專利名稱：多頻帶多赫蒂放大器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及用于發(fā)送機的高效率功率放大器，特別涉及多赫蒂(Doherty)放大器。
背景技術：
作為實現(xiàn)了發(fā)送放大器的高效率化的結(jié)構，已知將不同動作等級的兩個放大電路并聯(lián)地構成的多赫蒂放大器結(jié)構(例如，參照非專利文獻1)。圖10中表示以往的多赫蒂放大器的基本的結(jié)構。
如圖10所示，以往的多赫蒂放大器100由以下部件構成分配器101，將輸入信號分配為兩個；載波放大器102，被輸入分配器101的分配信號中的一個；1/4波長線路104，被輸入分配器101的分配信號中的另一個；峰值放大器105，被輸入1/4波長線路104的輸出信號；1/4波長線路103，被輸入載波放大器102的輸出信號；合成器106，將1/4波長線路103的輸出信號和峰值放大器105的輸出信號合成。
其中，載波放大器102是例如AB級或B級的放大器，峰值放大器105是例如C級的放大器。另外，峰值放大器105被設定為，僅在載波放大器102的動作進入飽和區(qū)域時動作。因此，在輸入信號的電流值非常小的情況下，多赫蒂放大器100僅通過載波放大器102放大輸入信號。另一方面，在輸入信號的電流值大到載波放大器102的動作成為飽和的程度時，多赫蒂放大器100通過載波放大器102和峰值放大器105放大各分配信號，并由合成器106合成各放大信號。
這樣，在輸入信號的電流值較小的情況下，多赫蒂放大器100中峰值放大器105不能動作，由此節(jié)省消耗功率。而且，在輸入信號的電流值很大的情況下，載波放大器102和峰值放大器105都動作，通過將兩個放大輸出進行合成，進行飽和功率大的放大。由此，實現(xiàn)整體的高效率。
此外，多赫蒂放大器100在載波放大器102的輸出端具有1/4波長線路103。通過該1/4波長線路103的功能，從載波放大器102的輸出端看過去的負載阻抗隨著峰值放大器105的接通/斷開而變化。這樣，可以進一步提高多赫蒂放大器100的效率。以下，簡單說明其理由。
首先，為了說明的簡單化，假設多赫蒂放大器100的1/4波長線路103為無損耗分布常數(shù)線路。一般地，在無損耗分布常數(shù)線路中，成立以下的關系。
VLIL=cosβLj·R0sinβL(j/R0)sinβLcosβLV0I0---(1)]]>另外，V0，I0分別是該無損耗分布常數(shù)線路的輸入端上的電壓值以及電流值。此外，VL，IL分別是該無損耗分布常數(shù)線路的輸出端上的電壓值以及電流值。β是依賴于頻率的相位常數(shù)，L是線路長度。此外，j是虛數(shù)單位，R0是該無損耗分布常數(shù)線路的特性阻抗。
為了在1/4波長線路103的情況下，滿足βL＝π/2，在1/4波長線路103中以下關系成立。
VLIL=0j·R0j/R00V0I0---(2)]]>此外，從1/4波長線路103和峰值放大器105的連接部分看過去的多赫蒂放大器100的輸出端的阻抗為R0/2時，1/4波長線路103被設定為特性阻抗成為R0。
在多赫蒂放大器100的輸入信號的電流值較小，峰值放大器105為斷開(OFF)的情況下，峰值放大器105的輸出阻抗理想是成為無限大。此時，從1/4波長線路103的輸出端看過去的負載阻抗VL/IL為R0/2。因此，根據(jù)式(2)，R0/2＝VL/IL＝{j·R0·I0}/{(j·V0)/R0}＝R02·(I0/V0)(3)成立。對式(3)進行變形，則變?yōu)閂0/I0＝2R0(4)。
這表示從1/4波長線路103的輸入端，即從載波放大器102的輸出端看過去的負載阻抗為2R0。
另一方面，在輸入信號的電流值較大，峰值放大器105為接通(ON)的情況下，載波放大器102和峰值放大器105并排地動作，兩個放大器的輸出信號被合成。此時，1/4波長線路103的輸出端的負載阻抗VL/IL成為R0，從峰值放大器105的輸出端看過去的負載阻抗也成為R0。因此，根據(jù)式(2)，R0＝VL/IL＝{j·R0·I0}/{(j·V0)/R0}＝R02·(I0/V0)(5)成立。對式(5)進行變形，則變?yōu)閂0/I0＝R0(6)。
這表示從1/4波長線路103的輸入端，即從載波放大器102的輸出端看過去的負載阻抗為R0。
這樣，在峰值放大器105為斷開的情況下，從載波放大器102的輸出端看過去的負載阻抗成為2R0；在峰值放大器105為接通的情況下，從載波放大器102的輸出端看過去的負載阻抗成為R0。
其中，在從輸出端看過去的負載阻抗為2R0時，載波放大器102被設計為飽和功率小但效率高。其結(jié)果，在輸入信號的電流值較小，并峰值放大器105為斷開的情況下，可實現(xiàn)多赫蒂放大器100的高效率的放大動作。
另一方面，載波放大器102以及峰值放大器105都被設計為，在從輸出端看過去的負載阻抗為R0時，飽和功率成為最大。其結(jié)果，在峰值放大器105為接通時，多赫蒂放大器100可進行飽和功率較大的放大動作，可進行線性的放大動作。另外，其中，載波放大器102正在進行飽和放大動作，所以被輸入到峰值放大器105的電流量相應地減少，因此，可進一步減少峰值放大器105被飽和的情況。
W.H.Doherty，”A new high efficiency power amplifier formodulated waves”，Proc.IRE，Vol.24，No.9，pp.1163-1182，Sept.1936.
