專利名稱：調(diào)頻器以及使用它的調(diào)頻發(fā)送電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及利用了 PLL ( Phase Locked Loop鎖相環(huán))的直接調(diào)制式的調(diào)頻器。
背景技術：
1， 3， 4.在FM廣播或車載用音頻中，使用基于應發(fā)送的音頻信號(調(diào) 制信號)而生成被調(diào)頻的已調(diào)信號的調(diào)頻器。例如，在專利文獻1中，公開 了使用壓控振蕩器(以下，稱為VCO)、分頻器、相位比較器、環(huán)路濾波器 構(gòu)成PLL，在VCO的輸入信號上重疊調(diào)制信號即音頻信號的直接調(diào)制式的調(diào)頻器。如專利文獻l中所公開，在以往的直接調(diào)制式的調(diào)頻器中，采用這種方 法在環(huán)路濾波器的輸出端子和VCO的輸入端子之間，使用耦合電容器或用 于加法運算的電阻，對調(diào)制信號進行耦合。2.此外，在FM廣播或車載用音頻中，使用基于應發(fā)送的音頻信號(調(diào)制信號)而生成被調(diào)頻的已調(diào)信號的調(diào)頻器。在調(diào)頻器的前級上設置立體聲調(diào)制器，該立體聲調(diào)制器使用副載波以及導頻信號將包括左聲道信號(以下，也稱為L聲道信號)和右聲道信號(以下，也稱為R聲道信號)的立體聲音頻信號變換為立體聲合成信號。例如，在專利文獻2至4中，公開了這樣的 立體聲調(diào)制器。5.在進行音頻信號處理的情況下， 一般是將電源電壓和接地電位之間的 中點電壓作為基準電壓，進行信號的放大等。作為用于簡單地生成這樣的基 準電壓的電壓生成電路，廣泛地使用在電源端子和接地端子之間設置被串聯(lián) 連接的電阻值相等的兩個分壓電阻，對電源電壓進行分壓的電路。在專利文 獻5中，記載著相關的技術。專利文獻1:特開平9-69729號公報專利文獻2:特開2005-102321號公才艮專利文獻3:特開平5-175922號公報專利文獻4:特開平5-130059號公報 專利文獻5:特開平9-190698號公報發(fā)明內(nèi)容發(fā)明要解決的課題1. 但是，在以往中，因使用耦合電容器或電阻，在高頻信號上重疊調(diào)制 信號，所以有PLL的環(huán)路濾波器的阻抗對調(diào)制信號即輸入信號產(chǎn)生影響的問 題。當調(diào)制信號受到環(huán)路濾波器的影響時，調(diào)制信號的高頻部分衰減，所以 例如在對音頻信號進行調(diào)制的情況下，信號中產(chǎn)生失真。此外，有時在從環(huán) 路濾波器輸出的信號泄漏(leak)到生成調(diào)制信號的電路側(cè)。2. 如上述專利文獻中所記載，在立體聲調(diào)制器中，生成L聲道信號與R 聲道信號的和信號(也稱為主聲道信號)和L聲道信號與R聲道信號的差信 號(也稱為副聲道信號)，并使用副聲道信號對副載波進行調(diào)幅。之后，所調(diào) 幅的副載波和主聲道信號被合成，進而導頻信號被合成，生成立體聲合成信 號。如專利文獻2中所公開，在FM立體聲發(fā)送機中，從立體聲調(diào)制器輸出 的立體聲合成信號被輸入到后級的調(diào)頻器。這里，通常，頻率被設定為38kHz的副載波和頻率被設定為19kHz的導頻信號通過包括在調(diào)頻器中的VCO或 環(huán)路濾波器、被設置在各電路塊之間的濾波器而受到不同的延遲，所以產(chǎn)生 分離特性惡化的問題。為了解決這個問題，在以往中，有時也使用電阻或電容器等校正相位延 遲或相位超前，但是在19kHz或38kHz的頻率區(qū)域上改變相位，需要非常大 的電容器，所以難以IC化。此外，在作為芯片部件進行封裝的情況下，還有 難以調(diào)整每個置位(set)的問題。3. 在直接調(diào)制式的調(diào)頻器中所使用的VCO的輸入輸出特性，即輸入電 壓和振蕩頻率之間的關系不是線性的情況較多，調(diào)制靈敏度特性隨著頻率而 變化。其結(jié)果，有時在調(diào)頻器所輸入的調(diào)制信號的振幅為一定的情況下，調(diào) 制度隨著已調(diào)信號的頻率的變化而變化，產(chǎn)生失真。4. 在FM發(fā)送機中，通過功率放大器放大從調(diào)頻器輸出的已調(diào)信號，并 將其從天線發(fā)送到接收機。功率放大器的增益具有頻率特性，所以在以往的 FM發(fā)送機中，有發(fā)送功率因已調(diào)信號的頻率(調(diào)制頻率)而不一定的問題。5.此時， 一般在電阻的分壓點和接地之間設置電容值較大的電容器，使 得即使電源電壓變動，基準電壓也不會變動。該電容器和分壓電阻構(gòu)成時間 常數(shù)電路。為了降低分壓電阻的功率消耗而較大地設定該電阻值，所以由電 容器和分壓電阻所形成的時間常數(shù)電路的時間常數(shù)非常大。其結(jié)果，在電源 上升時，有電容器被充電為止的時間變長，基準電壓上升為止的時間變長的 問題。本發(fā)明鑒于這樣的課題而完成。1. 本發(fā)明的一個實施方式的目的在于，提供一種可以抑制PLL環(huán)路濾 波器對調(diào)制信號所產(chǎn)生的影響的調(diào)頻器。2. 此外，本發(fā)明的一個實施方式的目的在于，提供一種改善了分離特性 的立體聲調(diào)制器。3. 此外，本發(fā)明的一個實施方式的目的在于，提供一種可以生成在寬頻 域中良好的調(diào)制信號的FM發(fā)送電路。4. 此外，本發(fā)明的一個實施方式的目的在于，提供一種在寬頻域中可得 到一定的發(fā)送功率的FM發(fā)送電路。