專利名稱：適用于模數(shù)轉換器的差分參考電壓源電路的制作方法
技術領域：
本實用新型屬于電源電路技術領域，具體涉及一種用于高速高精度模數(shù)轉換器的差 分參考電壓源電路。 技術背景
參考電壓源在集成電路中的應用非常廣泛，包括射頻(RF)、數(shù)據轉換電路(ADC， DAC) 以及閃存(flash memory)在內的大量模擬、混合信號以及存儲器數(shù)字接口電路中都會被使 用到，并會影響這些電路的性能。例如，在數(shù)據轉換電路中，參考電壓是作為其數(shù)據轉換 時的基準電壓，它的精度和穩(wěn)定性會直接影響整體電路的線性度和動態(tài)范圍。隨著移動通 信技術的迅速發(fā)展，對ADC等電路的要求越來越高，其采樣頻率和精度不斷提高，所以 對參考源的直流精度、溫度穩(wěn)定性以及抗噪聲能力等性能指標也提出了更高的要求。此外， 由于差分結構相對于單端結構有很多優(yōu)勢，現(xiàn)在包括ADC在內的大量電路都需要用到差 分參考電壓源。
開關電容類型的模數(shù)轉換器不僅需要精確的參考電壓，還需要輸出緩沖器提供足夠的 驅動能力。這是由于在ADC的數(shù)據保持過程中需要由參考電壓輸出緩沖器對余量放大器提 供足夠的驅動電流，緩沖器的驅動能力會直接影響余量放大器的建立精度。所以ADC的精 度和速度越高，對緩沖器驅動能力的要求也越高。 發(fā)明內容
本實用新型的目的在于提供一種適用于模數(shù)轉換器的差分參考電壓源，要求該參考電 壓源在電源電壓發(fā)生變化和不同工作溫度下，都可以提供恒定的差分電壓；在高速(采樣 頻率大于100MHz)、高精度(分辨率大于10位)模數(shù)轉換器的應用中，該差分參考電壓源 能夠提供強驅動能力，保證參考電壓的穩(wěn)定性。
本實用新型提出的差分參考電壓源電路(如附圖1所示)。該電路中帶隙基準電流產 生電路1 ，差分電壓產生電路2和輸出緩沖器3依次連接組成。
其中，帶隙基準電流產生電路能產生經過溫度補償?shù)碾娏?。它將熱電壓VT和三極 管基極-發(fā)射極的結電壓VBE分別轉化為正溫度系數(shù)電流IP和負溫度系數(shù)電流IN ，然后通 過這兩類電流的累加產生溫度補償?shù)幕鶞孰娏鱅REF。
差分電壓產生電路的輸入為基準電流IREF，輸出零溫度系數(shù)的差分參考電壓VREFN
禾口VREFP，其共模電平被箝位在電源電壓的一半(即VDD/2)。
輸出緩沖器，能提高差分參考電壓的驅動能力。它由三部分組成，第一部分是單位增 益的差分輸出緩沖器；第二部分是外部退耦電容；第三部分是RC低通濾波器。
在輸出緩沖器中，PMOS管M12與NMOS管M13之間通過電阻R8串聯(lián)。PMOS驅動管 M12和NMOS驅動管M13的電流復用，大大減小了整體的功耗。PMOS管M12與電阻R8的 連接點Vp為放大器A2的負向輸入端，穩(wěn)定正輸出參考電壓；NMOS管M13與電阻R8的連 接點Vn為放大器A3的負向輸入端，穩(wěn)定負輸出參考電壓。
通常情況下，隨著溫度的升高，熱電壓VT會以每攝氏度0.087mV的速度上升，三極管 基極-發(fā)射極的結電壓VBE會以每攝氏度1.5mV的速度下降。本實用新型基于上述兩種電壓 的溫度特性，通過運算和電路處理，得到了零溫度系數(shù)的差分參考電壓VREF。同時，輸 出緩沖器配合外部退耦電容，提高了差分參考電壓的驅動能力，適用于高速(采樣頻率大于 100MHz)、高精度(分辨率大于10位)模數(shù)轉換器中。

圖1為本實用新型參考電壓源的體系結構圖。 圖2為本實用新型帶隙基準電流產生電路的電路圖。 圖3為本實用新型差分電壓產生電路的電路圖。 圖4為本實用新型輸出緩沖器的電路圖。 圖5為本實用新型外部退耦電容的等效電路圖。
具體實施方式

以下結合附圖和實例對本實用新型進行進一步詳細的說明。
圖1所示為本實用新型提出的差分參考電壓源的體系結構圖，由帶隙基準電流產生電 路1，差分電壓產生電路2和輸出緩沖器3依次連接組成。 圖2為本實用新型帶隙基準電流產生電路的電路圖。
PMOS管M1和M2構成簡單的PMOS電流鏡電路，PMOS管M3和M4構成級聯(lián)式電流鏡 電路，PMOS管M1和M2的柵極VB2接到M3管的漏端，PMOS管M3和M4的柵極接偏置電 壓VB1; NMOS管M7和M8構成簡單的NMOS電流鏡電路，NMOS管M5和M6構成級聯(lián)式電 流鏡電路，NMOS管M7和M8的柵極VB4接到M6管的漏端，NMOS管M5和M6的柵極接偏 置電壓VB3。這樣，所有MOS管都工作在飽和區(qū)，流過PMOS管M1的電流等于流過PMOS 管M2管的電流，流過NMOS管M7的電流等于流過NMOS管M8管的電流。PMOS管M9的 柵極電壓接VB2， PMOS管M10的柵極電壓接VB1，構成另一個電流鏡。這樣得到輸出電 流IREF，等于流過PMOS管M1管的電流，也等于流過PMOS管M2管的電流。