這樣，以往的多赫蒂放大器100的特征在于，峰值放大器105的接通/斷開動作、和使用了根據(jù)1/4波長線路103的阻抗變換電路的高效率放大動作。其中，如式(1)所示，1/4波長線路103的輸入端的阻抗V0/I0、和輸出端的阻抗VL/IL之間的關系依賴于傳送信號的頻率(因為相位常數(shù)β依賴于頻率)。在以往的多赫蒂放大器100中，1/4波長線路103被設計為在一個頻率(例如，需放大的信號的頻帶的中心頻率)上1/4波長線路103進行期望的阻抗變換。因此，對于該頻帶之外的頻率的信號，1/4波長線路103不進行期望的阻抗變換。此時，載波放大器102的輸出和峰值放大器105的輸出的合成不為最佳，多赫蒂放大器100的動作不充分。
圖11是表示被設計為，在設計頻率2GHz上進行期望的阻抗變換的1/4波長線路103的載波放大器102側(cè)(Port1)的輸入阻抗(表現(xiàn)為振幅(mag)和相位(Phase))的圖形。如圖11所示，被這樣設計的1/4波長線路103的輸入阻抗在設計頻率2GHz時為設計值100Ohm，但是除此之外的頻率上不為設計值100Ohm。
這樣，在以往的多赫蒂放大器100中，根據(jù)1/4波長線路103的設計頻率而決定作為多赫蒂放大器100動作的頻帶。因此，在以往的多赫蒂放大器100中，對于將設計頻率以外的頻率(除了在式(1)中的βL為π/2的偶數(shù)倍的情況)作為中心頻率的頻帶，不能進行充分的動作。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明鑒于這樣的課題而完成，其目的在于提供一種可對于多個頻帶得到充分的動作性能的多頻帶多赫蒂放大器。
本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器包括分配器，將輸入信號分配為兩個；載波放大器，連接到所述分配器的一個輸出端，放大被分配的一個信號；延遲器，連接到所述分配器的另一個輸出端，使被分配的另一個信號延遲；峰值放大器，連接到所述延遲器的輸出端，放大其輸出信號；阻抗變換器，連接到所述載波放大器的輸出端，進行阻抗變換；以及合成器，連接到所述峰值放大器的輸出端和所述阻抗變換器的輸出端，合成它們的輸出信號，所述延遲器的電長度與所述阻抗變換器的電長度相同，所述阻抗變換器被形成為具有N(N≥2)種的阻抗變換用傳送線路的級聯(lián)連接，對于該N種頻率，進行相同的阻抗變換。
另外，“延遲器的電長度與阻抗變換器的電長度相同”不僅包括延遲器的電長度與阻抗變換器的電長度完全相同的情況，也包括它們作為多頻帶多赫蒂放大器而近似于可得到期望的性能的程度的情況。此外，“對于N種頻率，進行相同的阻抗變換”不僅包括對于N種頻率，進行變換為相同的阻抗的情況，也包括在作為多頻帶多赫蒂放大器可得到期望的性能的程度上，對于N種頻率，進行變換為大致相同的阻抗的情況。而阻抗變換器“對于N種頻率，進行相同的阻抗變換”是表示，對于該N種頻率分別成立以下的關系，即在阻抗變換器的一端的阻抗為α時，該阻抗變換器的另一端的阻抗為β的關系。這些也適用于實施方式的詳細的說明以及權利要求范圍。
其中，這樣的阻抗變換器對于N(N≥2)種頻率，使從載波放大器的輸出端看過去的負載阻抗為相同值。由此，可使載波放大器對于該N種頻率，最佳地動作，其結(jié)果，可實現(xiàn)對于多個頻率可進行充分的動作的多赫蒂放大器。此外，通過將電長度與阻抗變換器相同的延遲器和阻抗變換器并聯(lián)連接，從而可校正阻抗變換器的信號的延遲。
此外，在本發(fā)明中，延遲器也可以是與阻抗變換器不同結(jié)構的延遲線路。延遲器僅使峰值放大器側(cè)的信號的相位延遲與阻抗變換器的相位延遲相同就足夠。因此，無需使用與上述的阻抗變換器相同結(jié)構的延遲器，可在寬范圍內(nèi)進行設計。
此外，在本發(fā)明中，優(yōu)選是，合成器具有在被連接峰值放大器的輸出端和阻抗變換器的輸出端的連接部分，使N種阻抗變換用傳送線路級聯(lián)連接的結(jié)構。而且，使該N種阻抗變換用傳送線路級聯(lián)連接的結(jié)構，對于N種頻率，進行相同的阻抗變換。
通過使用這樣的合成器，可對于上述的N種頻率，使從該連接部分看過去的負載阻抗為相同值。由此，可對于該N種頻率，使載波放大器更加適當?shù)貏幼?，其結(jié)果，可實現(xiàn)對于多個頻率進行充分的動作的多赫蒂放大器。
此外，在本發(fā)明中，優(yōu)選地，在峰值放大器為接通的情況下，合成器具有的、使N種阻抗變換用傳送線路級聯(lián)連接的結(jié)構，對于N種頻率，使從連接部分看過去的負載阻抗匹配于從該連接部分看過去的輸出阻抗。
由此，可提高在對于多頻帶多赫蒂放大器較重要的峰值放大器為接通時的動作效率。


圖1是例示本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器的結(jié)構的方框圖。
圖2A是例示圖1所示的多頻帶多赫蒂放大器所具備的多頻帶用阻抗變換器的結(jié)構的概念圖。
