專利名稱：具有自我校正環(huán)路穩(wěn)定性與帶寬的頻率合成系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及鎖相環(huán)路的技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種具有自我校正環(huán)路穩(wěn)定性與帶寬的頻率合成系統(tǒng)。

背景技術(shù)：
在無線接收系統(tǒng)中，設(shè)計(jì)一種可提供電視接收器、WiMax接收器等廣泛適應(yīng)性頻率合成器是一種艱巨的挑戰(zhàn)。對頻率合成器的每一輸出頻率，頻率合成器的參數(shù)(例如輸入信號的頻率、乘法因子等)必須精確調(diào)整以使相位噪聲(phase noise)減至最小并維持頻率合成器的穩(wěn)定。
在頻率合成器中，環(huán)路帶寬(loop bandwidth)為描述頻率合成器的反應(yīng)速率，環(huán)路帶寬優(yōu)選為參考頻率的1/20。阻尼因子(damping factor)為描述頻率合成器的穩(wěn)定性，阻尼因子優(yōu)選接近1。前述系統(tǒng)參數(shù)與特定電路參數(shù)相關(guān)，例如電荷泵(Charge pump)電流、及濾波器的電阻，因此環(huán)路帶寬及阻尼因子會因輸入/輸出頻率、乘法因子而改變。
由于多樣性的輸出頻率及乘法因子，可針對不同的應(yīng)用而設(shè)計(jì)不同的鎖相環(huán)路，此種方法不僅增加管理上的麻煩，亦需對不同的鎖相環(huán)路進(jìn)行設(shè)計(jì)及測試而增加開發(fā)成本。另一解決方法是在同一鎖相環(huán)路使用復(fù)雜的電路及算法以對應(yīng)多樣性的輸出頻率及乘法因子，也就是設(shè)計(jì)一種可應(yīng)用于不同的集成電路中的單一鎖相環(huán)路。在此種設(shè)計(jì)中，環(huán)路帶寬及阻尼因子需能自動調(diào)整以對應(yīng)不同應(yīng)用中的多樣性的輸入頻率、輸出頻率及乘法因子。
適應(yīng)性的鎖相環(huán)路可調(diào)整其參數(shù)以對應(yīng)不同的輸出頻率及乘法因子。適應(yīng)性的鎖相環(huán)路可達(dá)到一固定的帶寬-參考頻率比(bandwidthto-reference frequency ratio)及一固定的阻尼因子，且與制造方法、使用電壓、及溫度無關(guān)。此特性可令帶寬為參考頻率的設(shè)計(jì)的分?jǐn)?shù)，通過調(diào)整此分?jǐn)?shù)來降低電壓控制振蕩器(Voltage Controllable Oscillator，VCO)的相位噪聲，而達(dá)到對鎖相環(huán)路輸出相位噪聲的最佳化。
圖1是現(xiàn)有鎖相環(huán)路100的方塊圖，其包括相位檢測器(PhaseDetector)110、電荷泵(Charge Pump)120、濾波器130、電壓控制振蕩器(VCO)140、及除頻裝置150。當(dāng)鎖相環(huán)路100鎖定時(shí)，該鎖相環(huán)路100所產(chǎn)生信號CKOUT的頻率為參考信號CKREF的頻率的N倍。
圖2是現(xiàn)有鎖相環(huán)路100相位域(Phase Domain)的方塊圖。其中，在相位域時(shí)，該相位檢測器110、電荷泵120及濾波器130可等效為Kd·KF·F(S)，該電壓控制振蕩器(VCO)140可等效為

ΦO為輸出信號CKOUT的相位，ΦI為參考信號CKREF的相位。故轉(zhuǎn)移函數(shù)(TransferFunction)

可以表示如下 ΔΦ→ΔICH →ΔVφ→Δf→ΔΦ




其中，ωn及ζ可以表示如下
ωn為環(huán)路帶寬(loop bandwidth)，ζ為阻尼因子。一般應(yīng)用會使ICH正比于N值，如此減少受N值變化的影響，但是通常產(chǎn)品的要求需

及阻尼因子ζ為定值。由公式(2)可知，

并非常數(shù)，且環(huán)路帶寬ωn及阻尼因子ζ為鎖相環(huán)路100電路參數(shù)的函數(shù)。然而在不同的應(yīng)用中，環(huán)路帶寬

及阻尼因子ζ需為固定值。由此可知，現(xiàn)有頻率合成系統(tǒng)仍有諸多缺失而有加以改善的必要。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種具有自我校正環(huán)路穩(wěn)定性與帶寬的頻率合成系統(tǒng)，使得該頻率合成系統(tǒng)的阻尼因子及帶寬-參考頻率比

