專利名稱：內(nèi)置可變增益放大器的半導體集成電路的制作方法
技術(shù)領域：
本發(fā)明涉及內(nèi)置了安置在無線通信或有線通信的收發(fā)器上的可 變增益放大器的半導體集成電路，尤其涉及用于提供寬帶下具有頻率 依賴性較小的增益的可變增益放大器而較為有效的技術(shù)。
背景技術(shù)：
低噪聲放大器是在無線或有線通信系統(tǒng)的接收系統(tǒng)中最先具有 增益的起始電路塊，因而會使系統(tǒng)的噪聲指數(shù)原樣增加低噪聲放大器
的噪聲指數(shù)(NF)。另外，在接收系統(tǒng)中，為了獲得盡可能大的信號 功率，需要進行天線與低噪聲放大器的共軛匹配。即，將低噪聲放大 器設計為具有50歐姆的電阻分量輸入阻抗。
在下面的非專利文獻1中介紹了各種設計思想下的低噪聲放大 器。第1種電阻終端技術(shù)中具有輸入接口的實際電阻中有害效果導致 的較貧乏的噪聲特性。第2種1/gm終端方法(也被稱作柵極接地終 端方法)中為了獲得較低的噪聲指數(shù)性能，相比互補性金屬氧化物半 導體(CMOS)而更優(yōu)選雙極晶體管。第3種技術(shù)中的串行分流(shunt series)反饋中，獲得同等的噪聲性能時相比其他方法要增加功耗。 第4種技術(shù)的電感源極衰減(inductive source degeneration )方法將電 感用于源極端子，來對輸入阻抗生成實數(shù)項。該方法常伴隨串迭 (cascode)晶體管進行使用，憑借良好的噪聲性能、逆向絕緣、高實 現(xiàn)增益而廣泛用于低噪聲放大器的設計之中。
另外后述的非專利文獻1還記載了并用串迭晶體管和串行分流反 饋的電感源極衰減低噪聲放大器及其衍生的完全差動低噪聲放大器。 進而后述的非專利文獻1還記載了為實現(xiàn)低噪聲放大器的可變增益， 將N型附加MOS晶體管與串迭晶體管并聯(lián)的技術(shù)。另外，在后述的非專利文獻2中，記栽著用于3.1GHz到10.6GHz 的超寬帶(UWB)系統(tǒng)的電感衰減源極接地低噪聲放大器。該低噪 聲放大器中也使用了串迭晶體管。為提高設計自由度，在源極接地晶 體管的柵極串聯(lián)有電感，在晶體管的柵極和源極之間連接有電容。該 低噪聲放大器為了在從3.1GHz到10.6GHz的整個帶寬下使輸入阻抗 的電感項諧振，使用了雙重終端帶通切比雪夫濾波器。其結(jié)果，在后 述非專利文獻2所述的低噪聲放大器中，使用共計5個電感。
進而，在后述的非專利文獻2中記載有為了提高低噪聲放大器的 性能，把源極接地晶體管的源極和基板(主體)連接起來的技術(shù)。源 極接地晶體管是N溝道MOS晶體管，是通過三阱(Triple-well)設 備而制作的。三阱設備使用P型基板、形成于該P型基板中的N型 阱和形成在該N型阱中的P型阱。
另外，在后述的非專利文獻3中記載的低噪聲放大器用于所使用 的電感較少僅為2個的從3.1GHz到10.6GHz的超寬帶(UWB)系統(tǒng)。 該低噪聲放大器使用SiGe異質(zhì)結(jié)雙極晶體管。該低噪聲放大器的寬 帶輸入匹配是通過可在10.6GHz以下的UWB頻率范圍下良好的噪聲 匹配阻抗的基極接地輸入極來實現(xiàn)的。該基極接地輸入極在原理上與 后述非專利文獻1記載的1/gm終端方法(棚4及^接地終端方法)相同。 通過耦合電容向基極接地晶體管的發(fā)射極提供RF輸入信號，同時基 極接地晶體管的發(fā)射極通過作為第1個電感的發(fā)射極偏置電感和CR 并聯(lián)電路與接地電壓相連?；鶚O接地晶體管的基極通過作為第2個電 感的基極終端電感被施加有基極偏置電壓。通過基極終端電感的增加 而基極接地輸入極的增益增加至通過基極終端電感與基極接地晶體 管的基極輸入電容之積確定的諧振頻率。伴隨該增益的增加，輸入換 算噪聲電壓減少，噪聲指數(shù)得以改善。該低噪聲放大器中第2級的增 益級是通過由發(fā)射極接地晶體管、集電極負載電阻、反饋射極跟隨器 和反饋電阻構(gòu)成的可變增益電阻反饋放大器來構(gòu)成的。另外，低噪聲 放大器包含第3級的輸出射極跟隨器。
另一方面，在后述專利文獻l中記載的寬帶放大器連接有開關(guān)晶體管，該開關(guān)晶體管向放大晶體管的基極偏置電路提供導通/截止切換 電壓。當開關(guān)晶體管處于截止狀態(tài)下，基極偏置電壓變高，放大晶體 管的集電極電流變大，且由發(fā)射極流向基極的負反饋變大，失真變小， 適用于強電場信號的放大。當開關(guān)晶體管處于導通狀態(tài)下，基極偏置 電壓變低，放大晶體管的集電極電流變低，且由發(fā)射極流向基極的負 反饋變小，增益上升，噪聲指數(shù)得以改善，適用于弱電場或中電場信 號的放大。日本特開2005-348101號公報 Chetty Gamda et al， "A 3-5 GHz Fully Differential CMOS LNA with Dual-gain mode for Wireless UWB Application",2005, 48th Midwest Symposium on Circuits and Systems, Vol.1, pp.790-793,7-10，Aug 2005 Andrea Bevilacqua et al, "An Uitrawideband CMOS Low-Noise Amplifier for 3.1-10.6-GHz Wireless Receivers",IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL.39,
NO.12 ，DECEMBER 2004,pp.2259-2268. Nobuhiro Shi腿izu et al, "A 3-10GHz Bandwidth Low-Noise and Low-Power Amplifier for Full-Band UWB Communications in 0.25-|im SiGe BiCMOS Technology",2005 IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium,pp.39-42.

