和Q24的公共集電 極以及上級(jí)差分晶體管Q21和Q23的公共集電極。在圖3所示的結(jié)構(gòu)中，包括PMOSFET的電流鏡電路被用來施加電流。在此結(jié)構(gòu)中， 各個(gè)PMOSFET具有幾兆歐姆的阻抗，分別與上級(jí)差分晶體管Q21和Q23以及上級(jí)差分晶體 管Q22和Q24的各個(gè)集電極電阻器Rcl和Rc2的幾百歐姆的電阻相比，這是足夠高的，致使 當(dāng)用PMOSFET來施加電流時(shí)，不會(huì)引起電路方面的問題。圖4示出了根據(jù)第二實(shí)施方案的混頻電路結(jié)構(gòu)的一個(gè)例子。包括PMOSFET的電流鏡電路被用作電流源CS1和CS2。包括在電流鏡電路中的 PMOSFET Q2和Q3的漏極端子分別被連接到混頻電路的下級(jí)差分晶體管Q12和Q11的集電 極，致使電流從PM0SFETQ2和Q3被直接施加到下級(jí)差分晶體管Q12和Q11。由于包括在電 流鏡電路中的PMOSFET的阻抗恰當(dāng)?shù)馗哂谙录?jí)差分晶體管Q12和Q11的集電極連接節(jié)點(diǎn)的 阻抗，故采用這種結(jié)構(gòu)不會(huì)引起電路方面的問題。圖5示出了根據(jù)第三實(shí)施方案的混頻電路結(jié)構(gòu)的一個(gè)例子。在此實(shí)施方案中，分別連接在電源端子與下級(jí)差分晶體管Q11和Q12的集電極之 間的電阻器R1和R2，被用作施加電流的電流源CS1和CS2。電阻器R1和R2的適當(dāng)電阻范 圍從幾百歐姆到幾千歐姆。當(dāng)各具有范圍為幾百歐姆到幾千歐姆的電阻的電阻器R1和R2 分別被連接在電源端子與下級(jí)差分晶體管Q11和Q12的集電極之間時(shí)，電阻器R1和R2的 阻抗高于下級(jí)差分晶體管Q11和Q12的集電極連接節(jié)點(diǎn)的阻抗，致使不會(huì)引起電路方面的問題。當(dāng)PM0SFET被用于混頻電路時(shí)，它們產(chǎn)生比電阻器更高的噪聲。因此，就噪聲特性 而言，采用電阻器而不包括PM0SFET的根據(jù)本發(fā)明的混頻電路比其中采用PM0SFET的混頻 電路更好。然而，與其中采用電阻器而不包括PM0SFET的圖5所示的實(shí)施方案相比，其中采 用PM0SFET的圖4所示的實(shí)施方案的電流源阻抗更高。就信號(hào)電流的損失而論，圖4所示 的實(shí)施方案能夠達(dá)到比圖5所示實(shí)施方案更好的結(jié)果。但圖5所示的實(shí)施方案不引起任何 明顯的問題。下面將參照?qǐng)D6-8來解釋其理由?；趫D5所示的其中電阻器R1和R2被用作電流源的混頻電路結(jié)構(gòu)，電阻器R1和 R2所引起的信號(hào)電流的損失將如下被檢驗(yàn)。圖6示出了上級(jí)差分晶體管Q21和Q24被開通 的圖5所示電路的等效電路。注意具有對(duì)稱結(jié)構(gòu)的圖6所示電路的左半部，如圖7所示那 樣可知，左半部電路的上級(jí)晶體管Q21以其基極接地而工作，而下級(jí)晶體管Q11以其具有電 阻RE的發(fā)射極接地而工作。圖8示出了圖7所示電路的AC等效電路。下級(jí)晶體管Q11的 發(fā)射極電阻為幾十歐姆，致使小于各個(gè)電阻器R1和R2的范圍從幾百歐姆到幾千歐姆的電 阻。從發(fā)射極側(cè)看的圖7所示基極接地的晶體管Q21的阻抗，在圖8中用“re”來表示。 由輸入電壓Vin產(chǎn)生的信號(hào)電流gml X vl被分成“re”和電流源等效電阻Rinj。在Rinj側(cè) 上流動(dòng)的電流是損耗電流Iloss。損耗電流比率被給定為re/(Rinj+re)。從發(fā)射極側(cè)看的 基極接地的晶體管Q21的阻抗“re”由下列方程給定re = a /gm = (1/gm) X 3 / (1+ 3 )其中，3 =hfe = 250，基極接地的晶體管的集電極電流是1mA，基極電壓是26mV， gm是lmA/26mV。