與可編程除頻裝置的除頻值無關(guān)。
本發(fā)明的另一目的在于提供一種具自我校正環(huán)路穩(wěn)定性與帶寬的頻率合成系統(tǒng)，其可接收不同的輸入?yún)⒖碱l率而使阻尼因子及帶寬-參考頻率比

是一設(shè)計(jì)的定值，以達(dá)到反應(yīng)速度的最佳化及穩(wěn)定度。
本發(fā)明的另一目的在于提供一種具有自我校正環(huán)路穩(wěn)定性與帶寬的頻率合成系統(tǒng)，從而補(bǔ)償可控式振蕩器選擇輸出該輸出信號且該輸出信號是一寬頻帶的分布時(shí)，會使得該阻尼因子及該帶寬-參考頻率比劇烈變動，因而通過此補(bǔ)償技術(shù)，使該阻尼因子ζ及該帶寬-參考頻率比

在寬帶頻率合成系統(tǒng)中的不同子頻帶中會有最佳化的系統(tǒng)反應(yīng)速率及穩(wěn)定度。
本發(fā)明的又一目的在于提供一種具有自我校正環(huán)路穩(wěn)定性與帶寬的頻率合成系統(tǒng)，以使濾波器能以離散時(shí)間環(huán)路濾波器(discrete timeloop filter)實(shí)現(xiàn)，其優(yōu)點(diǎn)在于易于以小芯片面積實(shí)現(xiàn)因而易于在集成電路中實(shí)施。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)特色，本發(fā)明提出一種具有自我校正環(huán)路穩(wěn)定性與帶寬的頻率合成系統(tǒng)，用于根據(jù)輸入信號產(chǎn)生輸出信號，其包括檢測器、電荷泵(Charge Pump)、濾波器、可控式振蕩器(ControllableOscillator)、及可編程除頻裝置。該檢測器用于根據(jù)該輸入信號與反饋信號的邏輯電平值差異，產(chǎn)生檢測信號。該電荷泵耦合于該檢測器，用于根據(jù)該檢測信號，產(chǎn)生控制信號。該濾波器耦合于該電荷泵，用于根據(jù)該控制信號產(chǎn)生調(diào)整信號。該可控式振蕩器耦合于該濾波器，用于根據(jù)該調(diào)整信號產(chǎn)生該輸出信號。該可編程除頻裝置耦合于該可控式振蕩器，用于根據(jù)該輸出信號產(chǎn)生該反饋信號。其中該濾波器為離散時(shí)間環(huán)路濾波器(Discrete Time Loop Filter)。



圖1是現(xiàn)有鎖相環(huán)路的方塊圖。
圖2是現(xiàn)有鎖相環(huán)路相位域的方塊圖。
圖3是本發(fā)明的具有自我校正環(huán)路穩(wěn)定性與帶寬的頻率合成系統(tǒng)的方塊圖。
圖4是本發(fā)明的低通濾波器的電路圖。
圖5是現(xiàn)有窄頻系統(tǒng)的可控式振蕩器的電路圖。
圖6是本發(fā)明的可控式振蕩器的電路圖。
圖7是本發(fā)明的頻帶切換庫的電路圖。
圖8是本發(fā)明的電流鏡電路的電路圖。
圖9是現(xiàn)有窄頻系統(tǒng)調(diào)整電壓及頻率的示意圖。
圖10是本發(fā)明的寬帶系統(tǒng)調(diào)整電壓及頻率的示意圖。
圖11是本發(fā)明的阻尼因子ζ的模擬示意圖。
圖12是本發(fā)明的帶寬-參考頻率比