由于MOS管M1 M8構成了自偏置回路，NMOS管M7， M8的源極A點和B點電壓近似 相等，電阻R1上的電壓等于Q1、 Q2的結電壓差(AVBE)。這兩個三極管的基極-發(fā)射極的 結電壓差AVBE與熱電壓VT成正比，并由電阻R1轉化為具有正溫度系數(shù)的電流IP:
上式中，電壓VBE1為三極管Q1的基極-發(fā)射極的結電壓， 電壓VBE2為三極管Q2的基極-發(fā)射極的結電壓， 系數(shù)N是Q1和Q2的發(fā)射區(qū)有效面積的比值。 取電阻R2和R3的阻值相等，那么在電阻R3的壓降等于三極管Q2的基極-發(fā)射極的結 電壓VBE2。流過R3的電流IN具有負溫度系數(shù)
<formula>formula see original document page 5</formula> (2)
這兩種具有不同溫度系數(shù)的電流相加之后，通過電流鏡M9 M10得到了溫度補償?shù)幕?準電流IREF:
<formula>formula see original document page 5</formula> (3)
圖3為本實用新型差分電壓產生電路的電路圖，由放大器A1和NMOS管M11以及電阻 R4、 R5、 R6和R7連接組成，其中，放大器A1和NMOS管M11負反饋連接，R6禾卩R7串聯(lián)， 構成電阻分壓電路。帶隙基準電流產生電路得到的基準電流IREF，流過電阻R4和R5產生 零溫度系數(shù)的差分參考電壓VREF:
<formula>formula see original document page 5</formula> (4)
<formula>formula see original document page 5</formula> (5)
在(5)式中，差分參考電壓VREF的設計值只受到電阻的相對精度的影響，與電源電壓 VDD無關。另外，由于電阻R卜R5為相同材料的電阻，它們的溫度系數(shù)相同，電阻比 值不隨溫度變化。所以差分參考電壓VREF的溫度系數(shù)，不受電阻絕對值的影響。合理選 取電阻R1和R3的比值，抵消正負兩類電流的溫度系數(shù)，就可以得到在選定的溫度點下溫 度系數(shù)為零的參考電壓。
<formula>formula see original document page 5</formula>(6)
電阻R6和R7串聯(lián)，構成簡單的電阻分壓電路，用來產生差分參考電壓的共模電平值。 負反饋連接的放大器A1和NMOS管M11，使得差分參考電壓VREFP和VREFN的共模電平
值VCOM等于<formula>formula see original document page 6</formula> (7)
取電阻R4和R5的阻值相等，R6和R7的阻值相等，那么得到的差分參考的電壓為<formula>formula see original document page 6</formula> (8)
<formula>formula see original document page 6</formula> (9)
這樣，就得到了共模電平為VDD/2，差模電平(VREFP-VREFN)為與電源電壓無關的、
溫度系數(shù)為零的差分參考電壓。
圖4為本實用新型輸出緩沖器的電路圖
輸出緩沖器由三部分組成，第一部分是單位增益的差分輸出緩沖器3.1;第二部分是外 部退耦電容3.2;第三部分是RC低通濾波器3.3。
由放大器A2和PMOS管M12構成單位增益負反饋回路，使得輸出電壓Vp等于輸入正參 考電壓VREFP;放大器A3和NMOS管M13構成另一單位增益負反饋回路，使得輸出電壓 Vn等于輸入負參考電壓VREFN 。
當輸出端Vp受到開關電容型模數(shù)轉換器開關噪聲的干擾時，放大器A2將輸出電壓Vp 與正參考電壓VREFP相比較，并將其差值放大，驅動PMOS管M12向負載輸出驅動電流， 穩(wěn)定輸出端Vp到與正參考電壓VREFP相同的電平。
同樣，當輸出端Vn受到開關電容型模數(shù)轉換器開關噪聲的干擾時，放大器A3將輸 出電壓Vn與負參考電壓VREFN相比較，并將其差值放大，驅動NMOS管M13向負載輸出 驅動電流，穩(wěn)定輸出端Vn到與負參考電壓VREFN相同的電平。