因此，基于上述方程re = 26X250/(1+250) = 25. 9 歐姆。因此，在等效電阻Rinj為1. 8千歐姆的情況下，損耗電流Iloss被計(jì)算如下Iloss = re/(Rinj+re) = 25. 9/(1800+25. 9) = 0. 0142.于是可知僅僅是總信號(hào)電流gml Xvl的1.4%的損耗電流，是非常小的。最后來詳細(xì)描述圖1所示例子中的RF IC 200。圖1所示例子中的RF IC 200被 構(gòu)造成能夠調(diào)制和解調(diào)4個(gè)頻帶，亦即GSM850、GSM900、DCS1800、以及PCS1900中的信號(hào)。 系統(tǒng)的信號(hào)接收部分配備有相應(yīng)的濾波器，亦即通過GSM頻帶的接收信號(hào)的濾波器420a和 420b、通過DCS1800頻帶的接收信號(hào)的濾波器420c、以及通過PCS1900頻帶的接收信號(hào)的濾 波器420d。接收電路RXC包括用來放大GSM、DCS、PCS頻帶的接收信號(hào)的低噪聲放大器210a、 210b、210c、210d ；借助于對(duì)稍后要描述的RF振蕩電路(RFVC0) 262所產(chǎn)生的局部振蕩信號(hào) 小RF進(jìn)行分頻而產(chǎn)生相位彼此偏離90度的正交信號(hào)的分頻移相電路211 ；如前面各實(shí)施方 案那樣構(gòu)造，且借助于將被低噪聲放大器210a、210b、210C、210d放大了的接收信號(hào)與分頻 移相電路211所產(chǎn)生的正交信號(hào)進(jìn)行混合而對(duì)被低噪聲放大器210a、210b、210c、210d放大 了的接收信號(hào)進(jìn)行調(diào)制和解調(diào)的混頻器212a和212b ；對(duì)解調(diào)的I和Q信號(hào)進(jìn)行放大，然后 將I和Q信號(hào)輸出到基帶電路300的高增益放大部220A和220B ；以及控制高增益放大部 220A和220B中的放大器增益并消除輸入DC偏離的增益控制和校準(zhǔn)電路213。高增益放大部220A具有這樣的結(jié)構(gòu)，其中，多個(gè)增益控制放大器PGA11、PGA12、PGA13、以及多個(gè)低通濾波器LPF11、LPF12、LPF13被交替地與連接在末級(jí)處的放大器AMP1 串聯(lián)連接。高增益放大部220A對(duì)解調(diào)了的I信號(hào)進(jìn)行放大，并將其輸出到基帶電路300。同 樣，高增益放大部220B具有這樣的結(jié)構(gòu)，其中，多個(gè)增益控制放大器PGA21、PGA22、PGA23、 以及多個(gè)低通濾波器LPF21、LPF22、LPF23被交替地與連接在末級(jí)處的放大器AMP2串聯(lián)連 接。高增益放大部220B對(duì)解調(diào)了的Q信號(hào)進(jìn)行放大，并將其輸出到基帶電路300。增益控制和校準(zhǔn)電路213包括對(duì)應(yīng)于增益控制放大器PGA11-PGA13和 PGA21-PGA23，并以其輸入端子短路而將其輸出電位差轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)的AD轉(zhuǎn)換電路 (ADC)；各基于相應(yīng)AD轉(zhuǎn)換電路形成的轉(zhuǎn)換結(jié)果而產(chǎn)生輸入偏離電壓，以便將相應(yīng)的一個(gè) 增益控制放大器PGA11-PGA13和PGA21-PGA23的輸出DC偏離降低為0，且各將產(chǎn)生的輸入 偏離電壓施加到相應(yīng)增益控制放大器的差分輸入端的DA轉(zhuǎn)換電路(DAC)；以及控制AD轉(zhuǎn) 換電路(ADC)和DA轉(zhuǎn)換電路(DAC)，使之執(zhí)行校準(zhǔn)的控制電路。