的模擬示意圖。
圖13是本發(fā)明的補(bǔ)償電路的電路圖。
圖14是本發(fā)明的頻率合成系統(tǒng)在不同參考頻率的系統(tǒng)反應(yīng)示意圖。
圖15是本發(fā)明的頻率合成系統(tǒng)在不同頻帶的系統(tǒng)反應(yīng)示意圖。
主要元件符號說明 鎖相環(huán)路 100相位檢測器 110 電荷泵 120 濾波器 130 電壓控制振蕩器 140 除頻裝置 150。
頻率合成系統(tǒng) 300檢測器 310 電荷泵 320 濾波器 330 可控式振蕩器 340可編程除頻裝置 350 電流鏡電路 360補(bǔ)償電路 370 電感電容槽 341頻帶切換庫 342
具體實(shí)施例方式 請參見圖3，其為本發(fā)明的具有自我校正環(huán)路穩(wěn)定性與帶寬的頻率合成系統(tǒng)300的方塊圖。該具有自我校正環(huán)路穩(wěn)定性與帶寬的頻率合成系統(tǒng)300用于根據(jù)輸入信號產(chǎn)生輸出信號。其包括檢測器310、電荷泵(Charge Pump)320、濾波器330、可控式振蕩器(ControllableOscillator)340、可編程除頻裝置350、電流鏡電路360、及補(bǔ)償電路370。
該檢測器310用于根據(jù)該輸入信號CKREF與反饋信號CKFB的邏輯電平值差異，產(chǎn)生檢測信號。該檢測器310根據(jù)該輸入信號CKREF與該反饋信號CKFB兩者間相位領(lǐng)先或落后的關(guān)系，來調(diào)整該檢測信號。該檢測信號包括頻率提升信號(UP信號)及頻率降低信號(DN信號)。
當(dāng)該輸入信號CKREF的相位落后于反饋信號CKFB的相位時(shí)，該檢測器310輸出頻率提升信號(UP信號)以啟動該電荷泵320對電容器(圖未示)充電，電容器的電壓值因充電而上升，而當(dāng)電容器的電壓值上升后，可控式振蕩器340的輸出信號CKOUT的頻率fVCO也上升，以便補(bǔ)償該輸入信號CKREF落后的相位。而當(dāng)該輸入信號CKREF的相位超前反饋信號CKFB的相位時(shí)，該檢測器3 10輸出頻率降低信號(DN信號)以啟動該電荷泵320對該電容器放電，電容器的電壓值因放電而下降，當(dāng)電容器的電壓值下降后，可控式振蕩器340的輸出信號CKOUT的頻率fVCO也下降，將該輸入信號CKREF超前的相位往后拉，以便和反饋信號CKFB的相位同相。
該電荷泵(Charge pump)320耦合于該檢測器，用于根據(jù)該檢測信號，產(chǎn)生控制信號。
該濾波器330耦合于該電荷泵320，用于根據(jù)該控制信號產(chǎn)生調(diào)整信號。其中該濾波器330為離散時(shí)間環(huán)路濾波器(discrete time loopfilter)，且該離散時(shí)間環(huán)路濾波器為低通濾波器。該低通濾波器將該控制信號中的高頻成分濾除，以產(chǎn)生該調(diào)整信號。
圖4是本發(fā)明的低通濾波器的電路圖，該低通濾波器包括第一電容器C1、第二電容器C2、第一開關(guān)裝置SW1、運(yùn)算放大器OP、第一NMOS晶體管N1、第二NMOS晶體管N2、第一PMOS晶體管P1及第二PMOS晶體管P2。其中，相對于圖1中所示一個(gè)固定阻值的電阻器與一定電容器串聯(lián)，圖4所示的該第二電容器C2、該第一開關(guān)裝置SW1、該運(yùn)算放大器OP、該第一NMOS晶體管N1、該第二NMOS晶體管N2、該第一PMOS晶體管P1及該第二PMOS晶體管P2構(gòu)成等效電阻，在此稱為1/gm電阻，其阻值與輸出信號CKOUT的周期TVCO成正比。
如圖4所示，該第二電容器C2的一端經(jīng)由端點(diǎn)FS1連接至該電荷泵320、該第一開關(guān)裝置SW1的一端及該運(yùn)算放大器OP的反相輸入端，該第二電容器C2的另一端連接至低電位。該第一開關(guān)裝置SW1的另一端連接至該第一電容器C1的一端，該第一電容器C1的另一端連接至該低電位。該運(yùn)算放大器OP的輸出端連接至該第一PMOS晶體管P1的柵極(Gate)，該第一PMOS晶體管P1的源極(Source)連接至高電位VCC，其漏極(Drain)連接至該第二PMOS晶體管P2的源極。該第二PMOS晶體管P2的柵極連接至該低電位，該第二PMOS晶體管P2的漏極連接至該運(yùn)算放大器OP的非反相輸入端、該第一NMOS晶體管N1的柵極及漏極、該第二NMOS晶體管N2的柵極及漏極，該第一及第二NMOS晶體管N1、N2的源極連接至該低電位。其中，該端點(diǎn)FF連接至下一級。也就是調(diào)整信號是由端點(diǎn)FF輸出至該可控式振蕩器340。
該可控式振蕩器(Controllable Oscillator)340耦合于該濾波器330，用以根據(jù)該調(diào)整信號產(chǎn)生該輸出信號CKOUT。圖6為本發(fā)明的可控式振蕩器340的電路圖。如圖6所示，該可控式振蕩器340包括電感電容槽(LC tank)341、第一可變電容器VC1、第二可變電容器VC2、第一固定電容器FC1、第二固定電容器FC2、第三NMOS晶體管N3、第四NMOS晶體管N4、第三PMOS晶體管P3及第四PMOS晶體管P4。該電感電容槽(LC tank)341還包括電感L1及頻帶切換庫(band switchbank)342。