圖2B是表示在N＝2時的多頻帶用阻抗變換器的結(jié)構例子的圖。
圖3A是表示在N＝2時的多頻帶用合成器的結(jié)構例子的圖。
圖3B是表示在圖3A的多頻帶用合成器的連接結(jié)構的圖。
圖4是表示單頻帶用阻抗變換器、和在圖2B的多頻帶用阻抗變換器的S22特性(反射特性)的計算仿真結(jié)果的曲線圖。
圖5是例示單頻帶用阻抗變換器、和在圖2B的多頻帶用阻抗變換器的Port1側(cè)阻抗的頻率特性的曲線圖。
圖6A是表示在輸入信號的仿真頻率為1GHz時的本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器、和設計頻率為1GHz的以往的多赫蒂放大器、以及設計頻率為2GHz的以往的多赫蒂放大器的輸入輸出特性的曲線圖。
圖6B是表示在輸入信號的仿真頻率為2GHz時的本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器、和設計頻率為1GHz的以往的多赫蒂放大器、以及設計頻率為2GHz的以往的多赫蒂放大器的輸入輸出特性的曲線圖。
圖7A是表示在輸入信號的仿真頻率為1GHz時的本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器10、和設計頻率為1GHz的以往的多赫蒂放大器、以及設計頻率為2GHz的以往的多赫蒂放大器的漏極(drain)效率特性的曲線圖。
圖7B是表示在輸入信號的仿真頻率為2GHz時的本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器10、和設計頻率為1GHz的以往的多赫蒂放大器、以及設計頻率為2GHz的以往的多赫蒂放大器的漏效率特性的曲線圖。
圖8A是表示在輸入信號的仿真頻率為1GHz和2GHz時的研究結(jié)構1(研究結(jié)構1；1GHz)、和以往結(jié)構(以往結(jié)構；1GHz)的輸入輸出特性的曲線圖。
圖8B是表示在輸入信號的仿真頻率為1GHz和2GHz時的研究結(jié)構1(研究結(jié)構1；2GHz)、和以往結(jié)構(以往結(jié)構；2GHz)的漏效率特性的曲線圖。
圖9A是表示在輸入信號的仿真頻率為1GHz和2GHz時的研究結(jié)構2(研究結(jié)構2；1GHz)、和以往結(jié)構(以往結(jié)構；1GHz)的輸入輸出特性的曲線圖。
圖9B是表示在輸入信號的仿真頻率為1GHz和2GHz時的研究結(jié)構2(研究結(jié)構2；2GHz)、和以往結(jié)構(以往結(jié)構；2GHz)的漏效率(drain efficiency)特性的曲線圖。
圖10是表示以往的多赫蒂放大器的基本結(jié)構的圖。
圖11是表示被設計為在設計頻率2GHz進行期望的阻抗變換的1/4波長線路的載波放大器側(cè)的輸入阻抗的曲線圖。
具體實施例方式
以下，參照附圖來說明本發(fā)明的實施方式。
圖1是例示了本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器10的結(jié)構的方框圖。
圖1中例示的多頻帶多赫蒂放大器10的實施方式是，它包括分配器11，將輸入信號分配為兩個；載波放大器12，連接到分配器11的一個輸出端，放大分配器11所分配的一個信號；延遲器即延遲線路14，連接到分配器11的另一個輸出端，使被分配的另一個信號延遲；峰值放大器15，連接到延遲線路14的輸出端，放大它的輸出信號；多頻帶用阻抗變換器13，連接到載波放大器12的輸出端，進行阻抗變換；以及多頻帶用合成器16，連接到峰值放大器15的輸出端和多頻帶阻抗變換器13的輸出端，合成峰值放大器15的輸出信號和多頻帶阻抗變換器13的輸出信號。
<分配器11>
分配器11是例如，由威爾金森(wilkinson)功率分配器或定向耦合器等構成，該威爾金森功率分配器可以在N個(N≥2)的各頻帶均勻地分配功率。具體地說，若各頻帶的各中心頻率比為2以下，則例如可由分路(branch)型定向耦合器或耦合型定向耦合器或被設計為最佳的威爾金森功率分配器來構成分配器11。此外，若各頻帶的各中心頻率比為2以上，則可由多級(multisection)耦合型定向耦合器或多級威爾金森功率分配器來構成分配器11?？紤]到多頻帶多赫蒂放大器10的放大特性，優(yōu)選是，分配器11為盡量均勻地等分功率的結(jié)構。但是，盡管分配器11不能完全均勻地等分功率，但也可以通過調(diào)整載波放大器12或峰值放大器15的增益，從而可校正分配器11的分配誤差。此時，分配器11的設計的自由度提高，可簡單地使分配器11具體化。
<多頻帶用阻抗變換器13>
圖2A是例示圖1所示的多頻帶多赫蒂放大器10所具備的多頻帶用阻抗變換器13的結(jié)構的概念圖。
如圖2A所示，多頻帶用阻抗變換器13是級聯(lián)連接了N種(N≥2)阻抗變換用傳送線路13a-1～13a-N的結(jié)構。該多頻帶用阻抗變換器13對該N種頻率進行相同的阻抗變換。另外，“相同的阻抗變換”的含義如上所述。