控制電路CTC包括控制整個(gè)芯片的控制邏輯260 ；產(chǎn)生參考振蕩器信號(hào)c^ref 的 參考振蕩電路(DCX0) 261 ；RF振蕩電路(RFVC0) 262，它是用來產(chǎn)生用于頻率轉(zhuǎn)換的RF振蕩 器信號(hào) RF的局部振蕩電路；與RF振蕩電路(RFVC0) —起構(gòu)成PLL電路的RF合成器263 ； 借助于對(duì)RFVC0 262產(chǎn)生的振蕩信號(hào)6RF進(jìn)行分頻，而產(chǎn)生對(duì)發(fā)射信號(hào)進(jìn)行調(diào)制和首次 升頻所需的中頻信號(hào) IF的分頻電路264;借助于對(duì)振蕩信號(hào)6RF進(jìn)行分頻，而產(chǎn)生發(fā)射 PLL電路反饋信號(hào)頻率調(diào)制所需的信號(hào)的分頻電路265 ；以及模式轉(zhuǎn)換開關(guān)SW1和SW2。開關(guān)SW1和SW2可以在基于GSM系統(tǒng)來發(fā)射和接收信號(hào)的GSM模式與基于DCS或 PCS系統(tǒng)來發(fā)射和接收信號(hào)的DCS/PCS模式之間改變其連接方式，以便為待要通信的信號(hào) 選擇分頻比率。這些開關(guān)受來自控制邏輯260的信號(hào)控制。要求參考振蕩信號(hào)6ref 的頻 率精度要高，因此外部晶體振蕩器被連接到參考振蕩電路261。在RX-PLL電路中，RFVC0 262的振蕩頻率設(shè)定在接收模式與發(fā)射模式之間是不同 的。在接收模式中，RFVC0 262的振蕩頻率fRF被設(shè)定為例如對(duì)GSM850在3476-3576MHz的 范圍內(nèi)，對(duì)GSM900在3700-3840MHz的范圍內(nèi)，對(duì)DCS在3610_3730MHz的范圍內(nèi)，或?qū)CS 在3860-3980MHZ的范圍內(nèi)。在GSM的情況下，振蕩信號(hào)在分頻電路264中被分頻為二。在 DCS和PCS的情況下，振蕩信號(hào)被送到分頻移相電路211，在其中被分頻和移相，以便隨后作 為正交信號(hào)被發(fā)送到混頻器212a和212b。RFVC0 262和TXVC0 240各包括LC諧振振蕩電路。在LC諧振電路中，各經(jīng)由開 關(guān)元件并聯(lián)安置了多個(gè)電容元件。這些開關(guān)元件被頻帶轉(zhuǎn)換信號(hào)選擇性地開通，以便在LC 諧振電路的各個(gè)待要連接的電容元件之間，亦即各個(gè)C值之間進(jìn)行轉(zhuǎn)換。在此結(jié)構(gòu)中，振蕩 頻率能夠被步進(jìn)地改變。RFVC0 262和TXVC0 240各具有內(nèi)部可變電容元件，在RFVC0 262 的情況下，內(nèi)部可變電容元件的電容被來自包括在RF合成器263中的環(huán)路濾波器的控制電 壓改變，或者在TXVC0 240的情況下，內(nèi)部可變電容元件的電容被來自環(huán)路濾波器237的控 制電壓改變，使振蕩頻率能夠被連續(xù)地改變。RF合成器263包括對(duì)RFVC0 262所產(chǎn)生的振蕩信號(hào) RF進(jìn)行分頻的可變分頻 電路；對(duì)參考振蕩信號(hào)例如由參考振蕩電路(DCX0)261所產(chǎn)生的26MHz的信號(hào)與來自可變 分頻電路分頻的信號(hào)之間的相位差進(jìn)行探測(cè)的相位比較電路；產(chǎn)生并輸出其電流量對(duì)應(yīng)于 相位比較電路所探測(cè)到的相位差的電流的電荷泵；以及產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于從電荷泵輸出的電流的 電壓的環(huán)路濾波器，此電流對(duì)應(yīng)于探測(cè)到的相位差。由環(huán)路濾波器平滑后的電壓作為振蕩