該第一固定電容器FC1及該第二固定電容器FC2是由連接點(diǎn)、該電感L1及該多個(gè)主動元件(N3，N4，P3，P4)所產(chǎn)生。其中，該多個(gè)主動元件(N3，N4，P3，P4)配合該電感電容槽(LC tank)341、該第一可變電容器VC1、該第二可變電容器VC2、該第一固定電容器FC1及該第二固定電容器FC2，而產(chǎn)生該具有可選擇特定頻率fVCO的輸出信號CKOUT。其中，該第一可變電容器VC1與該第二可變電容器VC2中間的端點(diǎn)FF與圖4中的端點(diǎn)FF相同，以表示兩者電氣連接。以由該調(diào)整信號控制該第一可變電容器VC1與該第二可變電容器VC2的電容值。
圖7為本發(fā)明的頻帶切換庫342的電路圖。如圖7所示，該頻帶切換庫(band switch bank)342包括多組電容器選擇裝置(capacitorselecting device，CSD)343。在本實(shí)施例中，該頻帶切換庫(band switchbank)342包括4組電容器選擇裝置(CSD)343。
第一組電容器選擇裝置(CSD)343包括兩個(gè)電容器(CSD0_C1，CSD0_C2)及三個(gè)切換裝置(CSD0_N1，CSD0_N2，CSD0_N3)，其中，該三個(gè)切換裝置為NMOS晶體管。電容CSD0_C1一端連接至端點(diǎn)A，另一端連接至晶體管CSD0_N1的源極、晶體管CSD0_N2的漏極。電容器CSD0_C2一端連接至端點(diǎn)B，另一端連接至晶體管CSD0_N1的漏極、晶體管CSD0_N3的漏極。晶體管CSD0_N1、CSD0_N2、CSD0_N3的柵極連接至控制信號線CB
。晶體管CSD0_N2、CSD0_N3的源極連接至低電位。圖7中端點(diǎn)A與端點(diǎn)B分別與圖6中端點(diǎn)A與端點(diǎn)B相同，以表示圖7中端點(diǎn)A與端點(diǎn)B是分別與圖6中端點(diǎn)A與端點(diǎn)B電氣連接。
當(dāng)控制信號線CB
為高電位時(shí)，晶體管CSD0_N1、CSD0_N2、CSD0_N3導(dǎo)通，由端點(diǎn)A與端點(diǎn)B處，可得到一等效電容，該等效電容的大小為電容器CSD0_C1與電容器CSD0_C2串聯(lián)的值。當(dāng)控制信號線CB
為低電位時(shí)，晶體管CSD0_N1、CSD0_N2、CSD0_N3關(guān)閉，電容器CSD0_C1與電容器CSD0_C2為浮接(floating)，且由端點(diǎn)A與端點(diǎn)B處看入為斷路。
第二、三、四組電容器選擇裝置(CSD)343其電路與第一組電容器選擇裝置(CSD)343相似，故不予贅述。在本實(shí)施例中，所述每一組電容器選擇裝置343中的電容器可為基極-射極結(jié)電容器(base-emitterjunction capacitor)、]金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(MOSFETcapacitor)、多晶-多晶電容器(poly-poly capacitor)。在其它實(shí)施例中，所述每一組電容器選擇裝置343中的電容器可為金屬-絕緣層-金屬形式電容器(metal-insulator-metal capacitor，MIM cap.)，電容器CSD0_C1電容值cU與電容器CSD0_C2電容值cU相同，電容器CSD1_C1電容值與電容器CSD1_C2電容值相同且為電容器CSD0_C1電容值的兩倍，其余依此類推。
由圖6及圖7電路可知，輸出信號CKOUT的頻率fVCO為 公式(3)中，有兩下劃線部分為頻帶切換庫342對應(yīng)的電容值，CVAR為該第一可變電容器VC1及該第二可變電容器VC2對應(yīng)的電容值，CFix為該第一固定電容器FC1及該第二固定電容器FC2對應(yīng)的電容值，L為該電感L1對應(yīng)的電感值。
該可編程除頻裝置350耦合于該可控式振蕩器340，用以根據(jù)該輸出信號CKOUT產(chǎn)生該反饋信號CKFB。
該電流鏡電路360接收電流源電流ISOURCE，以產(chǎn)生電荷泵參考電流ICH。圖8是本發(fā)明的電流鏡電路360的電路圖。如圖8所示，是由第五NMOS晶體管N5至第十一NMOS晶體管N11及第二切換開關(guān)SW2至第七切換開關(guān)SW7所組成，其中第五NMOS晶體管N5的大小與第六NMOS晶體管N6的大小相等，第七NMOS晶體管N7的大小為第六NMOS晶體管N6大小的兩倍，第八NMOS晶體管N8的大小為第七NMOS晶體管N7大小的兩倍，其余依此類推。第二切換開關(guān)SW2至第七切換開關(guān)SW7與可編程除頻裝置350共享且由外部來控制該可編程除頻裝置350的除數(shù)N。
該電荷泵參考電流ICH為該電流源電流ISOURCE的x倍，從而使