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明人等在創(chuàng)造本發(fā)明之前從事于用于多帶(MB)的正交頻 分復用(OFDM)的UWB通信系統(tǒng)的半導體集成電路的研究/開發(fā)。
該UWB頻率^皮分割為從以3432MHz為中心頻率而具有528MHz 的帶寬寬度的第l子帶到以10296MHz為中心頻率而具有528MHz的 帶寬寬度的第14子帶。因此，用于MB OFDM對應的UWB通信系 統(tǒng)的半導體集成電路需要收發(fā)從大約3GHz到大約10GHz的超寬帶區(qū) 域的RF信號。其結(jié)果，在MB 'OFDM對應的UWB通信系統(tǒng)的4妄收系統(tǒng)中，需要對從大約3GHz到大約10GHz的UWB. RF接收信號進 行放大的低噪聲放大器。
如上述非專利文獻2所述那樣，通過使用應用了帶通切比雪夫濾 波器的電感衰減源極接地低噪聲放大器，從而可以對從大約3GHz到 大約10GHz的整個帶域下的UWB' RF接收信號進行;改大。
本發(fā)明人等對上述非專利文獻2進行了詳細研究，根據(jù)上述非專 利文獻2所述的低噪聲放大器的芯片圖片而明晰了如下事項。
上述非專利文獻2所述的低噪聲放大器除了需要源極端子的衰減 電感之外，還需要帶通切比雪夫濾波器的3個電感。還在串迭MOS 晶體管的漏極與負載電阻之間連接有漏極端子的電感。其結(jié)果可知， 共計5個螺旋電感的芯片占有面積遠大于串迭MOS晶體管的有源部 分的芯片占有面積。
另外，通過使用上述非專利文獻3所述的由第l級基極接地輸入 極和第2級可變增益電阻反饋放大器構(gòu)成的低噪聲放大器，從而可以 通過較少的電感數(shù)來對從大約3GHz到大約10GHz的整個帶域下的 UWB'RF接收信號進行放大。
另一方面，MB'OFDM對應的UWB通信系統(tǒng)才艮據(jù)4吏用環(huán)境而 UWB' RF接收信號電平會發(fā)生較大變化。MB OFDM對應的UWB 通信系統(tǒng)的接收系統(tǒng)的低噪聲放大器需要對從極低的電平下的RF接 收信號到極高的電平下的RF接收信號進行放大。如果低噪聲放大器 無法對極低的電平下的RF接收信號進行放大，則由低噪聲放大器提 供給接收混頻器的RF接收放大信號的S/N比會變差。另外，當RF 接收信號成為極高電平時，需要響應這種情況來降低低噪聲放大器的 增益。如果不這樣做，就會由于低噪聲放大器的負載而產(chǎn)生RF接收 放大信號的波形限制導致的波形失真，成為其后的OFDM解調(diào)中的 解調(diào)誤差的原因。
因此，在本發(fā)明人等在進行本發(fā)明之前所作的半導體集成電路的 研究/開發(fā)之中，探索了以上述非專利文獻3所述低噪聲放大器為基礎 而追加用于消除波形失真的增益切換的功能。本發(fā)明人等首先通過利用上述非專利文獻1所述的低噪聲放大器
的可變增益的模擬，研究了將第2級的可變增益電阻反饋放大器的發(fā) 射極接地晶體管的集電極負載電阻進行高低切換的情況。但是，模擬 的結(jié)果可知， 一旦將集電極負載電阻從高電阻切換到低電阻，則低頻 區(qū)域下的增益增加，高頻區(qū)域側(cè)的增益降低。高頻區(qū)域側(cè)的增益降低 將成為高頻區(qū)域下的S/N比變差的原因。
接著，本發(fā)明人等通過利用上述專利文獻1所述的寬帶放大器的 負反饋量控制的模擬，研究了對第2級可變增益電阻反饋放大器的射 極跟隨器的輸出與發(fā)射極接地晶體管的基極輸入之間的反饋電阻進 行高低切換的情況。但是，模擬的結(jié)果，可知一旦把反饋電阻從高電 阻切換為低電阻，則增益會在高頻區(qū)域下增加且在低頻區(qū)域下降低。 增益在低頻區(qū)域下降低就成為低頻區(qū)域下的S/N比變差的原因。
圖1是表示本發(fā)明人等在進行本發(fā)明之前所研究的半導體集成電 路(IC) 10中構(gòu)成的低噪聲放大器的圖。圖l的低噪聲放大器與上述 非專利文獻3所述的低噪聲放大器同樣地具有由基極接地輸入極構(gòu)成 的匹配電路(MC) 2、可變增益電阻反饋放大器(FA) 3、輸出射極 跟隨器(EA) 4，還具有偏置電路(BC) 1。
通過輸入端子IN和耦合電容C1向匹配電路2的基極接地晶體管 Ql的發(fā)射極提供RF輸入信號，同時基極接地晶體管Ql的發(fā)射極通 過作為第1個電感的發(fā)射極偏置電感Ll和CR并聯(lián)電路C2、R3與接 地電壓GND相連。通過作為第2個電感的基極終端電感L2向基極接 地晶體管Ql的基極施加基極偏置電壓。
基極偏置電壓是通過在偏置電路1中串聯(lián)在電源電壓Vcc和接地 電壓GND之間的偏置電阻Rl、 R2的連接節(jié)點生成的。通過基極終 端電感L2的增加，使匹配電路2的基極接地輸入極的增益增加至由 基極終端電感L2與基極接地晶體管Ql的基極輸入電容C1之積確定 的諧振頻率。伴隨該增益的增加，輸入換算噪聲電壓減少，噪聲指數(shù) 得以改善。
該低噪聲放大器的第2級增益級是通過由發(fā)射極接地晶體管Q2、集電極負載電阻Rc、反饋射極跟隨器Q3和反饋電阻Rf構(gòu)成的可變 增益電阻反饋放大器3構(gòu)成的。可變增益電阻反饋放大器3的放大信 號通過由射極跟隨器晶體管Q4和發(fā)射極電阻R6構(gòu)成的輸出射極跟 隨器4來傳遞給輸出端子OUT的。該低噪聲放大器的晶體管Q1 Q4 由截止頻率fV大致為90MHz的SiGe異質(zhì)結(jié)雙極晶體管構(gòu)成。
通過上述非專利文獻1的模擬，如圖1所示，將第2級可變增益 電阻反饋放大器3的發(fā)射極接地晶體管Q2的集電極負載電阻Rc在 用于高增益的高電阻和用于低增益的低電阻上切換。用于高增益的高 電阻為300歐姆，用于低增益的低電阻為220歐姆。此時反饋電阻 Rf的電阻值被設定為1200歐姆。
圖2是表示將圖1的低噪聲放大器的發(fā)射極接地晶體管Q2的集 電極負載電阻Rc在高電阻和低電阻上切換而實現(xiàn)的低噪聲放大器的 增益的頻率特性的圖。其結(jié)果取決于工作站的模擬。圖2中，特性 High_Rc表示集電極負載電阻Rc為300歐姆的情況下的頻率特性， 特性Low_Rc表示集電極負載電阻Rc為220歐姆的情況下的頻率特 性。即，如果將集電極負載電阻Rc從300歐姆的高電阻切換到220 歐姆的低電阻，則如圖2的特性Low—Rc所示，增益在高頻區(qū)域降低。 增益在高頻區(qū)域降低成為高頻區(qū)域下S/N比變差的原因。
通過上述專利文獻1的模擬，如圖1所示，把第2級的可變增益 電阻反饋放大器3的射極跟隨器Q3的輸出與發(fā)射極接地晶體管Q2 的基極輸入之間的反饋電阻Rf在高低間切換。用于高增益的高電阻 為1200歐姆，用于低增益的低電阻為700歐姆。此時集電極負載電 阻Rc的電阻值被設定為高電阻的300歐姆。
圖3是表示將圖1的可變增益電阻反饋放大器3的反饋電阻Rf 在高電阻和低電阻上切換而實現(xiàn)的低噪聲放大器的增益的頻率特性 的圖。其結(jié)果取決于工作站的模擬。圖3中，特性High—Rf表示反饋 電阻Rf為1200歐姆的情況下的頻率特性，特性Low—Rf表示反饋電 阻Rf為700歐姆的情況下的頻率特性。即，如果將反饋電阻Rf從1200 歐姆的高電阻切換到700歐姆的低電阻，則如圖3的特性Low Rf所示，增益在低頻區(qū)域降低。增益在低頻區(qū)域降低成為低頻區(qū)域下S/N 比變差的原因。
本發(fā)明是由本發(fā)明人等在進行本發(fā)明之前如上研究而完成的。因 此本發(fā)明的目的在于提供一種新的可變增益放大器。本發(fā)明的另一個 目的在于提供一種在寬帶下具有頻率依賴性較小的增益的可變增益 放大器。