12控制電壓Vt被反饋到RFVC0 262，以便能夠在對(duì)應(yīng)于Vt的頻率下振蕩。為了設(shè)定包括在RF合成器263中的可變分頻電路的分頻比率，根據(jù)本實(shí)施方案的 RF IC 200具有來自外部的所需信息。此信息包括規(guī)定待要設(shè)定的頻率的信道信息；規(guī)定 GSM850、GSM900、DCS、PCS中待要使用的頻帶的頻帶信息；規(guī)定發(fā)射模式或接收模式的模式 信息；以及待要在IF分頻電路264中設(shè)定的分頻比率設(shè)定信息?；诖诵畔?，RF IC 200內(nèi) 部確定了可變分頻電路的分頻比率。信道信息，例如借助于將發(fā)射或接收頻率除以100kHz 而得到的商，從基帶電路300被輸入?？刂七壿?60具有用于同步的時(shí)鐘信號(hào)CLK ；數(shù)據(jù)SDATA和負(fù)載啟動(dòng)信號(hào)LEN，這 是來自基帶電路300的一個(gè)控制信號(hào)。當(dāng)負(fù)載啟動(dòng)信號(hào)LEN被斷定為有效電平時(shí)，控制邏 輯260就與時(shí)鐘信號(hào)CLK同步相繼地收容從基帶電路300發(fā)射的數(shù)據(jù)信號(hào)SDATA，并根據(jù)包 括在數(shù)據(jù)信號(hào)SDATA中的命令而產(chǎn)生用于芯片的控制信號(hào)。雖然不受特殊的限制，但數(shù)據(jù) 信號(hào)SDATA是串行發(fā)射的。發(fā)射電路TXC包括分頻移相電路232、調(diào)制電路233a和233b、加法器234、發(fā)射振 蕩電路(TXVC0)240、降頻混頻器235、相位比較器236、環(huán)路濾波器237、分頻電路238、以及 發(fā)射輸出緩沖電路239a和239b。分頻移相電路232將通過分頻電路264把由RFVC0 262 所產(chǎn)生的振蕩信號(hào)6RF分頻后所生成的例如160MHz那樣的中頻信號(hào)6IF再進(jìn)行二分頻， 從而產(chǎn)生彼此相位偏離90度的正交信號(hào)。調(diào)制電路233a和233b利用來自基帶電路300 的I和Q信號(hào)來調(diào)制所產(chǎn)生的正交信號(hào)。加法器234合成這些被調(diào)制了的信號(hào)。發(fā)射振蕩 電路(TXVC0)240產(chǎn)生規(guī)定頻率的發(fā)射信號(hào)6TX。降頻混頻器235對(duì)借助于用耦合器280a 和280b提取從發(fā)射振蕩電路(TXVC0)240輸出的發(fā)射信號(hào) TX以及用衰減器ATT對(duì)提取的 信號(hào)進(jìn)行衰減而產(chǎn)生的反饋信號(hào)與借助于對(duì)RF振蕩電路(RFVC0) 262產(chǎn)生的RF振蕩信號(hào) 小RF進(jìn)行分頻而產(chǎn)生的信號(hào)6RF’進(jìn)行混合，從而產(chǎn)生頻率等于反饋信號(hào)與6RF’信號(hào)之 間的頻率差的信號(hào)。相位比較器236對(duì)混頻器235的輸出和加法器234中合成的信號(hào)TXIF 進(jìn)行比較，從而探測(cè)它們之間的頻率差。環(huán)路濾波器237產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于相位比較器236的輸 出的電壓。分頻電路238對(duì)發(fā)射振蕩電路(TXVC0)240的輸出進(jìn)行分頻，從而產(chǎn)生GSM發(fā)射 信號(hào)。