5.本發(fā)明的一個實施方式的目的在于，縮短了對電源電壓進行分壓的電 壓生成電路的起動時間。用于解決課題的方案1.本發(fā)明的一個實施方式的調(diào)頻器，包括運算放大器，輸入信號通過 第一電阻被輸入到反相輸入端子；第二電阻，設置在運算放大器的輸出端子 和反相輸入端子之間的反饋路徑上；壓控振蕩器，被輸入運算放大器的輸出 信號；分頻器，對壓控振蕩器的輸出信號進行分頻；相位比較器，將分頻器 的輸出信號與基準時鐘信號進行比較，輸出與相位差對應的電壓；以及濾波 器，除去相位比較器的輸出電壓的高頻分量，并輸出到運算放大器的同相輸 入端子。在這個實施方式中，第一電阻、第二電阻以及運算放大器對于輸入信號 具有作為反相放大器的功能，對于濾波器的輸出信號具有作為同相放大器的 功能。其結(jié)果，通過運算放大器，輸入信號和濾波器的輸出信號被重疊，并 被輸入到壓控振蕩器。根據(jù)這個實施方式，因運算放大器的輸入阻抗高，所 以可以降低濾波器的阻抗對被輸入輸入信號的輸入端子側(cè)的電路所產(chǎn)生的影也可以將第一電阻的電阻值設定得比第二電阻的電阻值大。此時，可以 使輸入信號衰減，同時可以較低地設定環(huán)路增益。第一、第二電阻的至少一個也可以是可變電阻。此時，可以根據(jù)壓控振 蕩器的特性等，調(diào)節(jié)環(huán)路增益或輸入信號的振幅。運算放大器也可以是對輸出電壓在從接地電壓到電源電壓的寬范圍內(nèi)進行控制的軌對軌放大器(rail amplifier)。此時，因為可以將壓控振蕩器的輸 入信號的電壓范圍設定得寬，所以可以將從該調(diào)頻器輸出的高頻信號的頻帶取得寬。濾波器也可以是無源濾波器。此外，輸入信號也可以是立體聲合成信號。調(diào)頻器也可以被一體集成在一個半導體襯底上。"一體集成"包括電路的 結(jié)構(gòu)的全部元素被形成在半導體襯底上的情況或電路的主要構(gòu)成元素被一體 集成的情況，也可以將一部分電阻或電容器等設置在半導體襯底的外部用于 調(diào)節(jié)電路常數(shù)。通過將調(diào)頻器作為一個LSI進行集成，可以削減電路面積。本發(fā)明的其它方式是利用了上述的調(diào)頻器的FM發(fā)送電^各。該FM發(fā)送 電路包括立體聲調(diào)制單元，將音頻信號變換為立體聲合成信號；上述的調(diào) 頻器，對從立體聲調(diào)制單元輸出的立體聲合成信號施加調(diào)頻；以及放大器， 放大從調(diào)頻器輸出的高頻信號。2.本發(fā)明的一個實施方式涉及一種立體聲調(diào)制器，基于立體聲信號、副 載波以及導頻信號而生成立體聲合成信號。該立體聲調(diào)制器包括分離調(diào)整 電路，其包括延遲電路，將副載波以及導頻信號的任一個輸入到該延遲電路 并使其延遲，該延遲電路使所輸入的信號延遲對規(guī)定的時鐘信號進行n循環(huán) 計數(shù)的時間；多路復用器，對從分離調(diào)整電路輸出的副載波和立體聲信號進 行合成；以及導頻信號合成單元，將從分離調(diào)整電路輸出的導頻信號和多路 復用器的輸出信號進行合成。當時鐘信號的周期設為Tck時，輸入到延遲電路的信號被提供Tckxn的 延遲。根據(jù)這個方式，使用時鐘信號，使副載波或?qū)ьl信號延遲，消除在搭 載了該立體聲調(diào)制器的系統(tǒng)中各信號所受到的延遲量的差(即，相位差)，從 而可以輸出分離特性優(yōu)良的信號。也可以從外部控制分離調(diào)整電路的偏移量。因副載波和導頻信號所受到 的延遲量的差根據(jù)周邊電路的結(jié)構(gòu)而變化，所以通過對應周邊電路來調(diào)節(jié)偏移量，可以進一步改善分離特性。分離調(diào)整電路的延遲電路也可以包括根據(jù)時鐘信號而動作的第一移位寄 存器，并輸出通過該第一移位寄存器而移位了 n位的信號。通過利用在每一 時鐘移位1位的移位寄存器，可以生成延遲了規(guī)定的時鐘數(shù)的信號。分離調(diào)整電路的延遲電路也可以包括第一移位寄存器，最大可移位m (m為滿足m》n的整數(shù))位；以及選擇單元，從第一移位寄存器中，選擇被 移位了n位的信號并輸出。此時，可從0位到m位的范圍內(nèi)任意地調(diào)節(jié)通過 第一移位寄存器對信號提供的延遲量。分離調(diào)整電路也可以還包括開關，切換將副載波以及導頻信號的哪一 個輸入到延遲電路。根據(jù)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)，可以估計副載波的相位被延遲的情況和導頻信號的相 位被延遲的情況的兩個情況。根據(jù)這個實施方式，因為可以選褲:使副載玻和 導頻信號的哪 一 個纟皮延遲，所以可以應對兩個情況。分離調(diào)整電路也可以還包括使所輸入的信號延遲時鐘信號的一個時鐘 循環(huán)的1位的第二移位寄存器，在副載波以及導頻信號中，也可以將另一個 輸入到該第二移位寄存器并使其延遲。此時，可以將副載波和導頻信號的延 遲量正確地設定為時鐘信號的周期的常數(shù)倍。分離調(diào)整電路也可以還包括開關，切換將副載波以及導頻信號的哪一 個分別輸入到第一移位寄存器以及第二移位寄存器。用于生成副載波以及導頻信號。立體聲調(diào)制器也可以被一體集成在一個半導體襯底上。通過將立體聲調(diào)制器作為一個LSI進行集成，可以削減電路面積。本發(fā)明的其它方式是FM發(fā)送電路。該FM發(fā)送電路包括上述的立體 聲調(diào)制器，將音頻信號變換為立體聲合成信號；調(diào)頻器，生成通過從立體聲 調(diào)制器輸出的立體聲合成信號被調(diào)頻的已調(diào)信號；以及功率放大器，放大由 調(diào)頻器所生成的已調(diào)信號。