另外，本發(fā)明又一個目的在于提供一種在寬帶下具有頻率依賴性 較小的增益的可變增益低噪聲放大器。
通過本說明書的敘述和附圖可明晰本發(fā)明的上述目的、其他目的 以及新的特4正。
如下所述簡單說明本申請所公開的發(fā)明中代表性的內(nèi)容。
即，在本發(fā)明中代表性的內(nèi)置于半導體集成電路中的可變增益放 大器的可變增益電阻反饋放大器(3)中，負載電阻(Rc)的電阻值 與反饋電阻(Rf)的電阻值是響應增益控制信號(Gv_Cnt)來協(xié)調(diào)性 地改變的。
換言之，當負載電阻(Rc)的電阻值較大時反饋電阻(Rf)的電 阻值也較大，當負載電阻(Rc)的電阻值較小時反饋電阻(Rf)的電 阻值也較小。
如下簡單說明本申請所公開的發(fā)明中代表性的內(nèi)容獲得的效果。 即可以提供新的可變增益放大器。進而可以提供在寬帶下具有頻率依 賴性較小的增益的可變增益放大器。


圖1是表示本發(fā)明人等在進行本發(fā)明之前所研究的構(gòu)成于半導體 集成電路中的低噪聲放大器的圖。
圖2是表示把圖1的低噪聲放大器的發(fā)射極接地晶體管的集電極 負載電阻在高電阻和低電阻上進行切換實現(xiàn)的低噪聲放大器的增益 的頻率特性的圖。圖3是表示把圖1的可變增益電阻反饋放大器的反饋電阻在高電 阻和低電阻上進行切換實現(xiàn)的低噪聲放大器的增益的頻率特性的圖。
圖4是表示本發(fā)明的一個實施方式下構(gòu)成于半導體集成電路中的 低噪聲放大器的圖。
圖5是表示圖4的構(gòu)成于半導體集成電路中的低噪聲放大器的增 益的值通過增益控制信號而在較大的狀態(tài)和較小的狀態(tài)間變化時的 頻率特性的圖。
圖6也是表示圖4的構(gòu)成于半導體集成電路中的低噪聲放大器的 增益的值通過增益控制信號而在較大的狀態(tài)和較小的狀態(tài)間變化時 的頻率特性的圖。
圖7是表示本發(fā)明的另一個實施方式下構(gòu)成于半導體集成電路中 的低噪聲放大器的圖。
圖8是表示圖7的構(gòu)成于半導體集成電路中的低噪聲放大器的增 益的頻率特性的圖。
圖9是表示本發(fā)明的又一個實施方式下構(gòu)成于半導體集成電路中 的低噪聲放大器的圖。
圖10是表示圖4的構(gòu)成于半導體集成電路中的低噪聲放大器的 集電極負載電阻Rc和反饋電阻Rf中使用的可變電阻器的結(jié)構(gòu)的圖。
圖11是表示本發(fā)明的再一個實施方式下構(gòu)成于半導體集成電路 中的低噪聲放大器的圖。
圖12是表示本發(fā)明又一個實施方式下多帶(MB)的正交頻分復 用(OFDM)對應的UWB通信系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)的圖。
圖13是表示采用了 MB'OFDM方式的UWB無線通信系統(tǒng)的頻率 配置的圖。
具體實施例方式
《代表性實施方式》
首先說明本申請中公開的發(fā)明的代表性實施方式的概要。在關(guān)于 代表性實施方式的概要說明中賦予括弧進行參照的附圖中的參照編號僅舉例表示附加有該編號的構(gòu)成要素的概念中所包含的內(nèi)容。
(1 )本發(fā)明中代表性實施方式下的半導體集成電路具備可變增
益電阻反饋放大器(3),該可變增益電阻反饋放大器(3)具有放大 晶體管(Q2)、負載電阻(Rc)、反饋電壓跟隨器(Q3、 R5)和反 饋電阻(Rf)。
上述放大晶體管(Q2)的發(fā)射極或源極的公共電極與規(guī)定的基準 電位(GND)相連。
向上述放大晶體管(Q2 )的基極或柵極的輸入電極提供輸入信號。
在上述放大晶體管(Q2)的集電極或漏極的輸出電極與電源電壓 (Vcc)之間連接有上述負載電阻(Rc)。
在上述放大晶體管(Q2)的上述輸出電極上連接有上述反饋電壓 跟隨器(Q3、 R5)的輸入。
在上述反饋電壓跟隨器(Q3、 R5 )的輸出與上述放大晶體管(Q2 ) 的上述輸入電極之間連接有上述反饋電阻(Rf)。
在上述可變增益電阻反饋放大器(3)中，上述負載電阻(Rc) 的電阻值與上述反饋電阻(Rf)的電阻值響應增益控制信號(Gv_Cnt) 而協(xié)調(diào)變更。
當響應用于使上述可變增益電阻反饋放大器(3)為高增益的上 述增益控制信號(Gv_Cnt),把上述負載電阻(Rc )控制為高負載電 阻(RcH)時，上述反饋電阻(Rf)也被控制為高反饋電阻(RfH)。
當響應用于使上述可變增益電阻反饋放大器(3)為低增益的上 述增益控制信號(Gv_Cnt),把上述負載電阻(Rc)控制為低于上述 高負載電阻(Rch)的低負載電阻(RcL)時，上述反饋電阻(Rf)也 被控制為低于上述高負載電阻(RfH)的低負載電阻(RfL)(參見圖 4)。
根據(jù)上述實施方式，在使可變增益電阻反饋放大器(3)為高增 益時，負載電阻(Rc)響應增益控制信號(Gv—Cnt)被控制為高負載 電阻(RcH),同時反饋電阻(Rf)也被控制為高反饋電阻(RfH )。
因此，電阻負反饋放大器3的閉環(huán)的反々貴時間常數(shù)Tfb(c1) —2丌f RfCbe/( 1 +gmRc)的分子與分母都變大，閉環(huán)的反饋時間常數(shù)t fb(c 1) 大致恒定。其結(jié)果，電阻負反饋放大器3的閉環(huán)的頻帶幾乎不產(chǎn)生變 化，高頻下的增益不會降低。另外，通過反饋電阻Rf為高電阻，從 而低頻區(qū)域下的負反饋量降低，低頻區(qū)域下的增益會增大。
而且根據(jù)上述實施方式，當可變增益電阻反饋放大器(3)為低 增益時，負載電阻(Rc)響應增益控制信號(Gv—Cnt)被控制為低負 載電阻(RcJ ,同時反饋電阻(Rf)也被控制為低反饋電阻(RfL)。
因此，反饋電阻(Rf)為低反饋電阻(Rfl)使得低頻區(qū)域下的負 反饋量增加，低頻區(qū)域下的增益降低。另外，通過使負載電阻(Rc) 為低負載電阻(RdJ ,閉環(huán)的反饋時間常數(shù)Tfb(cl)式子中的分子與 分母都變小，閉環(huán)的反饋時間常數(shù)Tfb(cl)大致恒定。其結(jié)果，可變 增益電阻反饋放大器3的閉環(huán)的頻帶幾乎不產(chǎn)生變化，高頻區(qū)域下的 增益不會繼續(xù)降低。
另外，根據(jù)上述實施方式，在上述放大晶體管(Q2)的上述輸出 電極上連接有上述反饋電壓跟隨器(Q3、 R5)的輸入，在上述反饋 電壓跟隨器(Q3、 R5)的輸出與上述放大晶體管(Q2)的上述輸入 電極之間連接有上述反饋電阻(Rf)。
因此，通過上述反饋電壓跟隨器(Q3、 R5)，可以確保負載電阻 (Rc)的電阻值的控制下的可變增益電阻反饋放大器(3)的開環(huán)增 益控制、與反饋電阻(Rf)的電阻值的控制下的可變增益電阻反饋放 大器(3)的負反饋量控制的獨立性。
在本發(fā)明的優(yōu)選實施方式之中，提供到上述放大晶體管(Q2)的 上述輸入電極中的上述輸入信號至少包括從大致3GHz到大致1 OGHz 的頻帶。
在本發(fā)明的更為優(yōu)選的實施方式之中，上述放大晶體管(Q2)是 發(fā)射極接地雙極晶體管，上述反饋電壓跟隨器具有射極跟隨雙極晶體 管(Q3 )。
在本發(fā)明的更為優(yōu)選的實施方式之中，上述發(fā)射極接地雙極晶體 管和上述射極跟隨雙極晶體管分別為硅鍺(SiGe )異質(zhì)結(jié)雙極晶體管。在本發(fā)明的另一個更為優(yōu)選的實施方式之中，上述放大晶體管
(Q2 )是源極接地場效應晶體管，上述反饋電壓跟隨器具有源極跟隨 場效應晶體管(Q3)。