PMOS管M12與NMOS管M13之間通過電阻R8串聯(lián)，使得流過M12管和M13管
的直流電流相等，且這個電流等于<formula>formula see original document page 6</formula>()
PMOS驅動管M12和NMOS驅動管M13的電流復用，大大減小了整體的功耗。而調整 電阻R8的值，就可以改變輸出NMOS管驅動管M12和M13的偏置電流的大小，從而改變輸 出緩沖器的驅動能力。該偏置電流越大，緩沖器的驅動能力越強。
外部退耦電容Cext可以有效抑制輸入端的噪聲影響，還可以抑制輸出端接的開關電容 型模數(shù)轉換器的開關噪聲。單位增益的差分輸出緩沖器3.1能抑制低頻的干擾，而外部退耦 電容3.2能抑制高頻的干擾。這樣的有源和無源相結合的驅動方式，降低了對輸出緩沖器速 度的要求，降低了功耗，起到了穩(wěn)定輸出參考電壓的作用。
當模數(shù)轉換器的采樣頻率高于100MHz時，外部元器件Cext的寄生參數(shù)的影響會更加 顯著。圖5為本實用新型外部退耦電容Cext的等效電路圖，本實用新型考慮到了鍵合線 (bond wire)和引腳(pin)的寄生參數(shù)的影響，包括了鍵合線的串聯(lián)電阻R3、 R4，和串聯(lián)電 感L3、 L4，對地并聯(lián)電容C3、 C4;引腳的串聯(lián)電阻R1、 R2，和串聯(lián)電感L1、 L2，對地 并聯(lián)電容C1、 C2。而其中影響最大的是串聯(lián)電感，其大小可以達到5nH左右，退耦電容
Cext的充放電電流在電感上會產生明顯的壓降AF二i:，，在參考電壓輸出緩沖器的輸出
端引入一個高頻毛刺信號，影響參考電壓的動態(tài)精度。
因此，本實用新型采用RC低通濾波器電路(3.3)，包括電阻Rf1，電容Cf1和電阻Rf2， 電容Cf2，來濾除寄生串聯(lián)電感引入的高頻噪聲，保證了輸出參考電壓的穩(wěn)定性。
本實用新型提出的差分參考電壓源，可以在半導體集成電路中產生高性能的差分參考 電壓，適用于高速(采樣頻率大于100MHz)、高精度(分辨率大于10位)模數(shù)轉換器中。
權利要求1.一種適用于模數(shù)轉換器的差分參考電壓源電路，其特征在于該電路包括帶隙基準電流產生電路(1)，差分電壓產生電路(2)和輸出緩沖器(3)；其中帶隙基準電流產生電路(1)，用于產生經過溫度補償?shù)模c電源電壓無關的基準電流；該基準電流提供給差分電壓產生電路(2)，產生所需的差分參考電壓VREFN和VREFP；輸出緩沖器(3)為單位增益的差分輸出緩沖器，提高差分參考電壓的輸出驅動能力。
2. 根據權利要求1所述的適用于模數(shù)轉換器的差分參考電壓源電路，其特征在于所述帶隙基準電流產生電路(1)的輸出為經過溫度補償?shù)碾娏?。它將熱電壓VT和三極 管結電壓VBE分別轉化為正溫度系數(shù)電流IP和負溫度系數(shù)電流IN，然后通過這兩類電流的 累加產生溫度補償?shù)幕鶞孰娏鱅REF;所述差分電壓產生電路(2)的輸入為基準電流IREF，輸出為零溫度系數(shù)的差分參考電 壓VREFN和VREFP，其共模電平被箝位在電源電壓的一半；所述輸出緩沖器(3)由三部分組成，第一部分是單位增益的差分輸出緩沖器(3.1);第二 部分是外部退耦電容(3.2);第三部分是RC低通濾波器(3.3)。
3. 根據權利要求2所述的適用于模數(shù)轉換器的差分參考電壓源電路，其特征在于在 輸出緩沖器(3)中，PMOS管M12與NMOS管M13之間通過電阻R8串聯(lián)；PMOS管M12 與電阻R8的連接點Vp為放大器A2的負向輸入端；NMOS管M13與電阻R8的連接點 Vn為放大器A3的負向輸入端。
專利摘要本實用新型屬電源電路技術領域，具體為一種適用于模數(shù)轉換器的差分參考電壓源電路。該電路由帶隙基準電流產生電路、差分電壓產生電路和輸出緩沖器依次連接組成。這種結構能產生所需的帶溫度補償?shù)?，具有強驅動能力的差分參考電壓。同時，參考電壓對地線和電源線上的干擾有很強的抑制能力。本實用新型的電路結構簡單，功耗低，輸出電壓穩(wěn)定，能夠滿足高速高精度ADC對于差分參考電壓的要求。
文檔編號H03M1/34GK201191822SQ20082005817
公開日2009年2月4日 申請日期2008年5月8日 優(yōu)先權日2008年5月8日
發(fā)明者倪金華, 葉天鳳, 周冬然, 洪志良 申請人:復旦大學