立體聲調(diào)制器、頻率調(diào)制器、功率放大器也可以 一體集成在一個半導體基板上。根據(jù)這個方式，可以發(fā)送通過分離特性優(yōu)良的立體聲合成信號而被調(diào)頻 的高頻信號，可以改善音質(zhì)。3.本發(fā)明的一個方式的FM發(fā)送電路包括可變增益放大器，放大輸入信號，并調(diào)節(jié)其振幅；直接調(diào)制式的調(diào)頻器，將可變增益放大器的輸出信號作為調(diào)制信號，生成基于該調(diào)制信號而被調(diào)頻的已調(diào)信號；以及增益控制單益。這里，"放大"也包括增益為1以下的情況，"放大器"中也包括衰減器。 根據(jù)這個實施方式，可以按照頻率來調(diào)節(jié)輸入信號的振幅，從而可以生成在 寬頻域中良好的已調(diào)波。增益控制單元也可以設定可變增益放大器的增益，以校正調(diào)頻器的調(diào)制 靈敏度的頻率依賴性。在調(diào)頻器的調(diào)制靈敏度的頻率依賴性較大的情況下， 通過調(diào)節(jié)調(diào)制信號即輸入信號的振幅，以消除該頻率依賴性，可以生成在寬 頻域中良好的調(diào)制波。增益控制單元也可以包括存儲器，該存儲器保存用于表示已調(diào)信號的頻率和可變增益放大器的增益之間的關系的表。通過在ROM (Real Only Memory)或寄存器等的存儲器中，將增益和頻率之間的關系作為表來預先存 儲，可以實現(xiàn)正確的增益設定。調(diào)頻器也可以包括壓控振蕩器；分頻器，對壓控振蕩器的輸出信號進 行分頻；相位比較器，將分頻器的輸出信號與基準時鐘信號進行比較，輸出 與相位差對應的電壓；濾波器，除去相位比較器的輸出電壓的高頻分量；以 及合成電路，在濾波器的輸出信號上重疊可變增益放大器的輸出信號。合成電路也可以包括運算放大器，其同相輸入端子上被輸入濾波器的 輸出信號；第一電阻，其一端連接到運算放大器的反相輸入端子，另一端被 輸入輸入信號；以及第二電阻，其被設置在運算放大器的輸出端子和反相輸 入端子之間的反饋路徑上。輸入信號也可以是立體聲合成信號。FM發(fā)送電路也可以被一體集成在一個半導體襯底上。通過將FM發(fā)送 電路作為 一 個LSI進行集成，可以削減電路面積。上述FM發(fā)送電路還包括立體聲調(diào)制單元，將音頻信號變換為立體聲 合成信號，并輸出到可變增益放大器；以及功率放大器，放大由調(diào)頻器生成 的已調(diào)信號，F(xiàn)M發(fā)送電路也可以被一體集成在半導體襯底上。通過將周邊 電路一體構(gòu)成，可以削減布線或管腳(pin)，同時可以防止混入噪聲等，可 以改善音質(zhì)。4.本發(fā)明的一個方式的FM發(fā)送電路包括直接調(diào)制式的調(diào)頻器，生成基于調(diào)制信號而被調(diào)頻的已調(diào)信號；功率放大器，放大由調(diào)頻器生成的已調(diào)信號；以及增益控制單元，與通過調(diào)頻器而生成的已調(diào)信號的頻率相對應地 設定功率放大器的增益。增益控制單元也可以與已調(diào)信號的頻率相對應地設 定功率放大器的增益，以使從功率放大器輸出的高頻信號的功率一定。根據(jù)這個實施方式，可以按照頻率來調(diào)節(jié)功率放大器的增益，可以降低 發(fā)送功率的頻率依賴性。增益控制單元也可以包括存儲器，該存儲器保存用于表示已調(diào)信號的頻 率和功率放大器的增益之間的關系的表。通過在ROM ( Real Only Memory ) 或寄存器等的存儲器中，將增益和頻率之間的關系作為表來預先存儲，可以 實現(xiàn)正確的增益設定。調(diào)頻器也可以包括壓控振蕩器；分頻器，對壓控振蕩器的輸出信號進 行分頻；相位比較器，將分頻器的輸出信號與基準時鐘信號進行比較，并輸 出與相位差對應的電壓；濾波器，除去相位比較器的輸出電壓的高頻分量； 以及合成電路，在濾波器的輸出信號上重疊調(diào)制信號。合成電路也可以包括運算放大器，其同相輸入端子上被輸入濾波器的 輸出信號；第一電阻，其一端連接到運算放大器的反相輸入端子'另一端被 輸入調(diào)制信號；以及第二電阻，被設置在運算放大器的輸出端子和反相輸入 端子之間的反饋路徑上。調(diào)制信號也可以是立體聲合成信號。FM發(fā)送電路也可以-皮一體集成在一個半導體襯底上。"一體集成"包括 電路的結(jié)構(gòu)的全部元件被形成在半導體襯底上的情況或電路的主要構(gòu)成元件 被一體集成的情況，也可以將一部分電阻或電容器等設置在半導體襯底的外 部用于調(diào)節(jié)電路常數(shù)。通過將FM發(fā)送電路作為一個LSI進行集成，可以削 減電^各面牙只。上述的FM發(fā)送電路還包括立體聲調(diào)制單元，將音頻信號變換為立體 聲合成信號，輸出到調(diào)頻器；以及功率放大器，對通過調(diào)頻器所生成的已調(diào) 信號進行放大，也可以被一體集成在半導體襯底上。通過將周邊電路一體構(gòu) 成，可以削減布線或管腳，同時可以防止混入噪聲等，可以改善音質(zhì)。5.本發(fā)明的一個方式是一種電壓生成電路，對施加到電源端子的電源電 壓和施加到4妄地端子的4妾地電壓進行分壓，并從輸出端子輸出。該電壓生成 電路包括第一分壓電路，包括串聯(lián)連接在電源端子和接地端子之間的第一、 第二電阻，兩個電阻的連接點被連接到輸出端子；輸出電容器，設置在輸出端子和接地端子之間；第二分壓電路，包括串聯(lián)連接在電源端子和接地端子之間的第三、第四電阻；以及充電電路，在第三、第四電阻的連接點的電壓高于輸出端子的電壓時成為有效，對輸出電容器提供電流。