在本發(fā)明的又一個更為優(yōu)選的實施方式之中，上述源極接地場效 應晶體管和上述源極跟隨場效應晶體管分別為MOS晶體管。
在本發(fā)明的具體實施方式
之中，上述高負載電阻(Rch)的平方 的電阻值與上述高反饋電阻(RfH)的電阻值大致成比例，上述低負 載電阻(RcL)的平方的電阻值與上述低反饋電阻(RfL)的電阻值大 至丈成比例。
(2 )本發(fā)明的其他觀點下的代表性實施方式中的半導體集成電 路具有可變增益電阻反饋放大器(3)，該可變增益電阻反饋放大器 (3)具有匹配電路(1)、放大晶體管(Q2)、負載電阻(Rc)、 反饋電壓跟隨器(Q3、 R5)和反饋電阻(Rf)。
向上述匹配電路(1 )提供由無線系統(tǒng)的接收機的天線所接收的 RF輸入信號。
上述放大晶體管(Q2)的發(fā)射極或源極的公共電極與規(guī)定的基準 電位(GND)相連。
向上述放大晶體管(Q2)的基極或柵極的輸入電極提供來自上述 匹配電^各(1 )的輸出信號。
在上述放大晶體管(Q2)的集電極或漏極的輸出電極與電源電壓 (Vcc)之間連接有上述負載電阻(Rc)。
上述放大晶體管(Q2)的上述輸出電極連接有上述反饋電壓跟隨 器(Q3、 R5)的輸入。
在上述反饋電壓跟隨器(Q3、 R5 )的輸出與上述放大晶體管(Q2 ) 的上述輸入電極之間連接有上述反饋電阻(Rf)。
在上述可變增益電阻反饋放大器(3)中，上述負載電阻(Rc) 的電阻值與上述反饋電阻(Rf)的電阻值響應增益控制信號(Gv—Cnt) 而協(xié)調(diào)變更。
當響應用于使上述可變增益電阻反饋放大器(3)為高增益的上述增益控制信號(Gv—Cnt)，把上述負載電阻(Rc )控制為高負載電 阻(Rch)時，上述反饋電阻(Rf)也被控制為高反饋電阻(RfH)。 當響應用于使上述可變增益電阻反饋放大器(3)為低增益的上 述增益控制信號(Gv_Cnt),把上述負載電阻(Rc)控制為低于上述 高負載電阻(RcH)的低負載電阻(RcL)時，上述反饋電阻(Rf)也 被控制為低于上述高負載電阻(RfH)的低負載電阻(RfL)(參見圖 4)。
在本發(fā)明的優(yōu)選實施方式中，上述匹配電路(1)具有基極接地 雙極晶體管(Ql),該基極接地雙極晶體管(Ql)的基極被施加有 基極偏置電壓，發(fā)射極被提供有通過上述天線所接收的上述RF輸入信號。
被提供給上述匹配電路(1)的上述基極接地雙極晶體管(Ql) 的上述發(fā)射極的上述RF信號是至少包括從大致3GHz到大致10GHz 的頻帶的超寬帶RF輸入信號。
在本發(fā)明的更為優(yōu)選的實施方式中，上述放大晶體管(Q2)是發(fā) 射極接地雙極晶體管，上述反饋電壓跟隨器具有射極跟隨雙極晶體管 (Q3)。
在本發(fā)明的更為優(yōu)選的實施方式中，上述基極接地雙極晶體管和 上述發(fā)射極接地雙極晶體管以及上述射極跟隨雙極晶體管分別為硅 鍺(SiGe)異質(zhì)結(jié)雙極晶體管。
在本發(fā)明的另一個優(yōu)選的實施方式中，上述放大晶體管(Q2)是 源極接地場效應晶體管，上述反饋電壓跟隨器具有源極跟隨場效應晶 體管(Q3)。
在本發(fā)明的另 一 個優(yōu)選的實施方式中，上述源極接地場效應晶體 管和上述源極跟隨場效應晶體管分別為MOS晶體管。
在本發(fā)明的具體實施方式
之中，上述高負載電阻(RcH)的平方 的電阻值與上述高反饋電阻(RfH)的電阻值大致成比例，上述低負 載電阻(RcJ的平方的電阻值與上述低反饋電阻(RfL)的電阻值大 致成比例。在本發(fā)明的更為具體的實施方式下的半導體集成電路還具備輸
出電壓跟隨器(4)、接收混頻器(45)、基帶信號處理單元(51) 和接收信號強度指示器(48)。
向上述輸出電壓跟隨器(4)提供有上述可變增益電阻反饋放大 器(3)的輸出信號。
向上述接收混頻器(45)提供輸出電壓跟隨器(4)的輸出信號 (OUT)。
向上述基帶信號處理單元(51)提供來自上述接收混頻器(45) 的接收基帶信號。
通過向上述接收信號強度指示器(48)提供來自上述接收混頻器 (45)的上述接收基帶信號，從而生成由上述接收信號強度指示器 (48)提供給上述可變增益電阻反饋放大器(3)的上述增益控制信 號(Gv_Cnt)(參見圖12)。
在本發(fā)明的另一更為具體的實施方式下的半導體集成電路中，上 述輸出電壓跟隨器(4)具有輸出射極跟隨雙極晶體管(Q4)。
在本發(fā)明最為具體的實施方式下的半導體集成電路中，上述輸出 射極跟隨雙極晶體管(Q4)也是硅鍺(SiGe)異質(zhì)結(jié)雙極晶體管。
在本發(fā)明的又一更為具體的實施方式下的半導體集成電路中，上 述輸出電壓跟隨器(4)具有輸出源極跟隨場效應晶體管(Q4)。
在本發(fā)明最為具體的實施方式下的半導體集成電路中，上述輸出 源極跟隨場效應晶體管(Q4)也是MOS晶體管。 《實施方式的說明》 下面進一步詳細描述實施方式。 《MB. OFDM對應的低噪聲放大器的結(jié)構(gòu)》
圖4是表示本發(fā)明的一個實施方式下構(gòu)成于半導體集成電路(IC ) 10中的低噪聲放大器的圖。圖4的低噪聲放大器與圖1的低噪聲放大 器同樣具有由基極接地輸入極構(gòu)成的匹配電路(MC) 2、可變增益電 阻反饋放大器(FA) 3、輸出射極跟隨器(EA) 4,還具有偏置電路 (BC) 1。
20向匹配電路2的基極接地晶體管Ql的發(fā)射極提供由無線系統(tǒng)的
該基極接地晶體管的發(fā)射極Q1通過作為第1個電感的發(fā)射極偏置電 感Ll和CR并聯(lián)電路C2、 R3，與接地電壓GND相連。
該RF輸入信號是從以3432MHz為中心頻率且具有528MHz的帶 寬的第l子帶至以10296MHz為中心頻率且具有528MHz的帶寬的第 14子帶的某個帶的UWB頻率信號。并且耦合電容CI被設定為5pF 的電容值，發(fā)射極偏置電感Ll被設定為5nH的電感，CR并聯(lián)電路 的電容C2和電阻R3分別被設定為5pf的電容值和400歐姆的電阻值。 RF頻帶下的發(fā)射極偏置電感L1的高阻抗使提供給輸入端子IN的RF 輸入信號中泄漏到接地電壓GND的RF泄漏分量減少。
通過作為第2個電感的基極終端電感L2向基極接地晶體管Ql的 基極施加有基極偏置電壓?；鶚O終端電感L2被設定為0.3nH的電感， 基極偏置電壓被設定為1.66伏。
基極偏置電壓是通過偏置電路1中串聯(lián)在電源電壓Vcc與接地電 壓GND之間的偏置電阻Rl、 R2的連4矣節(jié)點而生成的。通過基才及終 端電感L2的增加，匹配電路2的基極接地輸入極的增益增加至基極 終端電感L2和基極接地晶體管Ql的基極輸入電容C1之積所確定的 諧振頻率。通過該增益的增加，輸入換算噪聲電壓減少，噪聲指數(shù)得 以改善。
該低噪聲放大器的第2級增益級是由可變增益電阻反饋放大器3 構(gòu)成的，該可變增益電阻反饋放大器3具有發(fā)射極接地晶體管Q2、 集電極負載電阻Rc、反饋射極跟隨器晶體管Q3和反饋電阻Rf?？?變增益電阻反饋放大器3的放大信號通過由晶體管Q4和發(fā)射極電阻 R6構(gòu)成的輸出射極跟隨器4而傳遞到輸出端子OUT。該低噪聲放大 器的晶體管Q1 Q4由截止頻率fV大致為90MHz的SiGe異質(zhì)結(jié)雙極 晶體管構(gòu)成。并且發(fā)射極偏置電感Ll與基極終端電感L2分別通過構(gòu) 成有SiGe異質(zhì)結(jié)雙極晶體管的半導體集成電路上的單片螺旋電感構(gòu) 成。圖4的構(gòu)成于半導體集成電路10的低噪聲放大器中，集電極負 載電阻Rc的電阻值與反饋電阻Rf的電阻值通過提供到半導體集成電 路10的控制輸入端子的增益控制信號Gv_Cnt而協(xié)調(diào)性地改變。