這樣的多頻帶用阻抗變換器13的結(jié)構公開在例如，以下的參考文獻1中。
參考文獻1Cesar Monzon，”A small dual-frequency transformer in twosection”，IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，Vol.51，No.4，pp，1157-1161，Apr.2003圖2B是表示在N＝2時的多頻帶用阻抗變換器13的結(jié)構例子的圖。
如圖2B例示的多頻帶用阻抗變換器13是，從Port1側(cè)開始級聯(lián)連接了相互不同線寬度的兩種阻抗變換用傳送線路13a-1、13a-2的結(jié)構。這里例示的多頻帶用阻抗變換器13是在介電常數(shù)為2.2的絕緣襯底上所形成的微帶線(micro strip line)。在這個例子的情況下，阻抗變換用傳送線路13a-1是特性阻抗為79Ohm的線路，阻抗變換用傳送線路13a-2是特性阻抗為63.6Ohm的線路，各個阻抗變換用傳送線路13a-1、13a-2的長度方向的長度分別為50mm。這樣構成的多頻帶用阻抗變換器13對1GHz和2GHz的兩種頻率，進行相同的阻抗變換。即，在Port1的阻抗為100Ohm時Port2側(cè)的阻抗為50Ohm的關系在信號的頻率為1GHz的情況和2GHz的情況下都成立。
另外，在圖2B的例子的多頻帶用阻抗變換器13是在絕緣襯底上所形成的微帶線，但是，多頻帶用阻抗變換器13的結(jié)構并不限定于此。即，多頻帶用阻抗變換器13可以由帶狀傳輸線(strip line)或平面波導(coplanar waveguide)等構成，也可以是在分配器11中插入阻抗變換器13的結(jié)構。
圖4是表示在以往的多赫蒂放大器中所使用的、非多頻帶用的阻抗變換器(以下，稱為單頻帶用阻抗變換器)和在圖2B的例子的多頻帶用阻抗變換器13的S22特性(反射特性)的計算仿真結(jié)果的曲線圖，曲線41表示單頻帶用阻抗變換器的特性，曲線42表示多頻帶用阻抗變換器的特性。另外，在頻率為2GHz時，本例子的單頻帶用阻抗變換器是，在Port1側(cè)的阻抗為100Ohm時Port2側(cè)的阻抗成為50Ohm的1/4波長線路。
如圖4的例子所示，在信號的頻率為2GHz時，單頻帶用阻抗變換器和圖2B的例子的多頻帶用阻抗變換器13的S22特性都在-40dB以下。這表示在信號的頻率為2GHz時，無論哪種阻抗變換器都被良好地阻抗匹配。
相對于此，在信號的頻率為1GHz時，單頻帶用阻抗變換器中的S22特性41為-13dB左右，圖2B的例子的多頻帶用阻抗變換器13中的S22特性42為-45dB左右。這表示在信號的頻率為1GHz時，圖2B的例子的多頻帶用阻抗變換器13中被良好地阻抗匹配，但在以往的阻抗變換器中不能被很好地阻抗匹配。
圖5是例示單頻帶用阻抗變換器、和在圖2B的例子的多頻帶用阻抗變換器13的Port1側(cè)的阻抗(振幅和相位)的頻率特性的曲線圖。曲線51、52表示單頻帶用阻抗變換器的阻抗的絕對值特性和相位特性，曲線53、54表示多頻帶用阻抗變換器的阻抗的絕對值特性和相位特性。
另外，該曲線圖表示各阻抗變換器的Port2側(cè)的阻抗為50Ohm的情況時的數(shù)據(jù)。
如圖5的例子所示，在信號的頻率為2GHz時，單頻帶用阻抗變換器和圖2B的例子的多頻帶用阻抗變換器13的Port1側(cè)的阻抗都為100Ohm大小、偏角0deg。
另一方面，在信號的頻率為1GHz時，單頻帶用阻抗變換器的Port1側(cè)的阻抗為50Ohm大小、偏角35deg。這樣，在單頻帶用阻抗變換器中，Port1側(cè)的阻抗相對于Port2側(cè)的規(guī)定的阻抗，隨著頻率而變化。這表示，在以往的通過1/4波長線路的阻抗變換器中，不能在多個頻率中(本例中是1GHz和2GHz)進行阻抗匹配。
相對于此，圖2B的例子的多頻帶用阻抗變換器13中，在信號的頻率為1GHz時Port1側(cè)的阻抗也為100Ohm大小、偏角0deg。這表示在圖2B的例子的多頻帶用阻抗變換器13中，能夠在多個頻率中(本例中是1GHz和2GHz)進行阻抗匹配。
此外，在使用這樣的多頻帶用阻抗變換器13的情況下，對于多個頻率(本例中是1GHz和2GHz)，從載波放大器12的輸出側(cè)看過去的負載阻抗大致成為相同的復數(shù)值。因此，若將載波放大器12設定，以使載波放大器12對其負載阻抗高效率地動作，則可以進行這些多個頻率中的高效率放大。
<延遲線路14>
延遲線路14被構成為與多頻帶用阻抗變換器13的電長度相同。因此，使峰值放大器15側(cè)的信號的相位僅延遲多頻帶用阻抗變換器13的電長度，從而可以使載波放大器12側(cè)的信號和峰值放大器15側(cè)的信號的相位一致。另外，這里的“相同”的含義如上所述。此外，在延遲線路14中，也可以使用與多頻帶用阻抗變換器13相同結(jié)構的線路，但沒有必要一定如此，若是具有與多頻帶用阻抗變換器13大致相同的電長度的線路時，則也可使用例如特性阻抗50Ohm的線路等任何線路。峰值放大器15的輸入端側(cè)的阻抗的不匹配是因為，峰值放大器15的內(nèi)部匹配電路不會對多頻帶多赫蒂放大器10的動作產(chǎn)生較大的影響(在后面敘述表示這個的數(shù)據(jù))。