根據(jù)這個方式，在使電源電壓上升時，輸出端子的電壓的上升相對于電 源電壓的上升被延遲，所以充電電路有效。其結(jié)果，除了第一電阻之外，還 從充電電路對輸出電容器提供電荷，所以可以縮短起動時間。充電電路也可以包括第一開關，串聯(lián)連接在電源端子和輸出端子之間； 以及第一比較器，將第三、第四電阻的連接點的電壓與輸出端子的電壓進行 比較。第一開關也可以根據(jù)第一比較器的輸出信號而導通/截止。充電電路也可以還包括與第一開關串聯(lián)連接的第五電阻。第五電阻的電 阻值也可以設定在第一、第二、第三、第四電阻的電阻值的1 / 1000至1/ IO的范圍內(nèi)。通過將第五電阻的電阻值較低地設定，可以較小地設定時間常數(shù)，可以 在短時間內(nèi)使輸出電壓上升。第一比較器也可以具有輸入偏置(offset)電壓。通過在第一比較器的輸充電電路的第一開關重復導通/截止。電壓生成電路也可以還包括放電電路，在第三、第四電阻的連接點的 電壓低于輸出端子的電壓時成為有效，從輸出電容器抽出電流。此時，可以進一 步縮短起動時間。放電電路包括第二開關，串聯(lián)連接在接地端子和輸出端子之間；以及 第二比較器，將第三、第四電阻的連接點的電壓與輸出端子的電壓進行比較， 第二開關也可以根據(jù)第二比較器的輸出信號而導通/截止。放電電路也可以還包括與第二開關串聯(lián)連接的第六電阻。第六電阻的電 阻值也可以設定在第一、第二、第三、第四電阻的電阻值的1 / 1000至1/ 10的范圍內(nèi)。第二比較器也可以具有輸入偏置電壓。第一分壓電路的第一電阻和第二電阻、第二分壓電路的第三電阻和第四 電阻也可以分別成對地形成。本發(fā)明的其它實施方式是信號處理電路。該信號處理電路包括電壓生成 電路，將從該電壓生成電路輸出的電壓作為基準電壓，進行規(guī)定的信號處理。根據(jù)這個實施方式，在電源電壓上升后，基準電壓也立即上升，所以可 以直"l妄開始信號處理。上述的信號處理電路也可以包括立體聲調(diào)制器，將音頻信號變換為立體聲合成信號；調(diào)頻器，生成通過從立體聲調(diào)制器輸出的立體聲合成信號而 被調(diào)頻的已調(diào)信號；以及功率放大器，放大由調(diào)頻器生成的已調(diào)信號。立體 聲調(diào)制器以及調(diào)頻器的至少一個也可以基于從電壓生成電路輸出的電壓而動作。信號處理電路也可以被一體集成在一個半導體襯底上。通過將信號處理 電路作為一個LSI進行集成，可以削減電路面積。另外，以上的結(jié)構(gòu)元素的任意的組合或本發(fā)明的結(jié)構(gòu)元素或表現(xiàn)在方法、 裝置、系統(tǒng)等之間相互置換的結(jié)果，作為本發(fā)明的方式也有效。發(fā)明效果1. 根據(jù)本發(fā)明的一個實施方式，在使用了 PLL的直接型的調(diào)頻器中， 可以將調(diào)制信號重疊到環(huán)路濾波器的輸出信號，進行調(diào)頻。2. 根據(jù)本發(fā)明的一個實施方式的立體聲調(diào)制器，改善了分離特性。3. 根據(jù)本發(fā)明的一個實施方式，可以生成在寬頻域中良好的已調(diào)信號。4. 根據(jù)本發(fā)明的一個實施方式的FM發(fā)送電路，可以在寬頻域中得到一 定的發(fā)送功率。5. 根據(jù)本發(fā)明的一個實施方式的電壓生成電路，可以縮短起動時間。


圖1是表示第一實施方式的調(diào)頻器的結(jié)構(gòu)的電路圖。圖2是表示使用了圖1的調(diào)頻器的FM發(fā)送機的結(jié)構(gòu)的方框圖。圖3是表示第二實施方式的FM發(fā)送機的結(jié)構(gòu)的方框圖。圖4是表示第二實施方式的立體聲調(diào)制器以及其周邊電路的結(jié)構(gòu)的電路圖5是表示分離調(diào)整電路的第一結(jié)構(gòu)例子的電路圖。 圖6是表示分離調(diào)整電路的第二結(jié)構(gòu)例子的電路圖。 圖7是表示分離調(diào)整電路的第三結(jié)構(gòu)例子的電路圖。 圖8是表示分離調(diào)整電路的第四結(jié)構(gòu)例子的電路圖。 圖9是表示第三實施方式的FM發(fā)送機的結(jié)構(gòu)的方框圖。圖IO是表示第三實施方式的調(diào)頻器的優(yōu)選結(jié)構(gòu)的電路圖。 圖11是表示使用了圖10所示的VCO的調(diào)頻器的一例調(diào)制靈敏度特性 的圖。圖12是表示由控制單元所設定的可變增益控制放大器的增益和調(diào)制頻率的關系的圖。圖13是表示FM發(fā)送機的輸出功率和頻率之間的關系的圖。 圖14是表示第四實施方式的電壓生成電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。 圖15是在沒有設置充電電路時的電壓生成電路的動作波形圖。 圖16是設置了充電電路的圖14的電壓生成電路的動作波形圖。 圖17是表示圖14的電壓生成電路的變形例的結(jié)構(gòu)的電路圖。 圖18是表示利用了第四實施方式的電壓生成電路的信號處理電路的結(jié) 構(gòu)例子的方框圖。
具體實施方式