即，當集電極負載電阻Rc的電阻值通過低電平的增益控制信號 Gv一Cnt而變大時，反饋電阻Rf的電阻值變大；當集電極負載電阻 Rc的電阻值通過高電平的增益控制信號Gv—Cnt而變小時，反饋電阻 Rf的電阻值變小。集電極負載電阻Rc的較大電阻值和較小電阻值分 別祐L設定為300歐姆和220歐姆，反饋電阻Rf的較大電阻值和較小 電阻值分別被設定為1200歐姆和700歐姆。被控制為較大電阻值和 較小電阻值的集電極負載電阻Rc和反饋電阻Rf可例如構(gòu)成為圖10 那樣。
圖IO是表示圖4的構(gòu)成于半導體集成電路10中的低噪聲放大器 的集電極負載電阻Rc和反饋電阻Rf中使用的可變電阻器的構(gòu)成的圖。
如圖IO所示，在可變電阻器的一個端子Tl和另一個端子T2之 間連接有第1電阻Rl0 ，在這些端子之間串聯(lián)有第2電阻Rl 1和CMOS 模擬開關(guān)。該CMOS模擬開關(guān)是通過分別設定為較小導通電阻的N 溝道MOS晶體管Qnl和P溝道MOS晶體管Qpl的并聯(lián)而構(gòu)成的。
CMOS模擬開關(guān)的N溝道MOS晶體管Qnl的柵極是通過控制輸 入端子Tc的控制信號來直接驅(qū)動的，CMOS才莫擬開關(guān)的P溝道MOS 晶體管Qpl的柵極是通過反相器的反轉(zhuǎn)輸出信號來驅(qū)動的，該反相器 的輸入被提供控制輸入端子Tc的控制信號。
控制輸入端子Tc的控制信號為低電平的情況下，CMOS模擬開 關(guān)為截止，可變電阻器一個端子Tl與另一個端子T2之間的電阻通過 第1電阻R10而成為高電阻。
控制輸入端子Tc的控制信號為高電平的情況下，CMOS模擬開 關(guān)導通，可變電阻器一個端子Tl與另一個端子T2之間的電阻通過第 1電阻R10和第2電阻R12的并聯(lián)而成為低電阻。并且，反相器為通 過串聯(lián)于電源電壓Vcc和接-地電壓GND之間的P溝道MOS晶體管Qp2和N溝道MOS晶體管Qn2構(gòu)成的CMOS反相器。
如上所述，在圖4的構(gòu)成于半導體集成電路10的低噪聲放大器 中，集電極負載電阻Rc的電阻值和反饋電阻Rf的電阻值通過提供給 半導體集成電路10的控制輸入端子的增益控制信號Gv—Cnt而協(xié)調(diào)性 地改變。
即，當集電極負栽電阻Rc的電阻值通過低電平的增益控制信號 Gv一Cnt而為較大的300歐姆時，反饋電阻Rf的電阻值為較大的1200 歐姆。另外，當集電極負載電阻Rc的電阻值通過高電平的增益控制 信號Gv—Cnt而為較小的220歐姆時，反饋電阻Rf的電阻值為較小的 700歐姆。
另外，當集電極負載電阻Rc的電阻值和反饋電阻Rf的電阻值都 通過低電平的增益控制信號Gv—Cnt而為較大的值時，低噪聲放大器 被控制為高增益的狀態(tài)。當集電極負載電阻Rc的電阻值和反饋電阻 Rf的電阻值都通過高電平的增益控制信號Gv—Cnt而為較小的值時， 低噪聲放大器被控制為低增益的狀態(tài)。 《低噪聲放大器的增益頻率特'性》
圖5是表示圖4的構(gòu)成于半導體集成電路10中的低噪聲放大器 的增益的值通過增益控制信號Gv—Cnt而在較大的狀態(tài)和較小的狀態(tài) 間變化時的頻率特性的圖。其結(jié)果也取決于工作站所進行的模擬。
圖5的特性High_Rc&High—Rf是較大電阻3 00歐姆的集電極負載 電阻Rc和較大電阻1200歐姆的反饋電阻Rf下的高增益狀態(tài)的頻率 特性，圖5的特性High—Rc&High—Rf與圖2的特性High—Rc和圖4 的特性High—Rf對應。圖5的特性High—Rc&High—Rf是下降3dB的 頻帶為大致1GHz到大致22.5GHz的超寬帶，而且表示出從大致5GHz 到大致17GHz幾乎平坦的高增益極為良好的頻率特性。
圖5的特性Low—Rc&Low_Rf是較小電阻220歐姆的集電極負載 電阻Rc和較小電阻700歐姆的反饋電阻Rf下的低增益狀態(tài)的頻率特 性。圖5的特性Low—Rc&Low_Rf是下降3dB的頻帶為大致1GHz到 大致24GHz的超寬帶，而且表示出從大致5GHz到大致17GHz幾乎平坦的低增益極為良好的頻率特性。
與此相對，圖5還表示了集電極負載電阻Rc為較小的電阻220 歐姆、反饋電阻Rf為較大的電阻1200歐姆的情況下的特性 Low—Rc&High—Rf,和集電極負栽電阻Rc為較大的電阻300歐姆、 反饋電阻Rf為較小的電阻700歐姆的情況下的特性 High—Rc&Low—Rf。
圖5的特性Low—Rc&High—Rf可理解為下降3dB的頻帶是大致 lGHz到大致19GHz的較窄的窄帶，尤其在大致5GHz以上的頻帶的 增益降低較大。并且圖5的特性Low_Rc&High—Rf對應于圖2的特性 Low_Rc。圖5的特性High_Rc&Low—Rf可理解為下降3dB的頻帶是 大致2GHz到大致23.5GHz的較寬的寬帶，尤其在大致18GHz以下 的頻帶的增益降低較大。并且圖5的特性High_Rc&Low—Rf對應于圖 4的特性Low_Rf。
圖6也是表示圖4的構(gòu)成于半導體集成電路10中的低噪聲放大 器的增益的值通過增益控制信號Gv—Cnt而在較大的狀態(tài)和較小的狀 態(tài)間變化時的頻率特性的圖。
但是圖6是為了易于再現(xiàn)結(jié)果，沒有使用工作站而使用了個人計 算機，簡化晶體管模型而表示出模擬結(jié)果的圖。圖6所示的增益的頻 率依賴性大小小于圖5所示的增益的頻率依賴性大小，然而傾向都相 同。
如圖5所示，關(guān)于當集電極負載電阻Rc為低電阻而反饋電阻Rf 為高電阻的情況下的特性Low—Rc&High—Rf在高頻區(qū)域下增益降低， 當集電極負載電阻Rc為高電阻而反饋電阻Rf為低電阻的情況下的特 性High —Rc&Low—Rf在低頻區(qū)域下增益變大的情況，將在下面進行說明。
《增益的頻率依賴'性原理》
眾所周知，通過傳遞函數(shù)H (s)的前饋和傳遞函數(shù)G (s)的反 饋構(gòu)成的負反饋系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)是如H(s)/(l+H(s)G(s))那樣，使 前饋傳遞函數(shù)H (s)除以(l+H(s)G(s))得到的。圖4的構(gòu)成于半導體集成電路10之中的低噪聲放大器的電阻負 反饋放大器3的前饋傳遞函數(shù)H ( s)為gmRc。 gm是集電極電流Ic 的變化與發(fā)射極接地晶體管Q2的基極/發(fā)射極電壓Vbe的變化之比 AIC/Avbe的電導，Rc是發(fā)射極接地晶體管Q2的集電極負載電阻Rc 的電阻值。由直流工作區(qū)域到低頻工作區(qū)域的電阻負反饋放大器3的 反饋傳遞函數(shù)G (s)為G (s) —1。這是由于在該工作頻率區(qū)域中， 發(fā)射極接地晶體管Q2的基極發(fā)射極電容Cbe(大致50fF)的阻抗遠 大于反饋電阻Rf的阻抗。
另一方面，圖4的構(gòu)成于半導體集成電路10之中的低噪聲放大 器的電阻負反饋放大器3的開環(huán)的反饋時間常數(shù)Tfb(op)為Tfb(op) 、2TT'RfCbe。因此，低噪聲放大器的電阻負反饋放大器3的閉環(huán)的 反饋時間常數(shù)Tfb(cl)就為Tfb(cl)=Tfb(op)/ ( l+H(s)G(s))。
因此，電阻負反饋放大器3的閉環(huán)的反饋時間常數(shù)Tfb(Cl)如下所示。
<formula>formula see original document page 25</formula>…式(1)
