專利名稱：一種全差分cmos超寬帶低噪聲放大器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明為射頻集成電路領(lǐng)域，具體涉及一種高增益、低噪聲和良好輸 入匹配的全差分低噪聲放大器的設(shè)計，特別應(yīng)用于3.1 4.8GHz、 3.1 10.6GHz超寬帶UWB射頻前端或者900MHz 6GHz的認(rèn)知無線電 (SDR)射頻前端中。
背景技術(shù)：
超寬帶無線通信技術(shù)及認(rèn)認(rèn)知無線電技術(shù)是當(dāng)前學(xué)術(shù)界和工業(yè)界的 研究熱點。特別是UWB作為一種高速而又低功耗的數(shù)據(jù)通信方式，它有 望在無線通信領(lǐng)域得到廣泛的應(yīng)用。超寬帶無線通信從實現(xiàn)方式上主要有 無載波脈沖超寬帶(IR-UWB)、直接序列(DS-UWB)和多帶OFDM (MB-OFDM)超寬帶三種方式。然而在任何一種實現(xiàn)方式中，射頻接收 機(jī)都需要使用寬帶低噪聲放大器模塊。
低噪聲放大器是接收機(jī)前端中最關(guān)鍵的模塊之一，其作用就是將天線 接收到的微弱信號放大并抑制接收機(jī)后級電路的噪聲。這要求低噪聲放大 器必須提供足夠的增益，同時以保證后級噪聲不會對系統(tǒng)性能造成過大的 影響。低噪聲放大器的增益往往與功耗成正比，而對于UWB系統(tǒng)而言， 低功耗是其基本要求，因此在保證足夠增益的情況下如何減小功耗是應(yīng)用 于UWB系統(tǒng)中LNA設(shè)計的重要難題。另外，與傳統(tǒng)的窄帶LNA不同， 超寬帶LNA的帶寬高達(dá)幾個GHz，在整個工作頻段內(nèi)保持良好的輸入匹 配、增益平坦度及低噪聲也是很難達(dá)到的性能要求。
傳統(tǒng)片內(nèi)CMOS寬帶LNA的實現(xiàn)通常采用如下幾種匹配方式1) 片內(nèi)LC濾波網(wǎng)絡(luò)匹配LNA:基于窄帶源級電感退化原理，在輸入
端加入較高階數(shù)的LC無源濾波器以展寬頻帶，實現(xiàn)輸入寬帶匹配。由于
使用了寬帶濾波器，該結(jié)構(gòu)在寬帶內(nèi)有良好的輸入匹配及平坦的增益，較
優(yōu)化的噪聲性能，但由于該結(jié)構(gòu)LNA使用了大量電感電容，占用很大的 芯片面積，特別是差分應(yīng)用情況下。
2) 共柵級輸入結(jié)構(gòu)LNA:利用共柵結(jié)構(gòu)提供輸入阻抗實部，該阻抗 實部在理想情況下為1/^，而且通過輸入電感電容產(chǎn)生一個諧振點、輸出 電感電容實現(xiàn)一個諧振點，可以得到2階輸入匹配，因此寬帶匹配性能較 好。另外，只需要較低的電流就能滿足輸入垮導(dǎo)需要，可以實現(xiàn)很低的功 耗設(shè)計。不過該結(jié)構(gòu)LNA本身噪聲性能較差，同時單級LNA只能提供有 限的增益，會進(jìn)一步惡化系統(tǒng)的噪聲性能，如果采用兩級結(jié)構(gòu)會占用較大 的芯片面積，因此在超寬帶系統(tǒng)中的應(yīng)用也很有限。
3) 電阻并聯(lián)負(fù)反饋LNA:該結(jié)構(gòu)LNA通過電阻負(fù)反饋來拓展放大器 的增益帶寬，同時獲得寬帶匹配；該結(jié)構(gòu)可以實現(xiàn)較高的增益，滿足寬帶 輸入匹配和相對較好的噪聲性能。由于該結(jié)構(gòu)LNA的增益和輸入共源級 晶體管的跨導(dǎo)成正比，因此寬帶且高增益的要求勢必導(dǎo)致較高的功耗；另 外為了補償輸出節(jié)點寄生電容對高頻增益的影響，通常負(fù)載會使用電感諧 振網(wǎng)絡(luò)來改善電路高頻增益響應(yīng)，負(fù)載電感通常較大，占用較大芯片面積。
