專利名稱：：一種覆蓋超寬帶4～5GHz和6～9GHz頻點(diǎn)的頻率綜合器的制作方法一種覆蓋超寬帶45GHz和6~9GHz頻點(diǎn)的頻率綜合器方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及一種頻率綜合器，特別是一種用于生成超寬帶45GHz和6~9GHz的頻點(diǎn)間距為264MHz的頻率綜合器。
背景技術(shù)：
：短距離高速無線通信技術(shù)是當(dāng)前學(xué)術(shù)界和工業(yè)界的研究熱點(diǎn)。頻率綜合器作為超寬帶(UWB)技術(shù)中的關(guān)鍵模塊，受到廣泛關(guān)注。在基于WiMedia的UWB物理信道劃分中，將3.1GHz10.6GHz的7.5GHz的頻段劃分成14個(gè)子帶，每個(gè)子帶占528MHz帶寬。但是基于中國頻段的實(shí)際使用情況，只有45GHz和69GHz這兩個(gè)頻段可以真正被UWB所利用。為了更加有效地利用頻段，每個(gè)子帶只占264MHz帶寬。具體的頻譜如圖l所示。其中，低頻段BandGroup#1包括兩個(gè)子帶，記作Band#1禾卩Band#2，它們的中心頻率分別為4356MHz和46MMHz。高頻段BandGroup#2包括10個(gè)子帶，記作Band#3Band#12，它們的中心頻率分別為6336MHz、6600MHz、6864MHz、7128MHz、7392固z、7656MHz、7920MHz、8184MHz、8448MHz、8712MHz。根據(jù)超寬帶的特殊要求，頻率綜合器從一個(gè)頻率轉(zhuǎn)到另一個(gè)頻率的跳頻時(shí)間必須小于9.5ns，這是基于傳統(tǒng)鎖相環(huán)(PLL)的頻率綜合器難以實(shí)現(xiàn)的，為此產(chǎn)生了各種特殊的頻率綜合方案。一種比較簡單的方式是，由n個(gè)PLL來產(chǎn)生所有需要的n個(gè)頻率，然后根據(jù)需要在所產(chǎn)生的頻率間進(jìn)行切換，如此產(chǎn)生的輸出信號(hào)沒有太嚴(yán)重的雜散問題。但是若要產(chǎn)生12個(gè)頻點(diǎn)，則需要12個(gè)PLL，這在功耗和面積上都是不能接受的。用得較多的一種方法是利用PLL和單邊帶混頻器(SSBMixer)，由PLL產(chǎn)生一個(gè)固定的頻率，通過SSBMixer實(shí)現(xiàn)頻率的加法或減法，得到所需要的頻率，頻率切換由數(shù)字電路控制。從而PLL—旦穩(wěn)定后不需要再次調(diào)整，頻率切換時(shí)間小于9.5ns的苛刻要求轉(zhuǎn)移到了選通器和SSBMixer上來，而這是很容易實(shí)現(xiàn)的。但是PLL穩(wěn)定在哪個(gè)頻率，輔助頻率怎樣產(chǎn)生，則會(huì)很大程度地影響頻率綜合器的復(fù)雜度和最終性能。綜上，針對(duì)超寬帶在中國的特殊應(yīng)用頻段，研究如何進(jìn)行合理的頻譜規(guī)劃并且得到既結(jié)構(gòu)簡單又性能優(yōu)越的頻率綜合器，是非常有意義的。
發(fā)明內(nèi)容為了解決上述問題，本發(fā)明公開了一種覆蓋超寬帶45GHz和69GHz頻點(diǎn)的頻率綜合器，具體頻率點(diǎn)為低頻段的4356MHz和4620MHz，以及高頻段的6336MHz、6600MHz、6864MHz、7128MHz、7392MHz、7656MHz、7920MHz、8184MHz、8448MHz、8712MHz，頻間距為264MHz。所述頻率綜合器以PLL和SSBMixer為基本構(gòu)件，以8448MHz為中心，分別與0、±264MHz、-528MHz、-792MHz、-1056MHz、-1320MHz、-1584MHz、-1848MHz混頻得到所有高頻段的頻點(diǎn)；將以8448MHz與+264MHz、+792MHz混頻所得到的8712MHz和9240MHz進(jìn)行二分頻可以到所需要的低頻段的頻點(diǎn)。