N為該可編程除頻裝置的除數(shù)。也就是

當(dāng)?shù)诙袚Q開關(guān)SW2及第三切換開關(guān)SW3導(dǎo)通、其余切換開關(guān)SW7形成斷路時(shí)，電流鏡電流ICH為電流源電流ISOURCE的1/3，此時(shí)可編程除頻裝置350的除數(shù)N即為3。換句話說，根據(jù)圖8，電流鏡電流ICH可表示為 其中，當(dāng)?shù)诙袚Q開關(guān)SW2導(dǎo)通時(shí)，S[2]為1，當(dāng)?shù)诙袚Q開關(guān)SW2關(guān)閉時(shí)，S[2]為0。S[3]至S[7]的值依此類推。
該補(bǔ)償電路370連接至該電荷泵320，以根據(jù)該電荷泵參考電流ICH產(chǎn)生補(bǔ)償電流ID，該補(bǔ)償電流ID即為真正電荷泵電流，從而補(bǔ)償當(dāng)該可控式振蕩器選擇輸出該輸出信號時(shí)，因該電感電容槽(LC tank)341中電容值劇烈的變化所造成阻尼因子(damping factor)及帶寬-參考頻率比(bandwidth to-reference frequency ratio)受到的變動。其中，該補(bǔ)償電流ID為該電荷泵參考電流ICH的

倍，其中Ψ為設(shè)計(jì)的分?jǐn)?shù)或正整數(shù)。
為了解此發(fā)明如何展現(xiàn)其改善現(xiàn)有的缺點(diǎn)及其設(shè)計(jì)的目的，我們通過分析現(xiàn)有來證明。由公式(2)可知，現(xiàn)有環(huán)路帶寬(loopbandwidth)ωn及阻尼因子ζ在通過使ICH正比于N值前提下是固定不變的，無法針對不同應(yīng)用而調(diào)整，而

并非常數(shù)，無法根據(jù)參考信號的頻率而改變及系統(tǒng)反應(yīng)速率最佳化，以及避免出現(xiàn)帶寬小于1/10參考信號穩(wěn)定性限制。針對上述問題，可將圖1中的固定電阻器R改為最簡易的離散時(shí)間濾波器，也就是切換電容裝置式所仿真出的等效電阻(switch capacitor equivalent resistor)Req。
同時(shí)將電荷泵120電流ICH調(diào)整為電流源電流ISOURCE的x倍，亦即，切換電容等效電阻Req為 調(diào)整后的電荷泵120電流ICH為 ICH＝x·ISOURCE，(5) 將公式(4)及(5)代入公式(2)中，可得 同理， 由公式(6)及(8)可知，本發(fā)明希望該阻尼因子ζ及該帶寬-參考頻率比

均正比于

因而如前述所示當(dāng)

時(shí)，使得阻尼因子ζ及該帶寬-參考頻率比

為定值。
但此種架構(gòu)會產(chǎn)生開關(guān)致電荷突波的缺點(diǎn)，所以這個(gè)發(fā)明采用圖4的先擷取相位誤差電荷經(jīng)過一周期再重新抹除再擷取的濾波器，此濾波器的詳細(xì)操作原理如下。
請參考圖4，電荷泵320在端點(diǎn)FS1所引起的電壓變化ΔV儲存在該第二電容器C2中，該電壓變化ΔV可定義為

而該電壓變化ΔV在端點(diǎn)FF所引起的電流變化為

而該電流變化持續(xù)一個(gè)

周期，因此在端點(diǎn)FF所產(chǎn)生的電荷QO為 定義變量y為離散時(shí)間濾波器的等效電阻對一以二極管連接方式的晶體管，即該第一NMOS晶體管N1的柵極及漏極相接、該第二NMOS晶體管N2的柵極及漏極相接，并聯(lián)的小信號電阻的比，如下所示 于圖4中，由端點(diǎn)FF與地之間所看入的等效電阻Rloop為 故將公式(11)代入公式(7)中，該阻尼因子ζ為
圖5為現(xiàn)有窄頻系統(tǒng)的可控式振蕩器的電路圖。圖9為現(xiàn)有窄頻系統(tǒng)調(diào)整電壓及頻率的示意圖。如圖9所示，其可調(diào)整的頻率非常狹小。因此可將公式(12)中的

視為定值在窄頻系統(tǒng)中。當(dāng)KVCO及

為一固定值因而如前述所示當(dāng)