綜上分析，針對CMOS寬帶低噪聲放大器(特別是應(yīng)用于超寬帶UWB 及認(rèn)知無線電SDR)的設(shè)計，如何實現(xiàn)增益、功耗、面積、寬帶輸入匹配、 線性度及穩(wěn)定性等性能的優(yōu)化提高，具有非常重要的意義。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明目的是提供一種全差分CMOS低噪聲放大器電路，以克服現(xiàn)有
技術(shù)存在的不足，提供一種可以應(yīng)用于超寬帶或認(rèn)知無線電系統(tǒng)的接收機(jī) 前端。該LNA具有較好增益、增益平坦度、噪聲系數(shù)、輸入匹配等性能指標(biāo)，能夠?qū)崿F(xiàn)低功耗并且只占用較小芯片面積。 為了達(dá)到上述目的，本發(fā)明的技術(shù)方案如下
一種全差分CMOS寬帶低噪聲放大器，由匹配級、放大級、反饋級 和負(fù)載級四個部分組成，其中
匹配級，用以接收輸入信號，使信號源與輸入阻抗良好匹配； 放大級，連接于所述匹配級與輸出端之間，完成所述匹配級輸出電壓
信號的跨導(dǎo)放大；
負(fù)載級，連接于電源與所述輸出端之間，用以輸出放大信號，為了減
小芯片面積，負(fù)載級只使用電阻，把電流重新轉(zhuǎn)換成電壓信號；
反饋級，連接于所述匹配級與所述輸出端之間，同時與匹配級組成匹 配網(wǎng)絡(luò)，與放大級一起獲得一定的輸入阻抗；同時與負(fù)載級、放大級一起 保證增益的穩(wěn)定與增益的帶寬。
進(jìn)一步地，所述匹配網(wǎng)絡(luò)是由所述匹配級與所述反饋級共同作用組成 的其中所述匹配級為一2階LC帶通濾波網(wǎng)絡(luò)，實現(xiàn)寬帶輸入匹配，其 由接信號輸入端的芯片封裝鍵合線的等效電感A。^"g與ESD PAD的等效 電容C^D構(gòu)成匹配級輸入，并與芯片內(nèi)第一隔直電容G、串聯(lián)電感&及 所述放大級等效輸入電容C,J頓次相連。
進(jìn)一步地，所述反饋級包括第三NMOS管似7，其柵極與所述輸出 端V。w相連，漏極接電源，源極通過第二電流源A接地； 一反饋R/C/并 聯(lián)網(wǎng)絡(luò)， 一端通過芯片內(nèi)第二隔直電容C2與所述第三NMOS管71/7源極 耦合，另一端接所述串聯(lián)電感丄g。
進(jìn)一步地，所述放大級包含以共柵共漏相連接的第一PMOS管Mj 與第一NMOS管M7對管，是源極放大器，其柵極均與所述匹配級的所述 串聯(lián)電感相連，其中所述第一NMOS管M7的源極可以直接接地(這種情 況需要對M7進(jìn)行柵壓偏置也可以與對稱的另外一支路NMOS管似2—起 連接到尾電流源//，實現(xiàn)M;的交流接地；所述第一PMOS管Mj源極接第一電流源/2。
進(jìn)一步地，第二 NMOS管M5，和所述第一 PMOS管M3與第一 NMOS 管M;對管的漏極相連接，作為共柵極電流跟隨器，其輸入阻抗約l/gm， 它一方面可以減小輸入對管柵漏電容(米勒等效電容)對電路的影響，另 一方面，所述第二NMOS管71/5可以隔離輸入和輸出級，保證電路有很好 的隔離度；其柵極與偏置直流電壓相連接，其漏極與所述輸出端V一相連。
在寬帶放大器的設(shè)計中，在負(fù)載極通常習(xí)慣使用電感來諧振該點的寄 生電容，因為負(fù)載端的寄生電容會使高頻端增益嚴(yán)重衰減。本電路中，所 述負(fù)載級，其每一個支路只使用一個電阻，這主要出于兩方面的考慮首 先使用負(fù)載電感會占用較大的芯片面積；另外，由于寄生電容引起的高頻 增益衰減可以通過所述串聯(lián)電感進(jìn)行補償，相對負(fù)載使用的電感，串聯(lián)電 感"要小的多，減小了芯片面積。所述電阻其一端接電源VCC;另一端 接所述輸出端V。w,，與所述第二NMOS管71/5的漏極相連。