此外，由于Wimedia超寬帶物理信道劃分中的頻點(diǎn)9240MHz和4488MHz可以在不增加任何硬件開銷的情況下得到，所以也附帶產(chǎn)生。所述的頻率綜合器中只包含一個(gè)鎖相環(huán)，該鎖相環(huán)只需要提供一個(gè)固定頻率8448MHz，因而壓控振蕩器(VCO)工作在8448MHz。在鎖相環(huán)的除法器鏈路上包括了一系列能產(chǎn)生正交輸出的除2除法器，VCO的輸出經(jīng)過所述的一系列除2除法器后，能產(chǎn)生正交的4224MHz、2112MHz、1056MHz、528MHz、264MHz。由于SSBMixer的輸入必須是正交信號(hào)，所以與8448MHz混頻的幾個(gè)輔助頻率264MHz、528MHz、792MHz、1056MHz、1320MHz、1584MHz、1848MHz、2112MHz都必須是正交的。所述的輔助頻率可以全部由除2除法器來產(chǎn)生它們的正交信號(hào)，而所述輔助頻率的2倍頻分別為528MHz、1056MHz、1584MHz、2112MHz、2640MHz、3168MHz、3696MHz、4224MHz，它們可以由鎖相環(huán)的除法鏈路直接產(chǎn)生，或者由鎖相環(huán)的除法鏈路上得到的頻率再做一次加減法(混頻)產(chǎn)生。所述的輔助頻率也可以部分直接利用鎖相環(huán)的除法鏈路上得到的頻率，不能直接得到的部分輔助頻率再利用除2除法器來產(chǎn)生它們的正交信號(hào)，而所述的不能直接得到的部分輔助頻率的2倍頻則可以通過鎖相環(huán)的除法鏈路上所得到的頻率間的一次加減法(混頻)得到。此時(shí)，可以利用一個(gè)IQ校準(zhǔn)電路來校準(zhǔn)因?yàn)榻?jīng)歷不同信號(hào)通路所導(dǎo)致的I、Q兩路信號(hào)之間的幅度失配和相位失配，從而來抑制單邊帶混頻器輸出端的鏡像雜散。本發(fā)明的有益效果在于，本發(fā)明所提供的頻率綜合器以8448MHz為鎖相環(huán)的工作頻率，由它的除法鏈路得到的頻率能夠很大程度地被直接利用。與8448MHz混頻所需要的輔助頻率比較容易得到，45GHz和69GHz中所有5頻點(diǎn)最多只需要經(jīng)過兩級(jí)單邊帶混頻器就可以得到，除了鎖相環(huán)的除法鏈路上的低頻數(shù)字除法器外其它除法器都是除2除法器。因而只需要一個(gè)鎖相環(huán)、兩個(gè)單邊帶混頻器、兩個(gè)除2除法器和幾個(gè)頻率選通器就能產(chǎn)生所有需要的頻率。頻譜規(guī)劃清晰，頻率綜合器架構(gòu)簡潔實(shí)用。此外，UWB系統(tǒng)對(duì)頻率綜合器的輸出頻譜純度也有要求，總頻率雜散需要小于-24dBc。本發(fā)明直接利用除2除法器或者利用IQ校準(zhǔn)電路進(jìn)行IQ正交兩路信號(hào)的幅度和相位校準(zhǔn)，為后級(jí)的SSBMixer提供精準(zhǔn)的正交信號(hào)，從而來抑制后級(jí)SSBMxier的鏡像雜散。因而本發(fā)明所提供的頻率綜合器能夠提供較為優(yōu)越的性能。圖1為本發(fā)明頻率綜合器的頻譜規(guī)劃示意圖2為本發(fā)明頻率綜合器的第一具體實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)示意圖3為非理想情況下的單邊帶混頻器的結(jié)構(gòu)示意圖4為非理想情況下的單邊帶混頻器的鏡像信號(hào)抑制比與輸入信號(hào)的幅度誤差和相位誤差之間的關(guān)系圖5為本發(fā)明頻率綜合器的第二具體實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)示意圖；圖6為本發(fā)明頻率綜合器的第三具體實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)示意圖。