根據(jù)本實(shí)施方案的發(fā)射電路采用偏離PLL系統(tǒng)。在此偏離PLL系統(tǒng)中，采用中頻 載波，發(fā)射I和Q信號(hào)被正交調(diào)制；從TXVC0 240輸出的反饋信號(hào)與借助于對(duì)RFVC0 262產(chǎn) 生的RF振蕩信號(hào)6RF進(jìn)行分頻而產(chǎn)生的信號(hào)6RF’進(jìn)行混合，反饋信號(hào)從而被降頻到頻 率等于反饋信號(hào)與4RF’信號(hào)之間的頻率差的中頻信號(hào)；對(duì)此中頻信號(hào)和正交調(diào)制了的信 號(hào)的相位進(jìn)行比較；并根據(jù)它們之間的相位差來控制TXVC0 240。緩沖電路239a和239b執(zhí) 行發(fā)射輸出。在根據(jù)本實(shí)施方案的多頻帶通信系統(tǒng)中，控制邏輯260例如響應(yīng)于從基帶電路 300接收到的命令，在發(fā)射或接收信號(hào)時(shí)，根據(jù)使用的頻帶和信道來改變RF振蕩電路262所 產(chǎn)生的振蕩信號(hào)的頻率6RF。同時(shí)，控制邏輯260根據(jù)使用的模式是GSM或DCS/PCS來操 作開關(guān)SW1和SW2，以便改變待要饋送到接收電路RXC或發(fā)射電路TXC的振蕩信號(hào)的頻率。 以這種方式，在發(fā)射頻率與接收頻率之間進(jìn)行轉(zhuǎn)換。降頻混頻器235的輸出經(jīng)由GMSK調(diào)制的GSM模式與8PSK調(diào)制的EDGE模式之間 不同的路徑，被饋送到相位比較器236。開關(guān)SW3和SW4被提供用來轉(zhuǎn)換此路徑。用于GSM
13模式的信號(hào)路徑由提供有緩沖器BFF1、低通濾波器SLPF1、以及緩沖器BFF2。用于EDGE模 式的信號(hào)路徑由提供有可變?cè)鲆娣糯笃鱉VGA、低通濾波器MLPF2、限幅器LIM2、以及低通濾 波器LPF3?；祛l器235的輸出被饋送到相位比較器236的路徑在GMSK調(diào)制的GSM模式與8PSK 調(diào)制的EDGE模式之間是不同的。為了與這種設(shè)置兼容，開關(guān)SW5被提供來轉(zhuǎn)換混頻器233a 和233b的正交調(diào)制之后在加法器234中合成的中頻發(fā)射信號(hào)被饋送到相位比較器236的 路徑。在EDGE模式中，中頻發(fā)射信號(hào)經(jīng)由限幅器LIM1和低通濾波器LPF4被饋送到相位比 較器236。而且，根據(jù)本實(shí)施方案的發(fā)射電路TXC包括在EDGE模式中為控制幅度而對(duì)降頻 混頻器235的輸出與混頻器233a和233b處正交調(diào)制之后在加法器234中合成的發(fā)射信號(hào) 進(jìn)行比較，且探測(cè)它們之間的幅度差的幅度比較電路244 ；限制幅度比較電路244的輸出帶 寬的環(huán)路濾波器245 ；對(duì)頻帶限制了的信號(hào)進(jìn)行放大的可變?cè)鲆娣糯笃?IVGA)246 ；將幅度 控制環(huán)路的放大了的電壓轉(zhuǎn)換成電流的電壓-電流轉(zhuǎn)換電路247 ；電平轉(zhuǎn)換電路248 ；以及 將電流轉(zhuǎn)換成電壓的濾波器249。在包括這些構(gòu)成部分的發(fā)射電路TXC中，能夠同時(shí)執(zhí)行相 位調(diào)制和幅度調(diào)制。在GSM模式中，沿幅度控制環(huán)路的正向路徑排列的幅度比較電路244、可變?cè)鲆娣?大器246、電壓-電流轉(zhuǎn)換電路247、以及電平轉(zhuǎn)換電路248，被保持不激活。幅度環(huán)路的輸 出被饋送到控制功率模塊430中的電源Vdd的控制電路431，使得有可能控制功率放大器 431a和431b的電源電壓，以便保持其輸出電壓在所希望的電平上。