本發(fā)明所做的突出改進(jìn)主要體現(xiàn)在如下兩方面
首先針對低功耗和高增益的應(yīng)用進(jìn)行了改進(jìn)。如圖4-l為傳統(tǒng)的單端共 源共柵電阻負(fù)反饋放大器的基本結(jié)構(gòu)，電路的增益取決于Mw的跨導(dǎo)&和負(fù) 載阻抗&，為了獲得高增益，要么增大跨導(dǎo)&，意味著電路較大的功耗； 要么增大負(fù)載阻抗&，意味著帶寬的降低。同時，這兩種方式都不可避免 地增大負(fù)載電阻&上的直流壓降，因而限制了單級放大電路的增益，也限 制了電路工作于低電源電壓下。因此可以如圖4-2所示，可以在^Tw的漏極 注入一定的直流電流/w，降低負(fù)載電阻上的直流壓降而不影響電路的小信 號增益。為了進(jìn)一步利用/5/，利用電流復(fù)用技術(shù)，如圖4-3所示，可以在 該直流通路上加入PMOS管A^，與輸入NMOS管A^—樣，作為共源級放大， 提供一定的跨導(dǎo)，在不增大電流的情況下，提高了電路的增益。另外，PMOS
管分流了負(fù)載電阻的直流電流，提高了輸出端的直流電壓余度。另外，使用柵極電感"對高頻增益進(jìn)行拓展，同時改善因高頻增益下 降而惡化的高頻輸入匹配。如圖5所示，相比其他基于電阻負(fù)反饋結(jié)構(gòu)的
LNA，比如使用漏極負(fù)載電感或者源級退化電感，以及綜合使用各種電感 (如公開發(fā)明專利CN101350592A)，本發(fā)明只使用了柵極電感柵極，并 且電感感值較小，很大程度上減小了芯片面積。從電路增益的角度來看， 負(fù)反饋放大器高頻增益的下降主要是由于輸入端寄生電容C,"和輸出節(jié)點 寄生電容CL產(chǎn)生的兩個極點引起的。如圖6所示為電路小信號簡化模型， 因此從原理上講，插入與C,"相串聯(lián)的電感可以改善高頻增益的下降，通過 Matlab對增益進(jìn)行分析，圖7顯示了LNA的增益隨柵極電感丄g的變化趨勢， 可以判定，通過合理選擇柵極電感值，可以獲得平坦的寬帶增益。
本發(fā)明由于采用了上述的技術(shù)方案，使之與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有以下的 優(yōu)點和積極效果本發(fā)明LNA結(jié)構(gòu)簡單，電路中盡可能的減少了電感的 使用，占用芯片面積?。涣硗獠捎幂斎腚娏鲝?fù)用，降低了功耗，適于低電 源電壓下工作；同時具有良好的寬帶輸入匹配、低噪聲系數(shù)、高增益等性 能指標(biāo)。


通過以下對本發(fā)明的實施例并結(jié)合其附圖的描述，可以進(jìn)一步理解本發(fā) 明的目的、具體結(jié)構(gòu)特征和優(yōu)點。其中，附圖為-圖1:本發(fā)明LNA的結(jié)構(gòu)框圖。 圖2:本發(fā)明LNA等效匹配網(wǎng)絡(luò)示意圖。 圖3:本發(fā)明LNA放大級基本電路原理圖。
圖4-1:傳統(tǒng)的單端共源共柵電阻負(fù)反饋放大器的基本結(jié)構(gòu)示意圖。 圖4-2:本發(fā)明漏極注入直流電流原理圖
圖4-3:本發(fā)明PMOS、 NMOS電流復(fù)用原理圖
圖5:本發(fā)明突出改進(jìn)之柵極電感示意圖。圖6:本發(fā)明LNA小信號簡化模型一柵極電感示意圖。 圖7:柵極電感對高頻增益的拓展效果示意圖。
圖8:本發(fā)明LNA反饋級原理圖。
圖9:本發(fā)明具體實施例電路圖。