具體實(shí)施方式下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明所提供的具體實(shí)施方式作詳細(xì)的說明。圖1為本發(fā)明所采用的頻譜規(guī)劃圖，也就是如何得到覆蓋超寬帶45GHz和69GHz的頻點(diǎn)的示意圖。根據(jù)上文的分析，這里采用基于鎖相環(huán)和單邊帶混頻器的方案，所以確定鎖相環(huán)工作在哪個(gè)頻率并且如何最大程度地利用鎖相環(huán)的除法鏈路上所得到的頻率是關(guān)鍵所在。如圖1中所示，以8448MHz為中心向兩邊輻射可以得到所有高頻段的頻點(diǎn)，而低頻段的頻率可以通過對(duì)高頻段頻率的二分頻得到。因而這里以8448MHz為基準(zhǔn)做加減法，得到所有頻率點(diǎn)。此外，由于Wimedia超寬帶物理信道劃分中的頻點(diǎn)9240MHz和4488MHz可以在不增加任何硬件開銷的情況下得到，所以也附帶產(chǎn)生，標(biāo)于圖中。如此規(guī)劃，以8448MHz為中心向兩邊輻射得到所有高頻段頻率點(diǎn)，需要的輔助頻率是0、264MHz、528MHz、792MHz、1056MHz、1320MHz、1584MHz、1848MHz、2112MHz，改變它們的相位即可選擇是上邊帶還是下邊帶。雖然所需要的輔助頻率較多，但是這種頻譜規(guī)劃的巧妙之處在于(1)8448MHz經(jīng)過幾次2分頻后能夠得到的頻率是4224MHz—2112MHz—1056MHz—528MHz■>264MHz;(2)除法鏈路上直接產(chǎn)生四個(gè)輔助頻率264MHz、528MHz、1056MHz、2112MHz，其它四個(gè)輔助頻率792MHz、1320MHz、1584MHz、1848MHz能夠通過除法鏈路上得到的頻率間的一次加減法得到；(3)只需要一級(jí)單邊帶混頻器就可以得到所需要的4個(gè)輔助頻率(4)除法鏈路上只用到除2除法器，實(shí)現(xiàn)簡單，并且能夠提供IQ正交信號(hào)。所有頻率點(diǎn)的產(chǎn)生關(guān)系如表1中所列，鎖相環(huán)的除法鏈路上的各頻率點(diǎn)如表2中所列。所有輔助頻率可以由除法鏈路產(chǎn)生，或者再通過加減法產(chǎn)生，如表3中所列。圖2為依照上述思路所得到的頻率綜合器架構(gòu)。但是此處，所有的輔助頻率將再通過一個(gè)除2除法器得到，其妙處在于，除2除法器不僅能夠產(chǎn)生正交信號(hào)提供給后級(jí)的SSBMxier，還能夠抑制輸入雜散在輸出端的相應(yīng)。表l各頻率點(diǎn)的產(chǎn)生關(guān)系(單位MHz)f633666006864712873927656792081848448-2112-1848-1584-1320-1056-792-528-264f84488712897692408448+0+264+528+792f435644884620/2871289769240表2鎖相環(huán)除法鏈路上的各頻率點(diǎn)(單位MHz)f/2/2/2/2/28448422421121056528264表3混頻所需要的各輔助頻率點(diǎn)(單位MHz)<table>tableseeoriginaldocumentpage8</column></row><table>表4混頻所需要的各輔助頻率點(diǎn)的2倍頻(單位MHz)<table>tableseeoriginaldocumentpage8</column></row><table>圖2為依照本發(fā)明的頻率綜合器的第一具體實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)示意圖。它由兩部分組成，分別是上半部分的電荷泵型鎖相環(huán)(CP-PLL)，和下半部分的基于混頻器的頻率合成部分。