時(shí)，使得阻尼因子ζ及該帶寬-參考頻率比

為定值。
而本發(fā)明中，由于該電感電容槽(LC tank)341中的頻帶切換庫342可提供較現(xiàn)有更寬廣的頻率選擇，而可達(dá)到寬帶頻率調(diào)整的目的。由圖7中控制信號線CB
～CB[3]可知，在本實(shí)施例中，本發(fā)明可選擇16個(gè)頻帶，而達(dá)到寬頻頻帶調(diào)整。圖10是本發(fā)明寬帶系統(tǒng)調(diào)整電壓及頻率的示意圖。由圖10所示可知，本發(fā)明通過控制信號線CB
～CB[3]而提供較現(xiàn)有技術(shù)更多的頻帶選擇，而達(dá)成寬帶頻率調(diào)整的目的。也就是說，在圖5的現(xiàn)有窄頻系統(tǒng)的可控式振蕩器中，公式(12)中的

可為 所以(12)可改寫為 CTank可為 而在可控式振蕩器340中，所述多個(gè)主動元件(N3，N4，P3，P4)配合該電感電容槽(LC tank)341、該第一可變電容器VC1、該第二可變電容器VC2、該第一固定電容器FC1及該第二固定電容器FC2，而產(chǎn)生該具有可選擇特定頻率fVCO的輸出信號CKOUT時(shí)，公式(13)中的CTank可為 ，因此該阻尼因子ζ可用公式(13)表示。當(dāng)KVCO為一固定值且

(亦即K＝N)時(shí)，該阻尼因子ζ可改寫為 或 同理，該帶寬-參考頻率比

可改寫為 ∵ ∴
由公式(15)及公式(17)可知，為作寬帶的調(diào)動，通過控制信號CB
至CB[3]以選擇在不同子頻帶(sub-band)來達(dá)成。但其相對應(yīng)的阻尼因子ζ及帶寬-參考頻率比

會因?yàn)椴煌宇l帶(sub-band)而使得可控式振蕩器340中等效電容CTank劇烈變化，造成穩(wěn)定性及環(huán)路動態(tài)特性的劇烈變化。圖11及圖12是本發(fā)明阻尼因子ζ及該帶寬-參考頻率比

的模擬示意圖。由于可控式振蕩器340可產(chǎn)生該具有可選擇特定頻率fVCO的輸出信號CKOUT，由圖11及圖12可知，該阻尼因子ζ及該帶寬-參考頻率比

在各子頻帶(sub-band)中并不相同，也就是說頻率合成系統(tǒng)300在不同子頻帶(sub-band)中會有不同的系統(tǒng)反應(yīng)速率及穩(wěn)定度。
圖13是本發(fā)明的該補(bǔ)償電路370的電路圖。如圖1 3所示，是由第五PMOS晶體管P5至第十一PMOS晶體管P11及致能開關(guān)VAR_EN，F(xiàn)IX_EN，CB[3]_EN，CB[2]_EN，CB[1]_EN，CB
_EN所組成，其中第十PMOS晶體管P10的大小為第十一PMOS晶體管P11大小的兩倍，第九PMOS晶體管P9的大小為第十PMOS晶體管P10大小的兩倍，第八PMOS晶體管P8的大小為第九PMOS晶體管P9大小的兩倍。由圖13可知，Ψ為 其中，通過Ψ來補(bǔ)償該可控式振蕩器340選擇輸出該具有可選擇特定頻率fVCO的輸出信號CKOUT時(shí)該阻尼因子ζ及該帶寬-參考頻率比

的變動。為將

與CTank的效應(yīng)完全抵銷，圖13中晶體管P6及P11的寬度長度比需符合

且晶體管P7及P11的寬度長度比需符合

第五PMOS晶體管的大小與晶體管P6并聯(lián)晶體管P7相同，意即
然而，在本發(fā)明中，該補(bǔ)償電路370根據(jù)該電荷泵參考電流ICH產(chǎn)生補(bǔ)償電流ID，從而補(bǔ)償該可控式振蕩器340選擇輸出該具有可選擇特定頻率fVCO的輸出信號CKOUT時(shí)該阻尼因子ζ及該帶寬-參考頻率比

的變動。其中，該補(bǔ)償電流ID為該電荷泵參考電流ICH的

倍。
也就是說，公式(15)可改寫為 由公式(18)及公式(19)中的Ψ，本發(fā)明可通過Ψ來補(bǔ)償該可控式振蕩器340選擇輸出該具有可選擇特定頻率fVCO的輸出信號CKOUT時(shí)該阻尼因子ζ及該帶寬-參考頻率比