圖10:本發(fā)明具體實施例電路輸入匹配Sll仿真結(jié)果圖。
圖11:本發(fā)明具體實施例電路增益與噪聲系數(shù)NF仿真結(jié)果圖。
圖12:本發(fā)明具體實施例線性度IIP3仿真結(jié)果圖。
具體實施例方式
下面結(jié)合附圖進(jìn)一步描述本發(fā)明。
參照圖1所示為本發(fā)明CMOS超寬帶LNA結(jié)構(gòu)框圖，由匹配級1， 放大級2、反饋級3和負(fù)載級4依次連接組成。
參照圖2所示，匹配網(wǎng)絡(luò)是由輸入匹配級l與反饋級3共同作用組成， 匹配網(wǎng)絡(luò)本質(zhì)上是一帶通濾波器，實現(xiàn)寬帶輸入匹配。匹配級l可以看作 一個2階的LC網(wǎng)絡(luò)。其中Rs為輸入信號源的電阻，^是芯片引腳的鍵 合線電感，C^D是芯片PAD上等效寄生電容，"是輸入跨導(dǎo)管柵極電感， CV是輸入跨導(dǎo)管等效輸入電容，Z/w是從反饋通路看進(jìn)去的等效輸入阻 抗，如圖6小型號中模型所示。因此如果先忽略柵極電感丄g，可以計算出 圖6所示的等效輸入阻抗
《《.
7/
1 +《CL
i + n《G i + gm A
(i)
其中C,"表示輸入級相對于地的所有寄生電容，包括跨導(dǎo)管(PMOS 和NMOS對管)的以及部分Miller電容。式(l)表明，LNA輸入阻抗 可以看作是輸入電容C&和一個復(fù)雜的阻抗Z,w的并聯(lián)。在低頻時，LNA 輸入阻抗主要由Z,w的低頻阻抗決定。從Z/w/的表達(dá)式可以看出，它是由一個直流阻抗和相應(yīng)的一個零點、 一個極點組成的復(fù)合阻抗?？梢园l(fā)現(xiàn)輸 出極點電容Ci對輸入阻抗值有很大的影響。Z^的零點位置是1/2;r&CY， 為了滿足較大的增益，^的值不可能太小，因此此極點也就在幾個GHz 處；Z，的極點位置是(lUj/2;rAQ，可以看出，該極點在零點的Jr倍
處。但整個LNA的輸入阻抗要比簡單的零點極點復(fù)雜的多，因為還要考 慮到并聯(lián)連接的輸入電容C, 。出于噪聲性能的考慮，輸入跨導(dǎo)管通常較 大，因此引入較大的寄生電容C, ，該電容會和輸入電阻形成另外的一個 極點，該極點與Zw/的零點相距較近(&a4i m)，因此輸入阻抗會隨著
頻率的增高，經(jīng)過上述零極點時，會發(fā)生劇烈變化，特別是輸入阻抗的虛 部，會因為輸入輸出電容的影響，產(chǎn)生較大的容抗，使得輸出匹配隨著頻 率的升高而快速惡化。因此，在電路具體實現(xiàn)時要特別注意輸出負(fù)載電容 G的大小，對寬帶輸入匹配有較大的影響。同時可以直觀的發(fā)現(xiàn)，圖6 中插入的柵極電感對高頻的輸入匹配有較大的改善。
參照圖3，所示為單端放大級基本電路原理圖，其中柵極電感丄g對應(yīng) 圖2中的電感丄g，輸入為PMOS-NMOS對，PMOS和NMOS都是共源級 放大。其中71^的源接一偏置電流源/5/，通過旁路電容G實現(xiàn)源級交流 接地；M^的源端可以直接接地(這種情況需要對7l^進(jìn)行柵壓偏置)，也 可以與對稱的另外一支路NMOS管一起連接到尾電流源，實現(xiàn)Mw源級交 流接地。A^與Mw的漏端相連并連接到共柵NMOS管似5的源極，交流小 信號通過7l^的漏極到負(fù)載級。T14作為電流跟隨器，其輸入阻抗約l/gm， 它一方面可以減小輸入對管柵漏電容(米勒等效電容)對電路的影響，另 一方面，該MOS管可以隔離輸入和輸出級，保證電路有很好的隔離度。