其中在電荷泵鎖相環(huán)部分，鑒頻鑒相器(PFD)用于比較兩個(gè)信號(hào)——參考頻率和反饋頻率——之間的頻率和相位，然后輸出標(biāo)志頻率大小和相位差的一定寬度的脈沖信號(hào)；該脈沖信號(hào)經(jīng)過電荷泵(CP)后轉(zhuǎn)換為電流信號(hào)，然后由環(huán)路濾波器(LF)進(jìn)行低通濾波，將脈沖信號(hào)轉(zhuǎn)換為平滑的電壓信號(hào)；該電壓信號(hào)控制壓控振蕩器(VCO)使其輸出相應(yīng)的頻率信號(hào)，此頻率信號(hào)同時(shí)也是整個(gè)鎖相環(huán)的輸出頻率；除法器用于將VCO的輸出頻率分頻后再輸入給PFD進(jìn)行比較，從而實(shí)現(xiàn)負(fù)反饋的環(huán)路。整個(gè)環(huán)路處于穩(wěn)定工作狀態(tài)時(shí)，VCO的輸出頻率是參考頻率和除法器分頻值的乘積，且其相位和參考頻率的相位相對(duì)應(yīng)。這里，環(huán)路濾波器是由無源二階低通濾波器構(gòu)成；除法鏈路由一系列除2除法器和最后一級(jí)的/n數(shù)字除法器構(gòu)成；VCO振蕩在8448MHz，n則視所選擇的參考時(shí)鐘頻率而定，若參考頻率為66MHz，則11=8，若參考頻率為33MHz，則11=16，同樣可以由一系列除2除法器構(gòu)成。低壓降輸出電路(LDO)為VCO提供穩(wěn)定的電源信號(hào)。在頻率合成部分，由頻率選通器MUX1從528MHz和1056MHz中選擇一個(gè)頻率，由頻率選通器MUX3從2112MHz和4224MHz中選擇一個(gè)頻率，兩個(gè)頻率選通器所選出來的頻率經(jīng)過第一級(jí)單邊帶混頻器SSBMixerl混頻，產(chǎn)生所要的1584MHz/2640MHz/3168MHz/3696MHz。頻率選通器MUX2從0/528MHz/1056MHz/2112MHz/4224MHz中選擇一個(gè)頻率，它的輸出與第一級(jí)單邊帶混頻器SSBMixerl的輸出一同作為頻率選通器MUX4的輸入，從而在8個(gè)輔助頻率和DC中選擇一個(gè)。所選出的頻率經(jīng)過除2除法器DIV1，得到正交的IQ兩路信號(hào)，并且在第二級(jí)單邊帶混頻器SSBMxier2中與8448MHz混頻，得到最后所需要的頻率。若要得到低頻段的頻率點(diǎn)，則使SSBMixer2輸出所要頻點(diǎn)的二倍頻，并且使除2除法器DIV2工作，DIV2在其他時(shí)刻不工作。在頻率合成部分，SSBMixer是關(guān)鍵模塊。為了實(shí)現(xiàn)單邊帶混頻的功會(huì)臺(tái)旨，輸入給單邊帶混頻器的兩個(gè)頻率必須各自提供IQ信號(hào)，即sin和cos正交兩路信號(hào)，這也是上文中所述的利用除2除法器具有IQ輸出的緣由。此外，圖2中所示的VCO的輸出也需要提供給SSBMixer2，因而此處的VCO也需要提供正交輸出信號(hào)。SSBMixer的性能會(huì)直接影響頻率綜合器的最終輸出。對(duì)于SSBMixer來說，兩個(gè)輸入頻率經(jīng)過混頻后在輸出端會(huì)產(chǎn)生各種機(jī)制引起的頻率雜散。若SSBMixer的兩個(gè)輸入信號(hào)的IQ信號(hào)不匹配，它所引起的鏡像信號(hào)可以非常嚴(yán)重，占所有頻率雜散機(jī)制的主導(dǎo)地位。若令兩個(gè)輸入信號(hào)的IQ兩路的總幅度偏差為M，兩個(gè)輸入信號(hào)的IQ兩路的相位偏差分別為返和A，非理想情況下的SSBMixer的示意圖如圖3所示。容易得到輸入信號(hào)IQ兩路的幅度和相位失配所引起的鏡像信號(hào)的邊帶抑制比(SBRR)為'1+(1+/U)2+2(1+/U)cos(A-A)、幼朋^101og(1)1+(1+ZU)2-2(1+A^)cos(^+根據(jù)式(1)，由Matlab繪制得到鏡像邊帶的抑制程度與相位偏差和幅度偏差的關(guān)系如圖4所示。