功率放大器431a是GSM 信號(hào)的放大器。功率放大器431b是DCS和PCS信號(hào)的放大器。根據(jù)實(shí)施方案已經(jīng)具體地描述了本發(fā)明人提出的本發(fā)明，但本發(fā)明不局限于這些 實(shí)施方案。例如，雖然在上述各實(shí)施方案中，各混頻電路的負(fù)載電阻被加倍，使電流量被減 半，且提供了用來饋送電流量減半的電流的電流源，但負(fù)載電阻的增大倍數(shù)不局限于2?？?以增大可選的倍數(shù)，例如1. 5或3倍。而且，在上述各實(shí)施方案中，電阻器Re3被提供于包 括在各個(gè)混頻電路212a和212b中的下級(jí)差分晶體管Q11與Q12的發(fā)射極之間，但也可以 省略電阻器Re3。提供在各個(gè)發(fā)射極之間的電阻器Re3使混頻電路的增益調(diào)節(jié)更容易。電 阻器Rel和Re2被分別連接在Q11和Q12的發(fā)射極與地之間。作為恒流源而工作的晶體管 可以被用來代替電阻器Rel和Re2。而且，即使用于上述各實(shí)施方案的混頻電路包括雙極晶體管，但本發(fā)明也可應(yīng)用 于包括M0SFET代替雙極晶體管的混頻電路。用來施加電流的電流鏡電路也可以包括雙極 晶體管來代替PM0SFET。在上面的描述中，已經(jīng)根據(jù)本發(fā)明被應(yīng)用于能夠基于3種通信系統(tǒng)亦即包含本發(fā) 明所希望的應(yīng)用領(lǐng)域的GSM、DCS、PCS而進(jìn)行通信的便攜電話的射頻通信系統(tǒng)中使用的RF IC的情況，描述了本發(fā)明人提出的本發(fā)明。但本發(fā)明的應(yīng)用不局限于這種RF IC。本發(fā)明 也可應(yīng)用于例如基于CDMA系統(tǒng)的便攜電話中使用的、或無線LAN系統(tǒng)或采用藍(lán)牙技術(shù)的無 線通信系統(tǒng)中使用的RF IC。
權(quán)利要求
一種用于無線通信系統(tǒng)的半導(dǎo)體集成電路，包括半導(dǎo)體襯底；置于所述半導(dǎo)體襯底之上的低噪聲放大器(210)，該低噪聲放大器經(jīng)由天線接收RF信號(hào)并放大該RF信號(hào)；置于所述半導(dǎo)體襯底之上的混頻電路(212)，該混頻電路對(duì)來自所述低噪聲放大器的輸出RF信號(hào)進(jìn)行降頻轉(zhuǎn)換；以及低通濾波器，它包括電阻(Rc1/Rc2)和電容(C1)，并被耦連到所述混頻電路，其中，所述電阻(Rc1/Rc2)和所述電容(C1)被置于所述半導(dǎo)體襯底之上。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的半導(dǎo)體集成電路，其中，所述低通濾波器被用于從所述輸出RF信號(hào)減少不希望的波。
3.根據(jù)權(quán)利要求1的半導(dǎo)體集成電路，其中，所述低通濾波器被用于減少相鄰信道的信號(hào)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1的半導(dǎo)體集成電路， 還包括增益控制放大器(PGA21)，其中，來自所述低噪聲放大器的輸出RF信號(hào)通過所述低通濾波器被輸入到所述增益 控制放大器。
5.根據(jù)權(quán)利要求1的半導(dǎo)體集成電路，還包括產(chǎn)生RF振蕩信號(hào)(Φ RF)的RF振蕩電路(262)，其中，所述RF振蕩信號(hào)(ctRF)被輸入用于對(duì)來自所述低噪聲放大器的所述輸出RF信 號(hào)進(jìn)行降頻轉(zhuǎn)換的所述混頻電路。