參照圖4-1、 4-2、 4-3所示，分析了放大級的電流復(fù)用與高頻增益補償， 針對低功耗和高增益的應(yīng)用進(jìn)行了改進(jìn)。如圖4-l為傳統(tǒng)的單端共源共柵電 阻負(fù)反饋放大器的基本結(jié)構(gòu)，電路的增益取決于A^的跨導(dǎo)^和負(fù)載阻抗&，為了獲得高增益，要么增大跨導(dǎo)&，意味著電路較大的功耗；要么增
大負(fù)載阻抗&，意味著帶寬的降低。同時，這兩種方式都不可避免地增大 負(fù)載電阻A上的直流壓降，因而限制了單級放大電路的增益，也限制了電
路工作于低電源電壓下。因此可以如圖4-2所示，可以在i^v的漏極注入一 定的直流電流/5"降低負(fù)載電阻上的直流壓降而不影響電路的小信號增 益。為了進(jìn)一步利用/w，如圖4-3所示，可以在該直流通路上加入PMOS管 Mp，與輸入NMOS管i^一樣，作為共源級放大，提供一定的跨導(dǎo)，在不增 大電流的情況下，提高了電路的增益。另外，PMOS管分流了負(fù)載電阻的 直流電流，提高了輸出端的直流電壓余度。
參照圖5所示，圖中使用了柵極電感"對高頻增益進(jìn)行拓展，同時改 善因高頻增益下降而惡化的高頻輸入匹配。相比其他基于電阻負(fù)反饋結(jié)構(gòu) 的LNA，比如使用漏極負(fù)載電感或者源級退化電感，以及綜合使用各種電 感(如公開發(fā)明專利CN101350592A)，本發(fā)明只使用了柵極電感柵極， 并且電感感值較小，很大程度上減小了芯片面積。從電路增益的角度來看， 負(fù)反饋放大器高頻增益的下降主要是由于輸入端寄生電容C^和輸出節(jié)點 寄生電容CL產(chǎn)生的兩個極點引起的。
如圖6所示為電路小信號簡化模型，從原理上講，插入與C,n相串聯(lián) 的電感可以改善高頻增益的下降，通過圖中小信號模型可以得到電壓增
1 + s l丄-^^" + s ^---hs -
2 2 2
圖7通過Matlab對增益進(jìn)行分析，顯示了 LNA的增益隨柵極電感 丄g的變化趨勢，可以觀察柵極電感Lg對高頻增益的補償，因此通過選擇 合適的柵極電感，可以獲得平坦的寬帶增益。
參照圖8所示，為反饋級原理示意圖，主要包括一個NMOS管A^，
li一個偏置電流源/52， 一個反饋電阻^，與反饋電阻相并聯(lián)的電容CV。 MF 的柵極與LNA的輸出端相連接，漏端直接連接到電源上，源級與偏置電 流源連接，小信號通過并聯(lián)的反饋電阻^和反饋電容C^連接到LNA的 輸入端。相比直接使用反饋電阻，插入的NMOS管il^能夠改善反饋電阻 ^對負(fù)載的影響，從而提高增益及增益帶寬，擴(kuò)展了設(shè)計時的靈活性。 下面給出一個具體的實施例
如圖9所示，該實例電路為全差分CMOS LNA在超寬帶中的應(yīng)用， 其工作頻段為Bandl,S卩3.1 4.8GHz。 電路相關(guān)器件參數(shù)如下
i 尸220Q; i 廣330Q; "0W^g=1.5nH; ￡g=0.9nH; C^D=120fF; C尸1.2pF; C產(chǎn)1.6pF; C廣55fF;
^m7= ^m2=丄m ^丄^ =丄m5^丄71/6=丄^/7=丄^ =1 80nm
『m尸『w尸100um;『M3=『糾=100um;
『奶=『m6= 80um; 『M7=『MS= 12腿；
/尸9mA; /產(chǎn)3mA; /尸0.4mA;
另外電路的輸出Buffer使用源跟隨器，W=30um， L=180nm，電流 4.5mA;功率衰減約8.5dB。
電路工作電壓1.8V，除去Buffer的核心電路功耗為17.6mW。
如圖10、圖11、圖12所示為該實施例電路仿真結(jié)果，電路工作頻段 3.1 4.8GHz，為了補償無源器件工藝偏差，電路設(shè)計給出了一定的余度。 輸入匹配Sll小于-15dB，增益S21約18.9 19.4dB，噪聲系數(shù)NF為 2.62~2.9dB，線性度IIP3為-7dBm?？梢钥闯?，電路具有良好的寬帶性能。