這里，spur的單位為dBc，fi的單位為度，且/^^+A。對(duì)于幅度偏差2.5%的情況下，為了達(dá)到一30dBc的鏡像抑制，則,<±3.5°。從圖4中可知，相對(duì)于幅度失配，相位失配所引起的鏡像信號(hào)雜散更為嚴(yán)重。而除2除法器的優(yōu)勢在于，它是一個(gè)二級(jí)鎖存器構(gòu)成的反饋環(huán)路，因而它能夠提供較為精準(zhǔn)的IQ信號(hào)。所以，在第一具體實(shí)施方式中，由除2除法器DIV1得到所有的輔助頻率的IQ信號(hào)，并且直接作為后級(jí)SSBMixer2的一個(gè)輸入端。圖5是依照本發(fā)明的第二種具體實(shí)施方式。其中，上半部分的電荷泵鎖相環(huán)部分與第一具體實(shí)施方式中的相同，主要差別在下半部分的頻率合成部分。第一具體實(shí)施方式中利用除2除法器來產(chǎn)生所有輔助頻率的較為精準(zhǔn)的IQ信號(hào)，但是除2除法器自身會(huì)引入三次諧波，雖然在小頻率范圍內(nèi)，可以將三階非線性抑制得很低，但是對(duì)輸入信號(hào)從0到4224MHz這么寬的頻率范圍內(nèi)都將三階量抑制到-35dBc以下，這對(duì)除2除法器的設(shè)計(jì)提出了較高要求。所以依照本發(fā)明的第二具體實(shí)施方式，由于在電荷泵鎖相環(huán)部分的除法鏈路中直接得9到輔助頻率264MHz/528MHz/1056MHz/2112MHz的正交信號(hào)，所以可以直接利用。而792MHz/1320MHz/1584MHz/l848MHz則通過一次單邊帶混頻和除2除法器得到。如圖5中所示，由頻率選通器MUX1從528MHz和1056MHz中選擇一個(gè)頻率，由頻率選通器MUX3從2112MHz和4224MHz中選擇一個(gè)頻率，兩個(gè)頻率選通器所選出來的頻率經(jīng)過第一級(jí)單邊帶混頻器SSBMixerl混頻，產(chǎn)生所要的1584MHz/2640MHz/3168MHz/3696MHz。所得到的頻率經(jīng)過除2除法器DIVl，得到4個(gè)正交的輔助頻率792MHz/1320MHz/1584MHz/1848MHz。頻率選通器MUX2則從264MHz/528MHz/1056MHz/2112MHz中選擇一個(gè)頻率，它的輸出與除2除法器DIV1的輸出以及DC—同作為頻率選通器MUX4的輸入來供選擇。所選出的頻率可能存在IQ兩路之間的幅度或相位失配，所以再由一個(gè)IQ校準(zhǔn)電路對(duì)頻率選通器MUX4的輸出進(jìn)行IQ校準(zhǔn)，IQ校準(zhǔn)電路由一個(gè)數(shù)模轉(zhuǎn)換電路DAC來控制，IQ校準(zhǔn)電路的輸出作為第二級(jí)單邊帶混頻器SSBMxier2的輸入，與8448MHz混頻，得到最后所需要的頻率。若要得到低頻段的頻率點(diǎn)，則使SSBMixer2輸出所要頻點(diǎn)的二倍頻，并且使除2除法器DIV2工作，DIV2在其他時(shí)刻不工作。第二具體實(shí)施方式中加入了IQ校準(zhǔn)電路來提供較為精準(zhǔn)的IQ信號(hào)給后級(jí)的單邊帶混頻器SSBMixer2，但是簡化了除2除法器DIVl的設(shè)計(jì)難度。此外，為了降低功耗，在選擇輔助頻率0/264MHz/528MHz/1056MHz/2112MHz時(shí)，可以使頻率選通器MUX1和MUX3以及第一級(jí)單邊帶混頻器SSBMixerl和除2除法器DIVl都不工作；在選擇輔助頻率792MHz/1320MHz/1584MHz/1848MHz時(shí)，可以使頻率選通器MUX2不工作。圖6是依照本發(fā)明的第三具體實(shí)施方式。其中，上半部分的電荷泵鎖相環(huán)部分與第二具體實(shí)施方式中的相同，主要差別在下半部分的頻率合成部分。