如圖5的特性Low—Rc&High—Rf所示，通過使集電極負載電阻 Rc為低電阻且使反饋電阻Rf為高電阻，從而上述式(l)的分子和 分母分別變大變小，上述式(1 )賦予的閉環(huán)的反饋時間常數(shù)Tfb(Cl) 變大。其結(jié)果，電阻負反饋放大器3的閉環(huán)下的頻帶變小，高頻下的 增益降低。但是通過反饋電阻Rf為高電阻，從而低頻區(qū)域下的負反 饋量降低，低頻區(qū)域下的增益增大。
如圖5的特性High_Rc&Low_Rf所示，通過使集電極負載電阻 Rc為高電阻而反饋電阻Rf為低電阻，從而上述式(1)的分子與分 母分別變小變大，上述式(1)賦予的閉環(huán)的反饋時間常數(shù)Tfb(cl)變 小。其結(jié)果，電阻負反饋放大器3的閉環(huán)下的頻帶變大，高頻下的增 益增加。但是通過反饋電阻Rf為低電阻，從而低頻區(qū)域下的負反饋 量增大，低頻區(qū)域下的增益降低。
如圖5的特性High一Rc&High—Rf所示，通過4吏集電才及負載電阻 Rc為高電阻而電阻負反饋放大器3的開環(huán)增益增加。另外，通過使集電極負載電阻Rc為高電阻而反饋電阻Rf為高電阻，從而上述式(1 ) 的分子與分母都變大，上述式(1 )賦予的閉環(huán)的反饋時間常數(shù)Tfb(cl) 大致恒定。其結(jié)果，電阻負反饋放大器3的閉環(huán)下的頻帶幾乎不發(fā)生 變化，高頻區(qū)域下的增益不會降低。另外，通過反饋電阻Rf為高電 阻，從而低頻區(qū)域下的負反饋量降低，低頻區(qū)域下的增益增加。
如圖5的特性Low_Rc&Low—Rf所示，通過使反饋電阻Rf為低 電阻，低頻區(qū)域下的負反饋量增加，低頻區(qū)域下的增益降低。另外， 通過使集電極負載電阻Rc為低電阻，從而上述式(1 )的分子與分母 都變小，上述式(1)賦予的閉環(huán)的反饋時間常數(shù)Tfb(cl)大致恒定。 其結(jié)果，電阻負反饋放大器3的閉環(huán)下的頻帶幾乎不發(fā)生變化，高頻 區(qū)域下的增益也不會繼續(xù)降低。
并且，在300歐姆的高集電極電阻rch和1200歐姆的高反饋電阻 Rfn之間、220歐姆的低集電極電阻Rcl和700歐姆的低反饋電阻RfL 之間分別成立如下的關(guān)系。
RcH2=aH'RfH …式(2)
RcL2=aL'RfL …式(3)
實際上，如果代入數(shù)值，則 aH=90000/1200=75 ， ai=48400/700=69.14,因此aHNaL的關(guān)系成立。該關(guān)系式并非根據(jù)作 為反饋時間常數(shù)Tfb(cl)的近似式的式(1)導出的，而是對包含圖4 電路的寄生元件在內(nèi)的復雜的傳遞函數(shù)式進行模擬，以更高的精度計 算出來的。按照近似式(1)使Rc與Rf之比恒定，按照式(2)、式 (3)和式(4)設計高增益時和低增益時各自的電阻值，就可以在高
圍。、'、口 、、、、、、 '、 、'"
《其他結(jié)構(gòu)的低噪聲放大器的構(gòu)成》
圖7是表示本發(fā)明的另一個實施方式下構(gòu)成于半導體集成電路 (IC) 10中的低噪聲放大器的圖。圖7的低噪聲放大器與圖4的低噪 聲放大器的不同之處在于，圖4的可變增益電阻反饋放大器3的反饋 射極跟隨器晶體管Q3在圖7中被置換為由差動對晶體管Q3A、Q3B、負載電阻R7、緩沖晶體管Q3C構(gòu)成的反饋電壓跟隨器。 《其他結(jié)構(gòu)的低噪聲放大器的增益的頻率特'l"生》
圖8是表示圖7的構(gòu)成于半導體集成電路10中的低噪聲放大器 的增益的頻率特性的圖。其結(jié)果也取決于個人計算機進行的模擬。圖 7的低噪聲放大器中反饋電路由高性能反饋電壓跟隨器(Q3A、 Q3B、 R7、 Q3C)構(gòu)成，因此圖8的增益的頻率依賴性小于圖6的增益的頻 率依賴性，它們的傾向都相同。
《又 一 個其他結(jié)構(gòu)下的低噪聲放大器的結(jié)構(gòu)》
圖9是表示本發(fā)明的又一個實施方式下構(gòu)成于半導體集成電路 (IC) 10中的低噪聲放大器的圖。圖9的低噪聲放大器與圖4的低噪 聲放大器的不同之處在于，省略了圖4的可變增益電阻反饋放大器3 的反饋射極跟隨器晶體管Q3，把晶體管Q2的輸出電極與反饋電阻 Rf連接起來。本結(jié)構(gòu)之中，由于可以削減晶體管Q3所消耗的電流， 因而可以減少功耗。另一方面，Q2的輸出電極的寄生電容與反饋電 阻Rf之間無法進行電壓跟隨器進行的分離，因此反饋時間常數(shù)T fb(cl)通過Q2的輸出電極的寄生電容導致的時間常數(shù)的追加而增大。 因此，相比圖4的電路結(jié)構(gòu)，圖6所示的大致平坦的頻率范圍趨向更 低頻率范圍變窄，然而電阻控制的效果與圖6的傾向相同。
圖11是表示本發(fā)明的再一個實施方式下構(gòu)成于半導體集成電路 (IC) 10中的低噪聲放大器的圖。圖11的低噪聲放大器與圖4的低 噪聲放大器的不同之處在于，通過圖4的可變增益電阻反饋放大器3 和輸出射極跟隨器4的SiGe異質(zhì)結(jié)雙極晶體管構(gòu)成的晶體管Q2 Q4 :故置換為N溝道MOS晶體管。并且，該N溝道MOS晶體管可以4吏 用CMOS的N溝道型MOS晶體管。
圖ll的低噪聲放大器中，匹配電路2為了獲得良好的噪聲指數(shù) 性能，使用了由SiGe異質(zhì)結(jié)雙極晶體管構(gòu)成的基極接地晶體管Ql。 在允許噪聲指數(shù)性能些許變差的情況下，匹配電路2的基極接地晶體 管Ql也可以置換為N溝道MOS晶體管的柵極接地MOS晶體管。 《MB 'OFDM對應的UWB通信系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)》圖12是表示本發(fā)明又一個實施方式下多帶(MB)的正交頻分復 用(OFDM)對應的UWB通信系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)的圖。
圖13是表示采用了 MB' OFDM方式的UWB無線通信系統(tǒng)的頻 率配置的圖。如圖13所示，UWB頻率被分割為從以3432MHz為中 心頻率且具有528MHz帶寬的第l子帶到以10296MHz為中心頻率且 同樣具有528MHz帶寬的第14子帶。
這15個子帶在3個子帶中分別被分組，通過第l到第3、第4到 第6、第7到第9、第10到第12、第13和第14所形成的5個組構(gòu)成。 各子帶的中心頻率按從低到高的順序為3432、3960、4488、5016、5544、 6072、 6600、 7128、 7656、 8184、 8712、 9240、 9768、 10296 (單位: MHz)。
這15個子帶中的某個子帶的RF信號將被圖12的MB 'OFDM對 應的UWB通信系統(tǒng)的天線(ANT) 41來4妄收。天線41通過收發(fā)切 換的開關(guān)(SW) 42與用于收發(fā)信號處理的半導體集成電路52連接。
開關(guān)42在接收時把接收信號輸入端子RXin與天線41連接起來， 發(fā)送時把發(fā)送信號輸出端子TXout和天線41連接起來。開關(guān)42由如 此區(qū)分發(fā)送信號和接收信號來適當耦合接收信號輸入端子Rxin和發(fā) 送信號輸出端子TXout的雙工器構(gòu)成。
圖12的半導體集成電路52作為接收系統(tǒng)具有可變增益寬帶低噪 聲放大器(LNA) 43、向下轉(zhuǎn)換混頻器(MIX) 45、接收模擬基帶電 路(RxBB)49?？勺冊鲆鎸拵У驮肼暦糯笃?3使用圖4、圖7、圖9、 圖11中的某個低噪聲放大器?？勺冊鲆鎸拵У驮肼暦糯笃?3對由開 關(guān)42提供給接收信號輸入端子(RXin)的RF接收輸入信號進行放 大。