以下，參照附圖來說明本發(fā)明的優(yōu)選實施方式。各附圖中所示的相同或 同等的結(jié)構(gòu)元素、部件、處理賦予相同的標號，并適當?shù)厥÷灾貜偷恼f明。 此外，實施方式并不是限定發(fā)明而只是例示，在實施方式中所記述的所有的 特征或其組合，并不限定為本發(fā)明的本質(zhì)性的特征。 (第一實施方式)第一實施方式的調(diào)頻器是使用VCO、分頻器、相位比較器、環(huán)路濾波器 構(gòu)成PLL，在VCO的輸入信號上重疊調(diào)制信號的直接調(diào)制式的調(diào)頻器。圖l 是表示本發(fā)明的第一實施方式的調(diào)頻器1100的結(jié)構(gòu)的電路圖。調(diào)頻器1100 基于輸入到輸入端子1102的調(diào)制信號即輸入信號Sin進行調(diào)頻，從輸出端子 1104輸出已調(diào)信號Sout?；鶞蕰r鐘信號CKref被輸入到基準時鐘端子U06。 在本實施方式中，輸入信號Sin被提供規(guī)定的直流偏置，例如，被偏置為電 源電位和接地電位之間的中點(Vcc / 2 )。調(diào)頻器1100包括運算放大器1010、 VCO1012、分頻器1014、相位比 較器1016、環(huán)路濾波器1018、第一電阻Rll、第二電阻R12,被一體集成在 一個半導體襯底上。調(diào)制信號即輸入信號Sin通過第一電阻Rll被輸入到運算放大器1010 的反相輸入端子。該運算放大器1010例如使用輸入以及輸出電壓的范圍較寬的軌對軌放大器。運算放大器1010的電路結(jié)構(gòu)沒有特別地限定，只要是在輸 入級具有差動放大電路的放大器即可。第二電阻R12被設置在運算放大器1010的輸出端子和反相輸入端子之 間的反饋路徑上。VCO1012被輸入運算放大器1010的輸出電壓(以下，稱 為控制電壓Vcnt)。 VCO1012生成其頻率具有與控制電壓Vcnt相對應的頻率 frf的已調(diào)信號Sout。該輸出信號Sout從輸出端子1104被輸出到外部，同時 也一皮輸入到分頻器1014。分頻器1014將VCO1012的輸出信號Sout分頻至1 /n，輸出反饋信號 Sfb。相位比較器1016將從分頻器1014輸出的頻率為frf/n的反饋信號Sft、 與輸入到基準時鐘端子1106的基準時鐘信號CKref進行比較，并輸出與兩個 信號的相位差對應的電壓(以下，稱為相位差電壓Vpc)。相位比較器1016 可以使用任何結(jié)構(gòu)，例如可以通過與反饋信號Sfb和基準時鐘信號CKref的 相位差相對應地輸出充電(charge)信號或放電(discharge)信號的相位比較 電路、和與充電信號或放電信號相對應地使電容器充放電的電荷泵電路來構(gòu) 成。環(huán)路濾波器1018除去相位比較器1016的輸出信號即相位差電壓Vpcl 的高頻分量。從環(huán)路濾波器1018輸出的相位差電壓Vpc2被輸入到運算放大 器1010的同相輸入端子中。在本實施方式中，環(huán)路濾波器1018由包括第一 電容器Cll、第二電容器C12以及第3電阻R13的無源濾波器構(gòu)成。第一電 容器Cll設置在相位比較器1016的輸出端子和接地之間。第二電容器CU 以及第3電阻R13串聯(lián)連接，被設置在與第一電容器Cll并聯(lián)的路徑上。而 且，環(huán)路濾波器1018的結(jié)構(gòu)并不限定于實施方式的結(jié)構(gòu)，只要是可得到期望 的截止頻率，可以是任何結(jié)構(gòu)，此外，根據(jù)情況，也可以由有源濾波器構(gòu)成。下面說明如上那樣構(gòu)成的調(diào)頻器1100的動作。在輸入到輸入端子1102的輸入信號Sin、從環(huán)路濾波器1018輸出的相位 差電壓Vpc2、和控制電壓Vcnt之間，以下的關系式(1 )成立。 Vcnt=(l+R12/Rll)xVpc2-R12/RllxSin……式(1) 即，運算放大器1010、第一電阻Rll、第二電阻R12對于輸入到輸入端 子1102的調(diào)制信號即輸入信號Sin具有作為反相放大器的功能。該反相放大 器的增益G1是由第一電阻Rll、第二電阻R12的電阻值決定，按G1二 Rl2 /R11提供。在本實施方式中，假設設定為Rll : R12-10 : 1左右。此時的增益Gl為-20dB左右。此外，運算放大器1010、第一電阻Rll、第二電阻R12對于從環(huán)路濾波 器1018輸出的相位差電壓Vpc2具有作為同相放大器的功能。該同相放大器 的增益G2使用第一電阻RH、第二電阻R12的電阻值，按(1+R12/R11)提供。通過運算放大器1010、第一電阻Rll、第二電阻R12,輸入信號Sin和 環(huán)路濾波器1018的輸出信號即相位差電壓Vpc2被重疊，生成控制電壓Vcnt。 因VCO1012與控制電壓Vcnt對應的頻率進行振蕩，所以調(diào)頻器1100可以生 成按照輸入信號Sin而被調(diào)頻的已調(diào)信號Sout。根據(jù)這個實施方式，因運算放大器1010的輸入阻抗較高，所以可以降低 環(huán)路濾波器1018的阻抗對輸入端子1102側(cè)的電路所產(chǎn)生的影響。其結(jié)果， 因從輸入信號Sin測不到環(huán)路濾波器1018，所以可通過環(huán)路濾波器1018,防 止輸入信號Sin的高頻的衰減，抑制信號的失真。此外，在如以往使用電阻以及電容器進行耦合的情況下，有時從環(huán)路濾 波器1018輸出的信號泄漏到輸入信號Sin側(cè)，但是在本實施方式的調(diào)頻器 1100中，因運算放大器1010的輸入阻抗較高，還可以消除這個問題。而且，在以往技術中，使用耦合電容器的情況下，因該電容器與其他的 電路元件一起構(gòu)成高通濾波器，所以需要將其電容值設為非常大，導致不能 IC化，需要作為外置部件來設置。相對于此，在本實施方式的調(diào)頻器1100 中，即使不使用耦合電容器，也可以將輸入信號Sin重疊到PLL的VCO1012 的輸入中，所以可以減少外置部件。