依照本發(fā)明的第三具體實(shí)施方式，由于在電荷泵鎖相環(huán)部分的除法鏈路中直接得到輔助頻率264MHz/528MHz/1056MHz/2112MHz的正交信號(hào)，所以可以直接利用。而792MHz/1320MHz/1584MHz/1848MHz則通過一次單邊帶混頻和除2除法器得到。如圖6中所示，由頻率選通器MUX1從528MHz和1056MHz中選擇一個(gè)頻率，由頻率選通器MUX2從2112MHz和4224MHz中選擇一個(gè)頻率，兩個(gè)頻率選通器所選出來的頻率經(jīng)過第一級(jí)單邊帶混頻器SSBMkerl混頻，產(chǎn)生所要的1584MHz/2640MHz/3168MHz/3696MHz。所得到的頻率經(jīng)過除2除法器DIV1，得到4個(gè)正交的輔助頻率792MHz/1320MHz/1584MHz/1848MHz。但與本發(fā)明的第二具體實(shí)施方式不同的是，當(dāng)選擇輔助頻率264MHz/528MHz/1056MHz/2112MHz中的一個(gè)時(shí)，不需要經(jīng)過圖5中的兩級(jí)頻率選通器MUX2和MUX4，而是直接由圖6中的一個(gè)6輸入頻率選通器MUX3從0/264MHz/528MHz/1056MHz/2112MHz及除2除法器的輸出中選擇一個(gè)頻率，從而減少了信號(hào)通路，減少了冗余。雖然頻率選通器MUX3有6個(gè)輸入端，但是只要將端口間的隔離度做得足夠高，那么對(duì)于頻率選通器來說，是3個(gè)輸入端還是6個(gè)輸入端，差別并不大。頻率選通器MUX3所選出的頻率可能存在IQ兩路之間的幅度或相位失配，所以再由一個(gè)IQ校準(zhǔn)電路對(duì)MUX3的輸出進(jìn)行IQ校準(zhǔn)，IQ校準(zhǔn)電路由一個(gè)數(shù)模轉(zhuǎn)換電路DAC來控制，IQ校準(zhǔn)電路的輸出作為第二級(jí)單邊帶混頻器SSBMxier2的輸入，與8448MHz混頻，得到最后所需要的頻率。若要得到低頻段的頻率點(diǎn)，則使SSBMixer2輸出所要頻點(diǎn)的二倍頻，并且使除2除法器DIV2工作，DIV2在其他時(shí)刻不工作。為了降低功耗，在選擇輔助頻率0/264MHz/528MHz/1056MHz/2112MHz時(shí)，可以使頻率選通器MUX1和MUX2以及第一級(jí)單邊帶混頻器SSBMixerl和除2除法器DIV1都不工作。以上所述僅是本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式，應(yīng)當(dāng)指出，對(duì)于本
技術(shù)領(lǐng)域：
的普通技術(shù)人員，在不脫離本發(fā)明構(gòu)思的前提下，還可以做出若干改進(jìn)和潤飾，這些改進(jìn)和潤飾也應(yīng)視為本發(fā)明的保護(hù)范圍內(nèi)。權(quán)利要求1.一種覆蓋超寬帶4～5GHz和6～9GHz的頻點(diǎn)間距為264MHz的頻率綜合器，其特征在于，所述頻率綜合器是以鎖相環(huán)和單邊帶混頻器為基本構(gòu)件，所述頻率綜合器中只包含一個(gè)鎖相環(huán)，鎖相環(huán)的除法器鏈路上包括一系列能產(chǎn)生正交信號(hào)的除2除法器，并且所述鎖相環(huán)中的壓控振蕩器工作在8448MHz。2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的頻率綜合器，其特征在于，所述頻率綜合器是將8448MHz分別與輔助頻率0、土264MHz、-528MHz、-792MHz、-1056MHz、-1320MHz、-1584MHz、-1848MHz混頻得到所有高頻段69GHz的頻點(diǎn)。3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的頻率綜合器，其特征在于，所述頻率綜合器是將8448MHz與輔助頻率+264MHz、+792MHz混頻所得到的頻率進(jìn)行二分頻得到所有低頻段4~5GHz的頻點(diǎn)。