即天線41所接收的RF接收輸入信號通過開關(guān)42被提供到低噪 聲放大器43。通過低噪聲放大器43,所提供的RF接收輸入信號被盡 可能放大到低噪聲且為線性。向下轉(zhuǎn)換混頻器45中，來自可變增益 寬帶低噪聲放大器43的RF接收放大信號和來自局部振蕩器46的接 收局域信號進行混合，從而由向下轉(zhuǎn)換混頻器45生成接收模擬基帶信號。
接收模擬基帶電路49具有把接收模擬基帶信號轉(zhuǎn)換為接收數(shù)字
基帶信號的A/D轉(zhuǎn)換器。接收模擬基帶電路49的A/D轉(zhuǎn)換器所轉(zhuǎn)換 的接收數(shù)字基帶信號通過數(shù)字基帶信號處理單元51進行處理，由接 收信號輸出端子RXout生成接收信號。該處理是按照正交相移鍵控 (QPSK)或正交頻分復用(OFDM)等規(guī)定的調(diào)制解調(diào)方式來進行 的解調(diào)處理。
圖12的半導體集成電路52具有用于收發(fā)的數(shù)字基帶信號處理單 元(DSP) 51和局部振蕩器(LO) 46。半導體集成電路52作為發(fā)送 系統(tǒng)具有發(fā)送模擬基帶電路(TxBB) 50、向上轉(zhuǎn)換混頻器(MIX) 47、發(fā)送RF功率放大器(PA) 44。另外，半導體集成電路52還具 有接收信號強度指示器(RSSI) 48。
發(fā)送時，利用數(shù)字基帶信號處理單元51以規(guī)定的調(diào)制解調(diào)方式 對提供到發(fā)送信號輸入端子TXin的發(fā)送信號進行調(diào)制，從而生成接 收數(shù)字基帶信號。由數(shù)字基帶信號處理單元51生成的接收數(shù)字基帶 信號，通過發(fā)送模擬基帶電路50的D/A轉(zhuǎn)換器而轉(zhuǎn)換為接收模擬基 帶信號。通過在向上轉(zhuǎn)換混頻器47中混合來自發(fā)送模擬基帶電路50 的發(fā)送模擬基帶信號和來自局部振蕩器46的發(fā)送局域信號，從而由 向上轉(zhuǎn)換混頻器47生成RF接收信號。來自向上轉(zhuǎn)換混頻器47的RF 接收信號被發(fā)送RF功率放大器44放大，來自發(fā)送RF功率放大器44 的RF發(fā)送放大信號通過發(fā)送信號輸出端子TXout和開關(guān)42被提供 到天線41。
圖12的MB.OFDM對應的UWB通信系統(tǒng)的4妄收工作中，^:收信 號強度指示器(RSSI) 48根據(jù)向下轉(zhuǎn)換混頻器45的接收模擬基帶信 號來測量RF接收輸入信號強度，該測量值被提供給數(shù)字基帶信號處 理單元51。數(shù)字基帶信號處理單元51響應該測量值，生成用于接收 系統(tǒng)的可變增益寬帶低噪聲放大器43的增益控制信號Gv—Cnt,并將 其提供給可變增益寬帶低噪聲放大器43。
當接收信號強度指示器48的測量值為弱信號強度的情況下，數(shù)字基帶信號處理單元51把低電平的增益控制信號Gv一Cnt提供給可變 增益寬帶低噪聲放大器43。其結(jié)果，通過低電平的增益控制信號 Gv—Cnt使得可變增益寬帶低噪聲放大器43的集電極負載電阻Rc為 較大的300歐姆，反饋電阻Rf也為較大的1200歐姆。可變增益寬帶 低噪聲放大器43如上被控制為高增益狀態(tài)。
當接收信號強度指示器48的測量值為強信號強度的情況下，數(shù) 字基帶信號處理單元51把高電平的增益控制信號Gv一Cnt提供給可變 增益寬帶低噪聲放大器43。其結(jié)果，通過高電平的增益控制信號 Gv一Cnt使得可變增益寬帶低噪聲放大器43的集電極負載電阻Rc為 較小的220歐姆，反饋電阻Rf為較小的700歐姆。
可變增益寬帶低噪聲放大器43如上被控制為低增益狀態(tài)。因此 可以減少強信號強度情況下的可變增益寬帶低噪聲放大器43的波形 限制導致的波形失真。另外，在把可變增益寬帶低噪聲放大器43的 增益控制為高或低時，可以減少增益的頻率依賴性。
明不限于此，當然可以在不脫離其主旨的范圍內(nèi)進行各種變更。
例如，本發(fā)明的寬帶可變放大器還可以應用于光纖接收機的變壓 阻抗放大器。在光纖接收機中，被光纖接收的光通過逆偏置光電二極 管而轉(zhuǎn)換為電流。
大。該變壓阻抗放大器通過可變增益放大器向峰值監(jiān)測器進行提供。
可應用本發(fā)明的寬帶可變放大器作為該變壓阻抗放大器或可變增益
放大器。
其中，由于光纖接收機中不存在天線，所以不需要用于與天線匹 配的匹配電路2。即，在光纖接收機中，在圖4、圖7、圖9、圖11 的所有低噪聲放大器中都省略了匹配電路2，光電二極管的轉(zhuǎn)換電流 可以被提供到可變增益電阻反饋放大器3的發(fā)射極接地晶體管Q2的 基極端子上。
作為數(shù)據(jù)傳送速度在20Gb/s以上的光纖接收機的變壓阻抗放大器或可變增益放大器，頻率帶寬需要20GHz以上的寬帶?？墒褂帽?發(fā)明的寬帶可變放大器作為這種具有20GHz以上的頻帶寬度的變壓 阻抗放大器或可變增益放大器。
另外，本發(fā)明的寬帶可變i文大器還可以應用于MB. OFDM對應的 UWB通信系統(tǒng)之外的無線LAN等各種RF線通信電路或串列型有線 通信電路等。
進而，本發(fā)明的寬帶可變低噪聲放大器的集電極負載電阻Rc和 反饋電阻Rf中所用的可變電阻器，除了在l位的控制信號為低電平 和高電平下被控制為高電阻和低電阻這2個等級之外，還可以通過多 位的控制信號以多值來控制電阻值。
權(quán)利要求
1. 一種半導體集成電路，其特征在于，具有可變增益電阻反饋放大器，該可變增益電阻反饋放大器包含放大晶體管、負載電阻和反饋電壓跟隨器，上述增益晶體管的發(fā)射極或源極的公共電極與規(guī)定的基準電位相連接，向上述放大晶體管的基極或柵極的輸入電極提供輸入信號，在上述放大晶體管的集電極或漏極的輸出電極與電源電壓之間連接有上述負載電阻，在上述放大晶體管的上述輸出電極上連接有上述反饋電壓跟隨器的輸入，在上述反饋電壓跟隨器的輸出與上述放大晶體管的上述輸入電極之間連接有上述反饋電阻，在上述可變增益電阻反饋放大器中，上述負載電阻的電阻值與上述反饋電阻的電阻值響應增益控制信號而協(xié)調(diào)變更，當響應用于使上述可變增益電阻反饋放大器為高增益的上述增益控制信號而將上述負載電阻控制為高負載電阻時，上述反饋電阻也被控制為高反饋電阻，當響應用于使上述可變增益電阻反饋放大器為低增益的上述增益控制信號而將上述負載電阻控制為低于上述高負載電阻的低負載電阻時，上述反饋電阻也被控制為低于上述高反饋電阻的低反饋電阻。
2. —種半導體集成電路，其特征在于，具有可變增益電阻反饋放 大器，該可變增益電阻反饋放大器具有放大晶體管、負載電阻和反饋 電阻，相連4妄，向上述放大晶體管的基極或柵極的輸入電極提供輸入信號，在上述放大晶體管的集電極或漏極的輸出電極與電源電壓之間 連接有上述負載電阻，在上述放大晶體管的上述輸出電極與上述放大晶體管的上述輸 入電極之間連接有上述反饋電阻，在上述可變增益電阻反饋放大器中，上述負載電阻的電阻值與上 述反饋電阻的電阻值響應增益控制信號而協(xié)調(diào)變更，當響應用于使上述可變增益電阻反饋放大器為高增益的上述增 益控制信號而將上述負載電阻控制為高負載電阻時，上述反饋電阻也 被控制為高反饋電阻，當響應用于使上述可變增益電阻反饋放大器為低增益的上述增 益控制信號而將上述負載電阻控制為低于上述高負載電阻的低負載 電阻時，上述反饋電阻也被控制為低于上述高反饋電阻的低反饋電 阻。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的半導體集成電路，其特征在于，提供給 上述放大晶體管的上述輸入電極的上述輸入信號至少包括從大致 3GHz到大致10GHz的頻帶。