此外，在將耦合電容器設置在外部的情 況下，需要設置兩個端子，但也可以削減這些端子，減少芯片面積。第一電阻Rll、第二電阻R12的至少一個也可以作為可變電阻來構(gòu)成。 此時，可根據(jù)VCO1012的特性等，調(diào)節(jié)環(huán)路增益或輸入信號的振幅。在運算放大器1010使用軌對軌放大器的情況下，可以較寬地設定 VCO 1012的輸入信號即控制電壓Vcnt的電壓范圍，所以可以將從調(diào)頻器1100 輸出的高頻信號的頻帶取得寬。接著，說明本實施方式的調(diào)頻器1100的應用例子。圖2是表示使用了圖 1的調(diào)頻器1100的FM發(fā)送機1200的結(jié)構(gòu)的方框圖。該FM發(fā)送機1200將 音頻信號變換為立體聲合成信號，進行調(diào)頻、放大后從天線發(fā)送。這樣的FM 發(fā)送機1200可以用于在車載用音頻中，在不通過電纜發(fā)送信號時使用，或者在內(nèi)置于移動終端，對固定型的音頻設備發(fā)送音頻信號的用途。FM發(fā)送機1200除了圖1所示的調(diào)頻器1100之外，也可以包括立體聲調(diào)制器1202、功 率放大器1204，集成在一個LSI上，也可以分割為單獨的IC構(gòu)成。音頻信號源1210是CD播放器或MD播放器、存儲器音頻、硬盤音頻等， 生成音頻信號Sll，輸出到FM發(fā)送機1200。立體聲調(diào)制單元1202將音頻信 號Sll變換為立體聲合成信號S12。立體聲合成信號S12輸入到圖1的調(diào)頻 器IIOO。調(diào)頻器IIOO基于立體聲合成信號S12進行調(diào)頻，生成已調(diào)信號S13 (Sout)。從調(diào)頻器1100輸出的已調(diào)信號S13通過功率放大器1204被放大， 從天線1220發(fā)送。另外，圖2的FM發(fā)送機1200僅是將主要的模塊簡化所 示，省略了其他濾波器等的電路模塊。圖2的FM發(fā)送機1200使用圖1的調(diào)頻器1100構(gòu)成，因部件數(shù)被減少， 所以容易成為小型化。其結(jié)果，對移動電話終端等的安裝變得筒單。本領域的技術人員應該理解實施方式只是例示，這些各結(jié)構(gòu)元素或各處 理工序的組合可以有各種變形例，而且這樣的變形例也屬于本發(fā)明的范圍。在第一實施方式中，作為使用了運算放大器1010、第一電阻Rll、第二 電阻R12的結(jié)構(gòu)，但也可以在其上附加電容器等而設置濾波器功能。此外， 也可以使用有源濾波器作為環(huán)路濾波器1018。 (第二實施方式)圖3是表示本發(fā)明的第二實施方式的FM發(fā)送機2200的結(jié)構(gòu)的方框圖。 該FM發(fā)送機2200將音頻信號變換為立體聲合成信號，進行調(diào)頻、放大后從 天線發(fā)送。這樣的FM發(fā)送機2200可以用于在車載用音頻中，在不通過電纜 發(fā)送信號時使用，或者被內(nèi)置于移動終端，對固定型的音頻設備發(fā)送音頻信 號的用途。FM發(fā)送機2200包括預加重濾波器21IOL、 21IOR、立體聲調(diào)制器2100、 調(diào)頻器2120、功率放大器2130。該FM發(fā)送機2200也可以將各個模塊集成 在一個LSI上，也可以分割為單獨的IC構(gòu)成。另外，圖3的FM發(fā)送機2200 是僅將主要的模塊簡化表示，省略了其他濾波器等的電路模塊。音頻信號源2210是CD播放器或MD播放器、存儲器音頻、硬盤音頻等， 生成音頻信號S21，輸出到FM發(fā)送機2200。預加重濾波器2110L、 2110R 進行與立體聲信號的L聲道和R聲道對應的音頻信號S21L、 S21R各自的頻 率校正，輸出到立體聲調(diào)制器2100。立體聲調(diào)制器2100將從預加重濾波器2U0L、 2110R輸出的音頻信號SL、 SR變換為立體聲合成信號Sc。立體聲合 成信號Sc被輸入到調(diào)頻器2120。調(diào)頻器2120將立體聲合成信號Sc作為調(diào)制信號，生成基于該調(diào)制信號 而被調(diào)頻的高頻的已調(diào)信號S23。調(diào)頻器2120是包括例如使用VCO、分頻器、 相位比較器、環(huán)路濾波器構(gòu)成的PLL ( Phase Locked Loop )，將在VCO的輸 入信號上重疊音頻信號的直接調(diào)制式的調(diào)頻器。通過調(diào)頻器2120生成的已調(diào) 信號S23通過功率放大器2130被放大，并從天線2220發(fā)送。圖4是表示本發(fā)明的第二實施方式的立體聲調(diào)制器2100以及其周邊電路 的結(jié)構(gòu)的電路圖。在立體聲調(diào)制器2100中被輸入包括了左聲道信號SL、右 聲道信號SR的立體聲信號Sstr和頻率為38kHz的副載波Ssc以及頻率為 19kHz的導頻信號Sp。振蕩器2040是PLL等，將所輸入的基準時鐘信號CKREF進行倍增，生 成內(nèi)部時鐘信號CK。通過振蕩器2040所生成的內(nèi)部時鐘信號CK輸出到分 離調(diào)整電路2020。另外，在基準時鐘信號CKREF為幾MHz以上非常高的情 況下，可以原樣作為內(nèi)部時鐘信號CK利用，所以也可以省略振蕩器2(M0。通過振蕩器2040所生成的內(nèi)部時鐘信號CK輸入到分頻器2042中。分 頻器2042將內(nèi)部時鐘信號CK分頻為1 / N ,生成3 8kHz的副載波Ssc 。例 如，分頻器2042也可以是可變更分頻比N的可編程序分頻器。