<載波放大器12>
載波放大器12是將上述N個頻率分別作為中心頻率的N個頻帶中可得到增益的放大器。載波放大器12的偏置電壓一般被設定為AB級或B級。在載波放大器12中使用的微波半導體中，使用至少在上述N個頻帶中具有充分的小信號增益的器件。例如，在以1GHz和2GHz分別作為中心頻率的兩個頻帶中進行放大的情況下(N＝2)，可使用能放大至C頻帶的GaAs MESFET等。
此外，載波放大器12的輸入匹配電路和輸出匹配電路的結(jié)構被決定為，能夠在上述的N個頻帶中得到需要的增益。因此，載波放大器12能夠在上述的N個頻帶中得到需要的增益。另外，即使在各頻帶中存在增益差，但是若在各個增益差為可得到作為多頻帶多赫蒂放大器10所要求的特性的范圍內(nèi)時，則沒有什么問題。
<峰值放大器15>
峰值放大器15是在上述的N個頻帶中可得到增益的放大器。峰值放大器15的偏置電壓一般被設定得比載波放大器12的偏置電壓更深(例如，偏置為C級)。在峰值放大器15中使用的微波半導體以載波放大器12相同的基準被選擇。
此外，峰值放大器15的輸入匹配電路和輸出匹配電路的結(jié)構被決定為，可在上述的N個頻帶中得到需要的增益。因此，峰值放大器15能夠在上述的N個頻帶中得到需要的增益。另外，即使在各頻帶中存在增益差，但是在各個增益差為可得到作為多頻帶多赫蒂放大器10所要求的特性的范圍內(nèi)時，不會特別成為問題。
<多頻帶用合成器16>
多頻帶用合成器16構成為，連接到多頻帶用阻抗變換器13的輸出端和峰值放大器15的輸出端，在其連接部分級聯(lián)連接了N種阻抗變換用傳送線路。而且，將該N種阻抗變換用傳送線路級聯(lián)連接的結(jié)構對于上述N種頻率，進行相同的阻抗變換。這樣的詳細結(jié)構公開在例如上述的參考文獻1中。
通過該多頻帶用合成器16，可對于上述的N種頻率，使從上述的連接部分看過去的載波放大器12以及峰值放大器15側(cè)的輸出阻抗匹配于從該連接部分看過去的負載阻抗。另外，在峰值放大器15為斷開時(峰值放大器15的輸出阻抗理想為無限大)和接通時，從上述的連接部分看過去的載波放大器12以及峰值放大器15側(cè)的輸出阻抗不同。因此，通過級聯(lián)連接了N種阻抗變換用傳送線路的結(jié)構，在峰值放大器15為斷開時和接通時的兩個情況下，不能進行充分的阻抗匹配。本發(fā)明的多頻帶用合成器16構成為，在峰值放大器15為接通時，對于上述的N種頻率，使從上述連接部分看過去的負載阻抗匹配于從該連接部分看過去的載波放大器12以及峰值放大器15側(cè)的輸出阻抗。這是因為，對于多頻帶多赫蒂放大器10來說，與峰值放大器為斷開時的動作性能相比，峰值放大器為接通時的動作性能更為重要。
圖3A是表示在N＝2時的多頻帶用合成器16的結(jié)構例子的圖。
圖3A中例示的多頻帶用合成器16是從Port1側(cè)級聯(lián)連接了相互不同線寬度的兩種阻抗變換用傳送線路16a-1、16a-2的結(jié)構。這里例示的多頻帶用合成器16是在介電常數(shù)為2.2的絕緣襯底上所形成的微帶線。在本例的情況下，阻抗變換用傳送線路16a-1是特性阻抗為31.46Ohm的線路，阻抗變換用傳送線路16a-2是特性阻抗為39.78Ohm的線路，阻抗變換用傳送線路16a-1、16a-2的長度方向的長度分別為50mm。這樣構成的多頻帶用合成器16對于1GHz和2GHz的兩種頻率，進行相同的阻抗變換。即，在信號的頻率為1GHz的情況和2GHz的情況下，Port2側(cè)的阻抗為50Ohm時Port1側(cè)的阻抗為25Ohm的關系成立。
另外，圖3A的多頻帶用合成器16是在絕緣襯底上所形成的微帶線，但是，多頻帶用合成器16的結(jié)構并不限定于此。即，多頻帶用合成器16可以由帶狀傳輸線或平面波導等構成。
圖3B是表示圖3A的例子的多頻帶用合成器16的連接結(jié)構的圖。
如圖3B所示，圖3A的例子的多頻帶用合成器16的Port1側(cè)的一端連接到多頻帶用阻抗變換器13的輸出端和峰值放大器15的輸出端的連接部分，另一端連接到多頻帶多赫蒂放大器10的外部負載(50Ohm，未圖示)。因此，圖3A的例子的多頻帶用合成器16對于1GHz和2GHz的兩種頻率，將從上述的連接部分看過去的輸入阻抗變換為25Ohm，并與峰值放大器15為接通時的、從上述連接部分看過去的輸入阻抗匹配。