的變動。因此在圖11及圖12中，經(jīng)由補(bǔ)償電路370補(bǔ)償后，該阻尼因子ζ及該帶寬-參考頻率比

在不同子頻帶(sub-band)中均為固定值，也就是說該阻尼因子ζ及該帶寬-參考頻率比

在不同子頻帶(sub-band)中會有相同的系統(tǒng)反應(yīng)速率及穩(wěn)定度。
圖14是本發(fā)明的頻率合成系統(tǒng)300在不同參考頻率的系統(tǒng)反應(yīng)示意圖。如圖14所示，參考信號的頻率越高，反應(yīng)時(shí)間(Response Time)越短，代表系統(tǒng)的帶寬越大，即系統(tǒng)的帶寬會根據(jù)參考信號的頻率而調(diào)整，因此本發(fā)明的頻率合成系統(tǒng)300可接受不同頻率的參考信號，而不會有所限制。
圖15是本發(fā)明的頻率合成系統(tǒng)300在不同頻帶的系統(tǒng)反應(yīng)示意圖。如圖15所示，在低頻帶(2.73GHz)的系統(tǒng)反應(yīng)時(shí)間與在該頻帶(3.95GHz)的系統(tǒng)反應(yīng)時(shí)間相同，表示對于不同的N，該頻率合成系統(tǒng)300鎖住頻率的位置一樣，即對不同的輸出頻率，該頻率合成系統(tǒng)300均可有相同的穩(wěn)定度。
由上述說明可知，本發(fā)明利用電流鏡參考電流ICH與電流源電流ISOURCE的關(guān)系ICH＝x·ISOURCE，并令

且使用離散時(shí)間濾波器，使得該阻尼因子ζ及該帶寬-參考頻率比

與N值無關(guān)。同時(shí)又利用該補(bǔ)償電流ID為該電荷泵參考電流ICH的關(guān)系，以補(bǔ)償該可控式振蕩器選擇輸出寬頻帶的該輸出信號時(shí)該阻尼因子ζ及及該帶寬-參考頻率比