在分頻器2042中生成的副載波Ssc輸入到立體聲調(diào)制器2100,同時也 輸入到分頻器2050。分頻器2050對副載波Ssc進行分頻，生成19kHz的導 頻信號Sp。此時，時鐘信號CK的頻率例如是從幾MHz到30MHz左右，成 為副載波Ssc以及導頻信號Sp的頻率的整數(shù)倍。立體聲調(diào)制器2100基于立體聲信號Sstr、副載波Ssc、導頻信號Sp,生 成立體聲合成信號Sc。以下，說明立體聲調(diào)制器2100的結(jié)構(gòu)。立體聲調(diào)制器2100包括多路復用器2010、分離調(diào)整電路2020、導頻信 號合成單元2012。分離調(diào)整電路2020中被輸入副載波Ssc以及導頻信號Sp。分離調(diào)整電 路2020包括使副載波Ssc以及導頻信號Sp的任一個延遲的延遲電路。在下 面敘述細節(jié)，但是該延遲電路使輸入的信號延遲將規(guī)定的時鐘信號計數(shù)n循 環(huán)(n為自然凄t)的時間。多路復用器2010將從分離調(diào)整電路2020輸出的副載波Ssc'和立體聲信號Sstr進行合成。首先，多路復用器2010生成左聲道信號SL與右聲道信號 SR的和信號(主聲道信號)以及差信號(副聲道信號)。之后，使用副聲道 信號對從分離調(diào)整電路2020輸出的副載波Ssc'進行調(diào)幅。進而，將通過副聲 道信號而被調(diào)幅過的副載波和主聲道信號進行合成，輸出合成信號Smux。導頻信號合成單元2012將從分離調(diào)整電路2020輸出的導頻信號Sp'和從 多路復用器2010輸出的合成信號Smux進行合成。導頻信號合成單元2012 的輸出信號作為立體聲合成信號Sc，被輸出到后級的調(diào)頻器2120。接著，說明分離調(diào)整電路2020的結(jié)構(gòu)。圖5是表示分離調(diào)整電路2020 的第一結(jié)構(gòu)例子的電路圖。圖5的分離調(diào)整電路2020a包括第一移位寄存器 2022以及信號線2026。第一移位寄存器2022中被輸入副載波Ssc,并作為對 副載波Ssc提供規(guī)定的延遲的延遲電路2030而動作。在時鐘信號CK的每個 時鐘，第一移位寄存器2022對輸入的副載波Ssc移位一位。該時鐘信號CK 也可以是振蕩器2040的基準時鐘信號，也可以是對基準時鐘信號進行倍增或 者分頻的信號。即，輸入到分離調(diào)整電路2020的時鐘信號CK優(yōu)選是，與用 于生成副載波Ssc以及導頻信號Sp而使用的基準時鐘信號起源相同的信號。第一移位寄存器2022從其輸出端子2024輸出將副載波Ssc移位了 n位 的信號Ssc'。將時鐘信號CK的周期時間設為Tck時，第一移位寄存器2022 的輸出信號Ssc'相對于其輸入信號Ssc,成為延遲了eTckxn的信號。這樣， 第一移位寄存器2022具有作為使所輸入的信號延遲將規(guī)定的時鐘信號CK計 數(shù)n循環(huán)的時間的延遲電路的功能。在圖5的分離調(diào)整電路2020a中，副載波Ssc被輸入到第一移位寄存器 2022產(chǎn)生延遲，同時導頻信號Sp經(jīng)由信號線2026被直接輸出。其結(jié)果，可 以使副載波Ssc的相位相對于導頻信號Sp延遲。根據(jù)本實施方式的立體聲調(diào)制器2100，使用時鐘信號，使副載波Ssc延 遲，消除在搭載了立體聲調(diào)制器2100的系統(tǒng)中副載波Ssc以及導頻信號Sp 各自受到的延遲量之差(即，相位差)，從而可以輸出分離特性優(yōu)良的信號。此外，根據(jù)圖5的分離調(diào)整電路2020a，通過改變時鐘信號CK的頻率， 可以控制延遲量。若在搭載了立體聲調(diào)制器2100的系統(tǒng)中，導頻信號Sp的相位延遲較小 的情況下，也可以構(gòu)成為將延遲電路2030設置在導頻信號Sp的路徑上，將 副載波Ssc輸入到信號線2026。圖6是表示分離調(diào)整電路的第二結(jié)構(gòu)例子的電路圖。圖6的分離調(diào)整電路2020b在圖5的分離調(diào)整電路2020a中附加了開關SW20 SW23。開關 SW2(KSW23切換將副載波Ssc以及導頻信號Sp的哪一個輸入到延遲電路 2030。根據(jù)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，假設副載波Ssc的相位被較大地延遲的情況和導頻信 號Sp的相位被較大地延遲的情況的兩種情況。根據(jù)圖6的分離調(diào)整電路 2020a，可以選4奪要延遲副載波Ssc和導頻信號Sp的哪一個，所以可以應對 兩個情況。圖7是表示分離調(diào)整電路的第三結(jié)構(gòu)例子的電路圖。在圖7的分離調(diào)整 電路2020c中，延遲電路2030包括第一移位寄存器2032和選擇單元2034。 第一移位寄存器2032是最大可移位m位的移位寄存器。例如，m是32位， 或者64位，設計為rn^成立。使用多少位的移位寄存器，根據(jù)需要的延遲 量的最大值和時鐘信號CK的頻率來決定即可。選擇單元2034包括開關SWbl SWbm。選擇單元2034從第一移位寄存 器2032中選擇被移位了 n位的信號并輸出。例如，在將選擇單元2034的開 關SWbl導通時，從延遲電路2030輸出將副載波Ssc延遲了相當于一個時鐘 循環(huán)的時間Tck的信號。在將第64個開關SWB64導通時，輸出相當于延遲 了 Tckx64的信號。副載波Ssc和導頻信號Sp所受到的延遲量的差根據(jù)周邊電路的結(jié)構(gòu)而變 化。為了應對各種延遲量，圖7的分離調(diào)整電路2020c構(gòu)成為可以從外部控 制偏移量。