以下，表示本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器10和以往的多赫蒂放大器的計算機仿真結(jié)果。另外，以下的仿真結(jié)果是N＝2時的結(jié)果，多頻帶用阻抗變換器13使用在圖2B中例示的變換器，多頻帶用合成器16使用在圖3A中例示的合成器。此外，在這里，本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器10和以往的多赫蒂放大器中的載波放大器和峰值放大器都使用C頻帶用GaAs MESFET。此外，輸入信號設為CW1波(載波)。
圖6A是表示在輸入信號的仿真頻率為1GHz時的本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器10的輸入輸出特性61A、設計頻率為1GHz的以往的多赫蒂放大器的輸入輸出特性62A、和設計頻率為2GHz的以往的多赫蒂放大器的輸入輸出特性63A的曲線圖。圖6A中的橫軸表示對應于各自的輸入功率，縱軸表示輸出功率。
如圖6A所示，在輸入信號的仿真頻率為1GHz時的本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器10的輸入輸出特性61A、和以往的多赫蒂放大器的輸入輸出特性62A、63A大致相同，飽和輸出為32dBm、增益為10dB左右。
此外，圖6B是表示在輸入信號的仿真頻率為2GHz時的本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器10的輸入輸出特性61B、設計頻率為1GHz的以往的多赫蒂放大器的輸入輸出特性62B、和設計頻率為2GHz的以往的多赫蒂放大器的輸入輸出特性63B的曲線圖。圖6B中的橫軸表示對應于各自的輸入功率，縱軸表示輸出功率。
如圖6B所示，在輸入信號的仿真頻率為2GHz時的本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器10的輸入輸出特性61B、和以往的多赫蒂放大器的輸入輸出特性62B、63B大致相同。
圖7A是表示在輸入信號的仿真頻率為1GHz時的本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器10的漏效率特性71A、設計頻率為1GHz的以往的多赫蒂放大器的漏效率特性72A、和設計頻率為2GHz的以往的多赫蒂放大器的漏效率特性73A的曲線圖。圖7A中的橫軸表示各自的輸入功率，縱軸表示對應于它們的漏效率。
如圖7A所示，在輸入信號的仿真頻率為1GHz時，設計頻率為1GHz的以往的多赫蒂放大器的最大漏效率為60％左右，設計頻率為2GHz的以往的多赫蒂放大器的最大漏效率為50％左右。相對于此，本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器10的最大漏效率為67.1％，非常高。
圖7B是表示在輸入信號的仿真頻率為2GHz時的本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器10的漏效率特性71B、和設計頻率為1GHz的以往的多赫蒂放大器的漏效率特性72B、和設計頻率為2GHz的以往的多赫蒂放大器的漏效率特性73B的曲線圖。圖7B中的橫軸表示各自的輸入功率，縱軸表示對應于它們的漏效率。
如圖7B所示，在輸入信號的仿真頻率為2GHz時，設計頻率為1GHz的以往的多赫蒂放大器的最大漏效率為40％左右，設計頻率為2GHz的以往的多赫蒂放大器的最大漏效率為66％左右。相對于此，本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器10的最大漏效率為62.4％。
由圖7A、圖7B可知，以往的多赫蒂放大器在輸入信號的仿真頻率和設計頻率一致的情況下，呈現(xiàn)60％以上的高的最大漏效率，但是在輸入信號的仿真頻率和設計頻率不同的情況下，不能得到多赫蒂放大器特有的較高的最大漏效率。相對于此，本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器10在輸入信號的仿真頻率為1GHz的情況和2GHz的情況下，都能得到62％以上的較高的漏效率。因此，可以說本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器10的結(jié)構比以往的多赫蒂放大器有效。
根據(jù)上述圖6A、6B以及圖7A、7B的計算機仿真的結(jié)果，可得到如下結(jié)論。
從圖6A、6B可知，本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器10，無論設計頻率為1GHz的以往的多赫蒂放大器以及設計頻率為2GHz的以往的多赫蒂放大器，都能得到充分的增益。這是因為，在上述的計算機仿真中，本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器10以及以往的多赫蒂放大器都以使用C頻帶用GaAs MESFET作為載波放大器和峰值放大器為前提，可在研究的1GHz及2GHz中得到充分的小信號增益。