4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的半導體集成電路，其特征在于，上述放 大晶體管是發(fā)射極接地雙極晶體管，上述反饋電壓跟隨器包含射極跟 隨雙極晶體管。
5. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的半導體集成電路，其特征在于，上述發(fā) 射極接地雙極晶體管和上述射極跟隨雙極晶體管分別為硅鍺異質(zhì)結(jié) 雙極晶體管。
6. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的半導體集成電路，其特征在于，上述放 大晶體管是源極接地場效應晶體管，上述反饋電壓跟隨器包含源極跟 隨場效應晶體管。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的半導體集成電路，其特征在于，上述源 極接地場效應晶體管和上述源極跟隨場效應晶體管分別為MOS晶體 管。
8. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的半導體集成電路，其特征在于，上述高負載電阻的平方的電阻值與上述高反饋電阻的電阻值大致成比例，上例。
9.一種半導體集成電路，其特征在于，具有可變增益電阻反饋放 大器，該可變增益電阻反饋放大器具有匹配電路、放大晶體管、負載 電阻、反饋電壓跟隨器和反饋電阻，向上述匹配電路提供由無線系統(tǒng)的接收機的天線所接收的RF輸 入信號，相連接，向上述放大晶體管的基極或柵極的輸入電極提供來自上述匹配 電路的輸出信號，在上述放大晶體管的集電極或漏極的輸出電極與電源電壓之間 連接有上述負載電阻，在上述放大晶體管的上述輸出電極上連接有上述反饋電壓跟隨 器的輸入，在上述反饋電壓跟隨器的輸出與上述放大晶體管的上述輸入電 極之間連接有上述反饋電阻，在上述可變增益電阻反饋放大器中，上述負載電阻的電阻值與上 述反饋電阻的電阻值響應增益控制信號而協(xié)調(diào)變更，當響應用于使上述可變增益電阻反饋放大器為高增益的上述增 益控制信號而將上述負載電阻控制為高負載電阻時，上述反饋電阻也 被控制為高反饋電阻，益控制信號而將上述負載電阻控制為低于上述高負載電阻的低負載 電阻時，上述反饋電阻也被控制為低于上述高反饋電阻的低反饋電阻。
10.—種半導體集成電路，其特征在于，具有可變增益電阻反饋放 大器，該可變增益電阻反饋放大器具有匹配電路、放大晶體管、負載電阻和反饋電阻，向上述匹配電路提供由無線系統(tǒng)的接收機天線所接收的RF輸入 信號，上述放大晶體管的發(fā)射極或源極的公共電極與規(guī)定的基準電位 相連接，向上述放大晶體管的基極或柵極的輸入電極提供來自上述匹配 電路的輸出信號，在上述放大晶體管的集電極或漏極的輸出電極與電源電壓之間 連接有上述負載電阻，在上述放大晶體管的上述輸出電極與上述放大晶體管的上述輸 入電極之間連接有上述反饋電阻，在上述可變增益電阻反饋放大器中，上述負載電阻的電阻值與上 述反饋電阻的電阻值響應增益控制信號而協(xié)調(diào)變更，當響應用于使上述可變增益電阻反饋放大器為高增益的上述增 益控制信號而將上述負載電阻控制為高負載電阻時，上述反饋電阻也 被控制為高反饋電阻，當響應用于使上述可變增益電阻反饋放大器為低增益的上述增 益控制信號而將上述負載電阻控制為低于上述高負載電阻的低負載 電阻時，上述反饋電阻也被控制為低于上述高反饋電阻的低反饋電 阻。
11. 根據(jù)權(quán)利要求9所述的半導體集成電路，其特征在于，上述匹 配電路包含基極接地雙極晶體管，進行上述天線與輸入阻抗的匹配， 該基極接地雙極晶體管的基極被施加有基極偏置電壓，發(fā)射極被提供 通過上述天線而接收到的上述RF輸入信號，集電極與上述放大晶體 管相連接。
12. 根據(jù)權(quán)利要求11所述的半導體集成電路，其特征在于，被提 供給上述匹配電路的上述基極接地雙極晶體管的上述發(fā)射極的上述 RF輸入信號，是至少包括從大致3GHz至大致10GHz的頻帶的超寬 帶RF輸入信號。
13. 根據(jù)權(quán)利要求9所述的半導體集成電路，其特征在于，上述放 大晶體管是發(fā)射極接地雙極晶體管，上述反饋電壓跟隨器包含射極跟 隨雙極晶體管。
14. 根據(jù)權(quán)利要求13所述的半導體集成電路，其特征在于，上述 基極接地雙極晶體管、上述發(fā)射極接地雙極晶體管以及上述射極跟隨 雙極晶體管分別為硅鍺異質(zhì)結(jié)雙極晶體管。
15. 根據(jù)權(quán)利要求9所述的半導體集成電路，其特征在于，上述放 大晶體管是源極接地場效應晶體管，上述反饋電壓跟隨器包含源極跟 隨場效應晶體管。
16. 根據(jù)權(quán)利要求15所述的半導體集成電路，其特征在于，上述 源極接地場效應晶體管和上述源極跟隨場效應晶體管分別為MOS晶 體管。
17. 根據(jù)權(quán)利要求14所述的半導體集成電路，其特征在于，上述 高負載電阻的平方的電阻值與上述高反饋電阻的電阻值大致成比例，比例。
18. 根據(jù)權(quán)利要求9所述的半導體集成電路，其特征在于，還具有 輸出電壓跟隨器、接收混頻器、基帶信號處理單元和接收信號強度指 示器，向上述輸出電壓跟隨器提供有上述可變增益電阻反饋放大器的 輸出信號，向上述接收混頻器提供有輸出電壓跟隨器的輸出信號， 向上述基帶信號處理單元提供有來自上述接收混頻器的接收基 帶信號，通過向上述接收信號強度指示器提供來自上述接收混頻器的上 述接收基帶信號，來生成由上述接收信號強度指示器提供給上述可變 增益電阻反饋放大器的上述增益控制信號。
19. 根據(jù)權(quán)利要求18所述的半導體集成電路，其特征在于，上述 輸出電壓跟隨器包含輸出射極跟隨雙極晶體管。
20. 根據(jù)權(quán)利要求19所述的半導體集成電路，其特征在于，上述 輸出射極跟隨雙極晶體管也是硅鍺異質(zhì)結(jié)雙極晶體管。
21. 根據(jù)權(quán)利要求18所述的半導體集成電路，其特征在于，上述 輸出電壓跟隨器包含輸出源極跟隨場效應晶體管。
22. 根據(jù)權(quán)利要求21所述的半導體集成電路，其特征在于，上述 輸出源極跟隨場效應晶體管也是MOS晶體管。
全文摘要
一種內(nèi)置有可變增益放大器的半導體集成電路，該可變增益放大器具有偏置電路(BC)(1)、匹配電路(MC)(2)、可變增益電阻反饋放大器(FA)(3)、輸出跟隨器(EA)(4)。負載電阻(Rc)和反饋電阻(Rf)的電阻值協(xié)調(diào)性地改變。由于使低噪聲放大器為高增益，因而處于負載電阻的高電阻時反饋電阻也為高電阻，可變增益電阻反饋放大器(3)的閉環(huán)的反饋時間常數(shù)τfb(c1)≒2π·RfCbe/(1+gmRc)大致恒定，在寬帶下具有頻率依賴性較小的增益。由于使低噪聲放大器為低增益，因而處于負載電阻的低電阻時反饋電阻也為低電阻。負反饋量隨著低電阻的反饋電阻而增大，成為低增益。負載電阻也為低增益，反饋時間常數(shù)τfb(c1)大致恒定，在高頻區(qū)域下不會進一步降低增益。
文檔編號H03F3/189GK101414805SQ20081016654
公開日2009年4月22日 申請日期2008年10月17日 優(yōu)先權(quán)日2007年10月18日
發(fā)明者增田徹, 白水信弘 申請人:株式會社瑞薩科技