最后應(yīng)說明的是，以上僅用以說明本發(fā)明的技術(shù)方案而非限制，本領(lǐng) 域的普通技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，可以對本發(fā)明的技術(shù)方案進(jìn)行修改或者等同 替換，而不脫離本發(fā)明技術(shù)方案的精神和范圍，其均應(yīng)涵蓋在本發(fā)明的權(quán) 利要求范圍中。
1權(quán)利要求
1.一種全差分CMOS超寬帶低噪聲放大器，其特征在于，包含有匹配級，用以接收輸入信號；放大級，連接于所述匹配級與輸出端之間，用以放大所述匹配級的輸出信號；負(fù)載級，連接于電源與所述輸出端之間，用以輸出放大信號；反饋級，連接于所述匹配級與所述輸出端之間，用來依據(jù)所述放大級輸出的放大信號產(chǎn)生一反饋信號，并將所述反饋信號反饋至所述匹配級。
2. 如權(quán)利要求1所述的低噪聲放大器，其特征在于，所述匹配級為一2 階LC帶通濾波網(wǎng)絡(luò)，其包含由接信號輸入端的芯片封裝鍵合線的等效電 感與接地的ESDPAD等效電容構(gòu)成匹配級輸入，并與芯片內(nèi)第一隔直電容、 串聯(lián)電感及所述放大級等效輸入電容順次連接。
3. 如權(quán)利要求1所述的低噪聲放大器，其特征在于，所述放大級包含 以共柵共漏相連接的第一PMOS管與第一NMOS管，其柵極均與所述匹配級的所述串聯(lián)電感相連，其中所述第一 NMOS管源極接地或者接尾電流 源，其中所述第一PMOS管源極接第一電流源；第二 NMOS管，其源極和所述第一 PMOS管與第一 NMOS管的漏極相 連接，作為共柵極電流跟隨器，其柵極與偏置直流電壓相連接并通過電容交 流接地，其漏極與所述輸出端相連。
4. 如權(quán)利要求1所述的低噪聲放大器，其特征在于，所述負(fù)載級，只使 用一個負(fù)載電阻，所述負(fù)載電阻其一端接電源，另一端接所述輸出端，與所
5.如權(quán)利要求1所述的低噪聲放大器，其特征在于，所述反饋級包括第三NMOS管，其柵極與所述輸出端相連，漏極接電源，源極通過第二 電流源接地；并聯(lián)的電阻與電容，其一端通過芯片內(nèi)第二隔直電容與所述第三NMOS 管源極耦合，另一端接所述第一隔直電容與所述串聯(lián)電感之間。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種全差分CMOS超寬帶低噪聲放大器。該低噪聲放大器可以應(yīng)用于3.1～4.8GHz、3.1～10.6GHz的超寬帶中，或者900MHz～6GHz的認(rèn)知無線電射頻前端中。它基于共源跨導(dǎo)輸入與電阻負(fù)反饋結(jié)構(gòu)，由匹配級，放大級、反饋級和負(fù)載級組成。其中匹配級使用柵極電感調(diào)諧寬帶輸入阻抗；放大級使用電流復(fù)用的共源級NMOS管與PMOS管作為輸入端，與它們漏端輸出相連接的共柵級NMOS管作為電流跟隨器；輸入NMOS管柵極與電流跟隨器NMOS管漏極之間的NMOS管與電阻構(gòu)成“電壓-電流”型負(fù)反饋通路；負(fù)載級使用電阻負(fù)載。本發(fā)明結(jié)構(gòu)簡單，占用芯片面積小，增益高，功耗低，能滿足寬帶通信系統(tǒng)射頻前端的要求。
文檔編號H03F3/19GK101656516SQ20091005522
公開日2010年2月24日 申請日期2009年7月23日 優(yōu)先權(quán)日2009年7月23日
發(fā)明者任俊彥, 凡 葉, 張楷晨, 寧 李, 巍 李, 鄭仁亮 申請人:復(fù)旦大學(xué)