但是，如圖7A、7B所示，以往的多赫蒂放大器在輸入信號的仿真頻率和設計頻率不同的情況下，得不到多赫蒂放大器所特有的較高的最大漏效率。這是因為，在以往的多赫蒂放大器中，在輸入信號的仿真頻率和設計頻率不同的情況下，不能將載波放大器輸出信號和峰值放大器輸出信號進行同相合成。相對于此，在本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器10的情況下，可在研究的1GHz和2GHz中得到充分的最大漏效率。
此外，在這里例示的多頻帶多赫蒂放大器10的延遲線路14只是50Ohm的線路，不是像多頻帶用阻抗變換器13那樣，在多個頻率(在本例中為1GHz和2GHz)具有大致相同的阻抗變換特性。盡管如此，這里例示的多頻帶多赫蒂放大器10在研究的1GHz和2GHz中得到充分的最大漏效率。由此，可知道，信號的頻率不同而引起的峰值放大器15的輸入端上的阻抗的不匹配對多頻帶多赫蒂放大器10的動作效率基本上不產(chǎn)生影響。即，無需一定要代替延遲線路14而使用與多頻帶用阻抗變換器13相同結(jié)構的延遲器。
接著，表示使用了1/4波長線路(設計頻率為1GHz)來代替本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器10的多頻帶用合成器16的結(jié)構(研究結(jié)構)的計算機仿真結(jié)果。另外，以下的仿真結(jié)果是N＝2時的結(jié)果，多頻帶用阻抗變換器13使用了圖2B中例示的變換器。此外，在這里作為比較對象的以往的多赫蒂放大器是載波放大器側(cè)的阻抗變換器是1/4波長線路(設計頻率為1GHz)，峰值放大器的輸入側(cè)連接1/4波長線路，并使用了具有1/4波長線路(設計頻率為1GHz)的合成器。而且，在這里，本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器10以及以往的多赫蒂放大器中的載波放大器和峰值放大器都使用C頻帶用GaAsMESFET。此外，輸入信號為CW1波。
首先，表示使用了1/4波長線路(設計頻率為1GHz)來代替本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器10的多頻帶用合成器16，延遲線路14使用了與圖2B的多頻帶用阻抗變換器13相同結(jié)構的延遲線路結(jié)構的結(jié)構(研究結(jié)構1)的計算機仿真結(jié)果。
圖8A是表示在輸入信號的仿真頻率為1GHz時的研究結(jié)構1(研究結(jié)構1；1GHz)的輸入輸出特性81A、以往結(jié)構(以往結(jié)構；1GHz)的輸入輸出特性82A、在輸入信號的仿真頻率為2GHz時的研究結(jié)構1(研究結(jié)構1；2GHz)的輸入輸出特性83A、和以往結(jié)構(以往結(jié)構；2GHz)的輸入輸出特性84A的曲線圖。圖8A中的橫軸表示對應于各自的輸入功率，縱軸表示輸出功率。圖8B是表示在輸入信號的仿真頻率為1GHz時的研究結(jié)構1(研究結(jié)構1；1GHz)的漏效率特性81B、以往結(jié)構(以往結(jié)構；1GHz)的漏效率特性82B、在輸入信號的仿真頻率為2GHz時的研究結(jié)構1(研究結(jié)構1；2GHz)的漏效率特性83B、和以往結(jié)構(以往結(jié)構；2GHz)的漏效率特性84B的曲線圖。圖8B中的橫軸表示對應于各自的輸入功率，縱軸表示漏效率。
如圖8A、8B所示，在輸入信號的仿真頻率為1GHz的情況下，研究結(jié)構1與以往結(jié)構相比，對于輸入功率10dBm的輸出功率為2dB、漏效率惡化10％。此外，在輸入信號的仿真頻率為2GHz的情況下，研究結(jié)構1與以往結(jié)構的輸出功率特性大致相同，但是研究結(jié)構1與以往結(jié)構相比，在飽和點的漏效率改善10％左右。但是，哪種結(jié)構都不能在1GHz和2GHz中達到高效率放大。
接著，表示使用了1/4波長線路(設計頻率為1GHz)來代替本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器10的多頻帶用合成器16，延遲線路14使用了50Ohm的延遲線路的結(jié)構(研究結(jié)構2)，即用1/4波長線路構成仿真結(jié)果2中的延遲線路14來代替用多頻帶用阻抗變換器構成的情況的計算機仿真結(jié)果。
圖9A是表示在輸入信號的仿真頻率為1GHz時的研究結(jié)構2(研究結(jié)構2；1GHz)的輸入輸出特性91A、和以往結(jié)構(以往結(jié)構；1GHz)的輸入輸出特性92A、和在輸入信號的仿真頻率為2GHz時的研究結(jié)構2(研究結(jié)構2；2GHz)的輸入輸出特性93A、和以往結(jié)構(以往結(jié)構；2GHz)的輸入輸出特性94A的曲線圖。圖9A中的橫軸表示對應于各自的輸入功率，縱軸表示輸出功率。此外，圖9B是表示在輸入信號的仿真頻率為1GHz時的研究結(jié)構2(研究結(jié)構2；1GHz)的漏效率特性91B、以往結(jié)構(以往結(jié)構2；1GHz)的漏效率特性92B、在輸入信號的仿真頻率為2GHz時的研究結(jié)構2(研究結(jié)構2；2GHz)的漏效率特性93B、和以往結(jié)構(以往結(jié)構；2GHz)的漏效率特性94B的曲線圖。圖9B中的橫軸表示對應于各自的輸入功率，縱軸表示漏效率。