6.一種用于無線通信系統(tǒng)的半導(dǎo)體集成電路，包括 半導(dǎo)體襯底；置于所述半導(dǎo)體襯底之上的第一低噪聲放大器(210a)，該第一低噪聲放大器經(jīng)由所述 天線接收第一 RF信號(hào)并放大該第一 RF信號(hào)；置于所述半導(dǎo)體襯底之上的第二低噪聲放大器(210d)，該第二低噪聲放大器經(jīng)由天線 接收第二 RF信號(hào)并放大該第二 RF信號(hào)；置于所述半導(dǎo)體襯底之上的第一混頻電路(212a)，該第一混頻電路對(duì)來自所述第一低 噪聲放大器的第一輸出RF信號(hào)進(jìn)行降頻轉(zhuǎn)換；置于所述半導(dǎo)體襯底之上的第二混頻電路(212b)，該第二混頻電路對(duì)來自所述第二低 噪聲放大器的第二輸出RF信號(hào)進(jìn)行降頻轉(zhuǎn)換；第一低通濾波器，它包括第一電阻(Rcl/Rc2)和第一電容(Cl)，并被耦連到所述第一 混頻電路；以及第二低通濾波器，它包括第二電阻(Rcl/Rc2)和第二電容(Cl)，并被耦連到所述第二 混頻電路，其中，所述第一電阻(Rcl/Rc2)、所述第一電容(Cl)、所述第二電阻(Rcl/Rc2)和所述 第二電容(Cl)被置于所述半導(dǎo)體襯底之上。
7.根據(jù)權(quán)利要求6的半導(dǎo)體集成電路，其中，所述第一低通濾波器被用于從所述第一輸出RF信號(hào)減少不希望的波， 所述第二低通濾波器被用于從所述第二輸出RF信號(hào)減少不希望的波。
8.根據(jù)權(quán)利要求6的半導(dǎo)體集成電路，其中，所述第一低通濾波器和所述第二低通濾波器被用于減少相鄰信道的信號(hào)。
9.根據(jù)權(quán)利要求6的半導(dǎo)體集成電路，還包括第一增益控制放大器(PGAll)和第二增益控制放大器(PGA21)， 其中，來自所述第一低噪聲放大器的第一輸出RF信號(hào)通過所述第一低通濾波器被輸 入到所述第一增益控制放大器，其中，來自所述第二低噪聲放大器的第二輸出RF信號(hào)通過所述第二低通濾波器被輸 入到所述第二增益控制放大器。
10.根據(jù)權(quán)利要求6的半導(dǎo)體集成電路，還包括產(chǎn)生第一 RF振蕩信號(hào)(CtRFl)和第二 RF振蕩信號(hào)(ctRF2)的RF振蕩電路 (262)，其中，所述第一 RF振蕩信號(hào)(CtRFl)被輸入用于對(duì)來自所述第一低噪聲放大器的所述 第一輸出RF信號(hào)進(jìn)行降頻轉(zhuǎn)換的所述第一混頻電路，其中，所述第二RF振蕩信號(hào)(c^RF2)被輸入用于對(duì)來自所述第二低噪聲放大器的所述 第二輸出RF信號(hào)進(jìn)行降頻轉(zhuǎn)換的所述第二混頻電路。
11.一種無線通信系統(tǒng)，包括 天線；以及包括半導(dǎo)體襯底的半導(dǎo)體集成電路，所述半導(dǎo)體集成電路具有 低噪聲放大器(210)，置于所述半導(dǎo)體襯底之上并且經(jīng)由所述天線接收RF信號(hào)并放大 該RF信號(hào)；混頻電路(212)，置于所述半導(dǎo)體襯底之上并且對(duì)來自所述低噪聲放大器的輸出RF信 號(hào)進(jìn)行降頻轉(zhuǎn)換；以及低通濾波器，置于所述半導(dǎo)體襯底之上且被耦連到所述混頻電路，并且包括電阻(Rcl/ Rc2)和電容(Cl)。
12.根據(jù)權(quán)利要求11的無線通信系統(tǒng)，其中所述半導(dǎo)體集成電路還包括置于所述半導(dǎo)體襯底之上且被耦連以接收所述低通 濾波器的輸出的增益控制放大器(PGA21)。
13.根據(jù)權(quán)利要求11的無線通信系統(tǒng)，其中所述半導(dǎo)體集成電路還包括置于所述半導(dǎo)體襯底之上且產(chǎn)生提供給所述混頻電 路的RF振蕩信號(hào)(Φ RF)的RF振蕩電路(262)。