4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的頻率綜合器，其特征在于，經(jīng)過所述一系列除2除法器后，能產(chǎn)生正交的4224MHz、2112MHz、1056MHz、528MHz、264MHz。5.根據(jù)權(quán)利要求2所述的頻率綜合器，其特征在于，所述的輔助頻率必須是正交信號(hào)以提供給下一級(jí)的單邊帶混頻器，所述輔助頻率的正交信號(hào)全部由除2除法器來產(chǎn)生，而所述輔助頻率的2倍頻分別為528MHz、1056MHz、1584MHz、2112MHz、2640MHz、3168MHz、3696MHz、4224MHz，它們由所述的鎖相環(huán)的除法鏈路直接產(chǎn)生，或者由所述的鎖相環(huán)的除法鏈路上所得到的頻率間的一次混頻產(chǎn)生。6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的頻率綜合器，其特征在于，所述的除2除法器能產(chǎn)生精準(zhǔn)的IQ信號(hào)，所述的除2除法器所產(chǎn)生的輔助頻率直接輸出給下一級(jí)的單邊帶混頻器。7.根據(jù)權(quán)利要求2所述的頻率綜合器，其特征在于，所述的輔助頻率是正交信號(hào)以提供給下一級(jí)的單邊帶混頻器，所述的輔助頻率部分直接利用所述的鎖相環(huán)的除法鏈路上得到的頻率，不能直接得到的部分輔助頻率再利用除2除法器來產(chǎn)生它們的正交信號(hào)，而所述的不能直接得到的部分輔助頻率的2倍頻則可以通過所述的鎖相環(huán)的除法鏈路上所得到的頻率間的"次混頻得到。8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的頻率綜合器，其特征在于，當(dāng)選擇某一所述的輔助頻率時(shí)，用于生成其它所述的輔助頻率的相關(guān)電路不工作，從而來節(jié)省功耗。9.根據(jù)權(quán)利要求7所述的頻率綜合器，其特征在于，在所述的輔助頻率輸出給下一級(jí)的單邊帶混頻器之前，利用一個(gè)IQ校準(zhǔn)電路來校準(zhǔn)因?yàn)榻?jīng)歷不同信號(hào)通路所導(dǎo)致的I、Q兩路信號(hào)之間的幅度失配和相位失配，從而來抑制下一級(jí)單邊帶混頻器輸出端的鏡像雜散。10.根據(jù)權(quán)利要求1所述的頻率綜合器，其特征在于，所述的頻率綜合器的輸出信號(hào)經(jīng)過兩級(jí)單邊帶混頻器。全文摘要本發(fā)明涉及一種應(yīng)用于超寬帶4～5GHz和6～9GHz的頻點(diǎn)間距為264MHz的頻率綜合器，它以鎖相環(huán)和單邊帶混頻器為基本構(gòu)件，將8448MHz分別與輔助頻率0、±264MHz、-528MHz、-792MHz、-1056MHz、-1320MHz、-1584MHz、-1848MHz混頻得到所有高頻段的頻點(diǎn)，將8448MHz與+264MHz、+792MHz混頻所得到的頻率進(jìn)行二分頻得到所有低頻段的頻點(diǎn)。鎖相環(huán)工作在8448MHz，除法鏈路上一系列除2除法器能產(chǎn)生正交的4224MHz、2112MHz、1056MHz、528MHz、264MHz。所有輔助頻率可以通過鎖相環(huán)的除法鏈路直接產(chǎn)生或者通過鎖相環(huán)的除法鏈路上所得到的頻率間的一次混頻及一個(gè)除2除法器產(chǎn)生。文檔編號(hào)H03L7/16GK101547008SQ20091005028公開日2009年9月30日申請日期2009年4月30日優(yōu)先權(quán)日2009年4月30日發(fā)明者任俊彥,傅海鵬,凡葉,寧李,巍李,陳丹鳳申請人:復(fù)旦大學(xué)