如圖9A、9B所示，在輸入信號的仿真頻率為1GHz的情況下，研究結(jié)構2與以往結(jié)構相比，輸入輸出功率效率和漏效率稍有惡化。另一方面，在輸入信號的仿真頻率為2GHz的情況下，它們大致相同，而無論哪種結(jié)構都不能在1GHz和2GHz中達到高效率的放大。
通過上述圖8A、8B以及圖9A、9B的計算機仿真結(jié)果，可得到以下結(jié)論。
作為多頻帶多赫蒂放大器10的合成器在采用了級聯(lián)連接了N種阻抗變換用傳送線路的多頻帶用合成器16的情況下，與合成器中只使用1/4波長線路的情況相比，多個頻率(在本例中為1GHz和2GHz)中的高效率放大性能被提高。
此外，若對輸入輸出特性和效率特性綜合判斷，則在使用與多頻帶用阻抗變換器13相同的結(jié)構作為峰值放大器的輸入側(cè)的延遲器的情況、和只使用延遲線路(例如，50Ohm的線路)的情況之間沒有較大的性能之差。
另外，本發(fā)明并不限定于上述的實施方式。例如，在上述實施方式中，表示了N＝2、設計頻率為1GHz、2GHz時的多頻帶多赫蒂放大器的仿真結(jié)果，但本發(fā)明并不限定于此。即，N也可以是3以上的自然數(shù)，多頻帶多赫蒂放大器的設計頻率也可以包含或不包含1GHz、2GHz。除此之外，在不脫離本發(fā)明的意旨的范圍內(nèi)，可適當進行變更。
作為本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器的工業(yè)上的利用領域，例為可以例示在多個頻帶中，對信號振幅的平均值和最大值大不相同的信號進行放大的通信系統(tǒng)。如上所述，本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器可對于多個頻帶，高效率地進行信號放大。因此，若將本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器作為這樣的系統(tǒng)的發(fā)送放大器來使用，可實現(xiàn)發(fā)送放大器的低消耗功率化。此外，通過發(fā)送放大器的低消耗功率化，也可以實現(xiàn)發(fā)送機的小型化、輕型化。另外，本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器的利用領域并不限定于這樣的通信系統(tǒng)。
權利要求
1.一種多頻帶多赫蒂放大器，它包括分配器，將輸入信號分配為兩個；載波放大器，其連接到所述分配器的一個輸出端，放大被分配的一個信號；延遲器，其連接到所述分配器的另一個輸出端，使被分配的另一個信號延遲；峰值放大器，其連接到所述延遲器的輸出端，放大所述延遲器的輸出信號；阻抗變換器，其連接到所述載波放大器的輸出端，進行阻抗變換；以及合成器，其連接到所述峰值放大器的輸出端和所述阻抗變換器的輸出端，合成它們的輸出信號，所述延遲器的電長度與所述阻抗變換器的電長度相同，所述阻抗變換器具有N種的阻抗變換用傳送線路的級聯(lián)連接，并對于N種頻率，進行相同的阻抗變換，其中N為2以上的整數(shù)。
2.如權利要求1所述的多頻帶多赫蒂放大器中，所述延遲器是與所述阻抗變換器不同結(jié)構的延遲線路。
3.如權利要求1或2所述的多頻帶多赫蒂放大器中，所述合成器在所述峰值放大器的輸出端和所述阻抗變換器的輸出端被連接的連接部分具有N種阻抗變換用傳送線路的第2級聯(lián)連接，并對于所述N種頻率，進行相同的阻抗變換。
4.如權利要求3所述的多頻帶多赫蒂放大器中，在所述峰值放大器為放大動作狀態(tài)時，所述合成器的第2級聯(lián)連接對于所述N種頻率，使從所述連接部分看過去的負載阻抗匹配于從該連接部分看過去的輸出阻抗。
全文摘要
本發(fā)明的多頻帶多赫蒂放大器包括分配器，將輸入信號分配為兩個；載波放大器，對分配器所分配的一個信號進行放大；延遲器，使被分配的另一個信號延遲；峰值放大器，對延遲器的輸出信號進行放大；阻抗變換器，進行阻抗變換；以及合成器，將峰值放大器的輸出信號和阻抗變換器的輸出信號合成，延遲器的電長度與阻抗變換器的電長度大致相同，阻抗變換器具有級聯(lián)連接了N(N≥2)種阻抗變換用傳送線路的結(jié)構，并對于N種頻率，進行大致相同的阻抗變換。
文檔編號H03F1/07GK101093978SQ200710112208
公開日2007年12月26日 申請日期2007年6月21日 優(yōu)先權日2006年6月23日
發(fā)明者鈴木恭宜, 楢橋祥一 申請人:株式會社Ntt都科摩