14.一種無線通信系統(tǒng)，包括 天線；以及包括半導(dǎo)體襯底的半導(dǎo)體集成電路，所述半導(dǎo)體集成電路具有 第一低噪聲放大器(210a)，置于所述半導(dǎo)體襯底之上并且經(jīng)由所述天線接收第一 RF 信號(hào)并放大該第一 RF信號(hào)；第二低噪聲放大器(210d)，置于所述半導(dǎo)體襯底之上并且經(jīng)由所述天線接收第二 RF 信號(hào)并放大該第二 RF信號(hào)；第一混頻電路(212a)，置于所述半導(dǎo)體襯底之上并且對(duì)來自所述第一低噪聲放大器的 第一輸出RF信號(hào)進(jìn)行降頻轉(zhuǎn)換；第二混頻電路(212b)，置于所述半導(dǎo)體襯底之上并且對(duì)來自所述第二低噪聲放大器的 第二輸出RF信號(hào)進(jìn)行降頻轉(zhuǎn)換；第一低通濾波器，置于所述半導(dǎo)體襯底之上且被耦連到所述第一混頻電路，并且包括 第一電阻(Rcl/Rc2)和第一電容(Cl)；以及第二低通濾波器，置于所述半導(dǎo)體襯底之上且被耦連到所述第二混頻電路，并且包括 第二電阻(Rcl/Rc2)和第二電容(Cl)。
15.根據(jù)權(quán)利要求14的無線通信系統(tǒng)，其中所述半導(dǎo)體集成電路還包括RF振蕩電路(262)，所述RF振蕩電路(262)置于所述半導(dǎo)體襯底之上且產(chǎn)生提供給所 述第一混頻電路的第一 RF振蕩信號(hào)(CtRFl)和提供給所述第二混頻電路的第二 RF振蕩信 號(hào)(ΦRF2)。
16.根據(jù)權(quán)利要求14的無線通信系統(tǒng)，其中，所述無線通信系統(tǒng)是移動(dòng)電話。
17.根據(jù)權(quán)利要求14的無線通信系統(tǒng)，其中所述半導(dǎo)體集成電路還包括置于所述半導(dǎo)體襯底之上且被耦連以接收所述第一低通濾波器的輸出的第一增益控 制放大器(PGAll)，置于所述半導(dǎo)體襯底之上且被耦連以接收所述第二低通濾波器的輸出的第二增益控 制放大器(PGA21)。
18.根據(jù)權(quán)利要求17的無線通信系統(tǒng)，還包括基帶電路(300)，被耦連以接收所述半導(dǎo)體集成電路的輸出，所述輸出基于所述第一增 益控制放大器(PGAll)和所述第二增益控制放大器(PGA21)的輸出。
19.根據(jù)權(quán)利要求18的無線通信系統(tǒng)，其中，所述無線通信系統(tǒng)是移動(dòng)電話。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種通信半導(dǎo)體集成電路(RF IC)，其中，將用來對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行降頻的混頻電路的輸出側(cè)上的濾波器中包含的電容元件的電容減小，而不要求改變?yōu)V波器的截止頻率，從而使得容易在芯片上制作元件并減少了所需外部元件的數(shù)目。吉爾伯特單元電路被用作混頻電路，為了降頻，此混頻電路對(duì)接收信號(hào)和局部振蕩信號(hào)進(jìn)行合成。用來從輸出中清除不希望有的電波的低通濾波器由上級(jí)差分晶體管的負(fù)載電阻器和提供在各差分輸出端子之間的電容元件構(gòu)成。負(fù)載電阻器的電阻被增大，并提供了用來將電流施加到上級(jí)差分晶體管的發(fā)射極或集電極的電流電路，使得可將能補(bǔ)償因負(fù)載電阻增大而引起的電流量減小的電流從電流電路被施加到下級(jí)差分晶體管。
文檔編號(hào)H03D7/14GK101951225SQ20101028442
公開日2011年1月19日 申請(qǐng)日期2006年3月29日 優(yōu)先權(quán)日2005年3月29日
發(fā)明者吉崎保展, 和久田哲也 申請(qǐng)人:瑞薩電子株式會(huì)社