的變動。本發(fā)明還利用該第一電容器C1、該第一開關(guān)裝置SW1、該運(yùn)算放大器OP、該第一NMOS晶體管N1、該第二NMOS晶體管N2、該第一PMOS晶體管P1及該第二PMOS晶體管P2以產(chǎn)生該濾波器330所使用的電阻，以使該濾波器為離散時(shí)間環(huán)路濾波器(discrete time loopfilter)，此未見于前案，且該等效電阻易在集成電路中實(shí)施。
由上述可知，本發(fā)明無論就目的、手段及功效，均顯示其不同于現(xiàn)有技術(shù)的特征，極具實(shí)用價(jià)值。但是應(yīng)注意的是，上述各實(shí)施例僅為了便于說明而舉例，本發(fā)明所主張的權(quán)利范圍應(yīng)以申請專利范圍所述為準(zhǔn)，而非僅限于上述實(shí)施例。
權(quán)利要求
1、一種具有自我校正環(huán)路穩(wěn)定性與帶寬的頻率合成系統(tǒng)，包括
檢測器，用于根據(jù)輸入信號與反饋信號的邏輯電平值差異，產(chǎn)生檢測信號；
電荷泵，耦合于該檢測器，用于根據(jù)該檢測信號，產(chǎn)生控制信號；
濾波器，耦合于該電荷泵，用于根據(jù)該控制信號產(chǎn)生調(diào)整信號；
可控式振蕩器，耦合于該濾波器，用以根據(jù)該調(diào)整信號產(chǎn)生輸出信號；以及
可編程除頻裝置，耦合于該可控式振蕩器，用于根據(jù)該輸出信號產(chǎn)生該反饋信號；
其中該濾波器為離散時(shí)間環(huán)路濾波器。
2、根據(jù)權(quán)利要求1所述的頻率合成系統(tǒng)，還包括
電流鏡電路，接收電流源電流，以產(chǎn)生電荷泵參考電流，以供應(yīng)該電荷泵；以及
補(bǔ)償電路，連接至該電荷泵，以根據(jù)該電荷泵參考電流產(chǎn)生補(bǔ)償電流，從而補(bǔ)償該可控式振蕩器選擇輸出該輸出信號時(shí)阻尼因子及帶寬-參考頻率比的變動。
3、根據(jù)權(quán)利要求2所述的頻率合成系統(tǒng)，其中，該離散時(shí)間環(huán)路濾波器為低通濾波器。
4、根據(jù)權(quán)利要求3所述的頻率合成系統(tǒng)，其中，該低通濾波器包括第一電容器、第二電容器、第一開關(guān)裝置、運(yùn)算放大器、第一NMOS晶體管、第二NMOS晶體管、第一PMOS晶體管及第二PMOS晶體管。
5、根據(jù)權(quán)利要求4所述的頻率合成系統(tǒng)，其中，該第一電容器、該第一開關(guān)裝置、該運(yùn)算放大器、該第一NMOS晶體管、該第二NMOS晶體管、該第一PMOS晶體管及該第二PMOS晶體管構(gòu)成等效電阻。
6、根據(jù)權(quán)利要求5所述的頻率合成系統(tǒng)，其中，該第二電容器的一端連接至該電荷泵、該第一開關(guān)裝置的一端及該運(yùn)算放大器的反相輸入端，該第二電容器的另一端連接至低電位，該第一開關(guān)裝置的另一端連接至該第一電容器的一端，該第一電容器的另一端連接至該低電位，該運(yùn)算放大器的輸出端連接至該第一PMOS晶體管的柵極，該第一PMOS晶體管的源極連接至高電位，該第一PMOS晶體管的漏極連接至該第二PMOS晶體管的源極，該第二PMOS晶體管的柵極連接至該低電位，該第二PMOS晶體管的漏極連接至該運(yùn)算放大器的非反相輸入端、該第一NMOS晶體管的柵極及漏極、該第二NMOS晶體管的柵極及漏極，以及該第一及第二NMOS晶體管的源極連接至該低電位。
7、根據(jù)權(quán)利要求2所述的頻率合成系統(tǒng)，其中該可控式振蕩器還包括電感電容槽，以產(chǎn)生該具有可選擇特定頻率的輸出信號。
8、根據(jù)權(quán)利要求7所述的頻率合成系統(tǒng)，其中，該電感電容槽包括電感及頻帶切換庫。
9、根據(jù)權(quán)利要求8所述的頻率合成系統(tǒng)，其中，該頻帶切換庫包括多組電容器選擇裝置，每一組電容器選擇裝置包括兩個(gè)電容器及三個(gè)切換裝置。
10、根據(jù)權(quán)利要求9所述的頻率合成系統(tǒng)，其中，該些切換裝置為NMOS晶體管。
11、根據(jù)權(quán)利要求10所述的頻率合成系統(tǒng)，其中，該可控式振蕩器包括第一可變電容器及第二可變電容器。
12、根據(jù)權(quán)利要求11所述的頻率合成系統(tǒng)，其中，該可控式振蕩器包括第一固定電容器及第二固定電容器。
13、根據(jù)權(quán)利要求12所述的頻率合成系統(tǒng)，其中，該可控式振蕩器還包括多個(gè)主動元件，以配合該電感電容槽、該第一可變電容器、該第二可變電容器、該第一固定電容器及該第二固定電容器，而產(chǎn)生該具有可選擇特定頻率的輸出信號。
14、根據(jù)權(quán)利要求13所述的頻率合成系統(tǒng)，其中，該第一固定電容器及該第二固定電容器是由該連接點(diǎn)、該電感及所述主動元件所產(chǎn)生。
15、根據(jù)權(quán)利要求10項(xiàng)所述的頻率合成系統(tǒng)，其中，該每一組電容器選擇裝置中的電容器為金屬-絕緣層-金屬形式電容器。
16、根據(jù)權(quán)利要求2所述的頻率合成系統(tǒng)，其中，該電荷泵參考電流為該電流源電流的x倍，從而使該頻率合成系統(tǒng)的該阻尼因子及該帶寬-參考頻率比正比于
當(dāng)中N為該可編程除頻裝置的除數(shù)。
17、根據(jù)權(quán)利要求16所述的頻率合成系統(tǒng)，其中，該補(bǔ)償電流為該電荷泵參考電流的
倍，當(dāng)中Ψ為正整數(shù)，從而補(bǔ)償當(dāng)該可控式振蕩器選擇輸出該具有可選擇特定頻率的輸出信號時(shí)，該阻尼因子及該帶寬-參考頻率比的變動。
全文摘要
本發(fā)明提出一種具有自我校正環(huán)路穩(wěn)定性與帶寬的頻率合成系統(tǒng)，用以根據(jù)輸入信號產(chǎn)生輸出信號，包括檢測器、電荷泵、濾波器、可控式振蕩器及可編程除頻裝置。檢測器用以根據(jù)輸入信號與反饋信號的邏輯電平值差異來產(chǎn)生檢測信號。電荷泵耦合于檢測器，用以根據(jù)檢測信號，產(chǎn)生控制信號。濾波器耦合于電荷泵，用以根據(jù)控制信號來產(chǎn)生調(diào)整信號?？煽厥秸袷幤黢詈嫌跒V波器，用以根據(jù)調(diào)整信號來產(chǎn)生該輸出信號。可編程除頻裝置耦合于可控式振蕩器，用以根據(jù)該輸出信號來產(chǎn)生該反饋信號。其中濾波器為離散時(shí)間環(huán)路濾波器。
文檔編號H03L7/08GK101686055SQ20081016138
公開日2010年3月31日 申請日期2008年9月25日 優(yōu)先權(quán)日2008年9月25日
發(fā)明者陳俊亮, 徐慧君 申請人:凌陽科技股份有限公司