即，可以從外部控制由分離調(diào)整電路的延遲電路2030所計數(shù)的循 環(huán)數(shù)n。根據(jù)圖7的分離調(diào)整電路2020c,可以通過將選擇單元2034的哪一個開 關導通，從而可以調(diào)節(jié)延遲時間，可以改善分離特性。此外，即使在時鐘信 號CK的頻率變化時，也可以通過對此相對應地控制選擇單元2034，從而可 以調(diào)節(jié)延遲時間。圖8是表示分離調(diào)整電路的第四結(jié)構(gòu)例子的電路圖。圖8的分離調(diào)整電 路2020d的特征在于，相對于圖7的分離調(diào)整電路2020c，附加了第二移位寄 存器2036。第二移位寄存器2036使所輸入的信號被延遲相當于時鐘信號CK 的一個時鐘循環(huán)。延遲電路2030中被輸入副載波Ssc以及導頻信號Sp的其 中一個，第二移位寄存器2036中被輸入另一個。其結(jié)果，輸入到延遲電路 2030的信號被提供Tckxn的延遲，而輸入到第二移位寄存器2036的信號被提供Tck的延遲。圖8的分離調(diào)整電路2020d還包括開關SW20 SW23。開關SW20 SW23分別對第一移位寄存器2032以及第二移位寄存器2036切換將輸入副載波Ssc 以及導頻信號Sp的哪一個。根據(jù)圖8的分離調(diào)整電路2020d，所輸入的副載波Ssc以及導頻信號Sp 通過以任一相同的時鐘信號動作的移位寄存器而被輸出。其結(jié)果，可以將輸 出的副載波Ssc'和導頻信號Sp'的延遲量正確地設定為時鐘信號的周期的常數(shù)倍。此外，通過設置開關SW20 SW23,可以選擇將延遲副載波Ssc和導頻 信號Sp的哪一個。根據(jù)本實施方式的立體聲調(diào)制器2100，設置了圖5至圖8所示的分離調(diào) 整電路2020，對副載波Ssc或者導頻信號Sp提供相位延遲，從而可以補償在 調(diào)頻器2120的VCO或環(huán)路濾波器中產(chǎn)生的相位偏移，可以改善分離特性。分離調(diào)整電路2020使用數(shù)字電路進行相位補償，所以不使用電容值非常 大的電容器也可以進行相位補償，可以使電路小型化。此外，在圖5至圖8 的分離調(diào)整電路2020中，改變時鐘信號的頻率，在圖7、圖8的分離調(diào)整電 路2020中，還對選擇單元2034進行控制，從而可以靈活地設定延遲量，而 且即使安裝在部件外之后，也可以變更延遲量。本領域的技術人員應該理解實施方式只是例示，這些各結(jié)構(gòu)元素或各處 理工序的組合可以有各種變形例，而且這樣的變形例也屬于本發(fā)明的范圍。在第二實施方式中，使用了輸入到振蕩器2040的基準時鐘信號，使移位 寄存器動作。其結(jié)果，具有可以簡化系統(tǒng)的優(yōu)點。但是，用于使移位寄存器 動作的時鐘信號也可以利用從其它系統(tǒng)提供的信號。此時，具有可以根據(jù)時 鐘信號的頻率，靈活地設定延遲時間的優(yōu)點。 (第三實施方式)圖9是表示本發(fā)明的第三實施方式的FM發(fā)送機3200的結(jié)構(gòu)的方框圖。 該FM發(fā)送機3200將音頻信號變換為立體聲合成信號，進行調(diào)頻、放大后從 天線發(fā)送。這樣的FM發(fā)送機3200可以用于，在車載用音頻中，在不通過電 纜發(fā)送信號時使用，或者被內(nèi)置于移動終端，對固定型的音頻設備發(fā)送音頻 信號的用途。FM發(fā)送機3200包括預加重濾波器3201L、3201R、立體聲調(diào)制器3202、可變增益放大器3110、調(diào)頻器3100、功率放大器3204、控制單元3120。該 FM發(fā)送機3200的各個模塊可以集成在一個LSI上，也可以分割為單獨的IC 構(gòu)成。另外，圖9的FM發(fā)送機3200僅是將主要的模塊簡化所示，省略了其 他濾波器等的電路模塊。音頻信號源3210是CD播放器或MD播放器、存儲器音頻、硬盤音頻 等，生成音頻信號S31,輸出到FM發(fā)送機3200。預加重濾波器3201L、 3201R 對與立體聲的L聲道和R聲道對應的音頻信號S31L、 S31R分別進行頻率校 正，并將它輸出到立體聲調(diào)制器3202。立體聲調(diào)制器3202將從預加重濾波 器3201L、 3201L輸出的音頻信號S31L'、 S31R'變換為立體聲合成信號S32。 立體聲合成信號S32被輸入到可變增益放大器3110?？勺冊鲆娣糯笃?110將所輸入的立體聲合成信號S32放大，調(diào)節(jié)其振幅。 可以從外部控制可變增益放大器3110的增益。從可變增益放大器3110輸出 的立體聲合成信號S33被輸入到調(diào)頻器3100。調(diào)頻器3100將可變增益放大器3110的輸出信號即立體聲合成信號S33 作為調(diào)制信號，生成基于該調(diào)制信號而被調(diào)頻的已調(diào)信號S34。已調(diào)信號S34 的頻率通過對搭載了該FM發(fā)送機3200的設備進行控制的DSP( Digital Signal Processor)等(未圖示)而被控制。線3220發(fā)送。功率放大器3204與可變增益放大器3110同樣地可以控制增益。 控制單元3120中從未圖示的DSP等被輸入了表示從調(diào)頻器3100輸出的 已調(diào)信號S34的頻率的控制信號S35?？刂茊卧?120根據(jù)控制信號S35而設 定可變增益放大器3110以及功率放大器3204的增益。控制單元3120對可變 增益放大器3110以及功率放大器3204，分別輸出增益控制信號S36、 S37。 可變增益放大器3110、功率放大器3204的增益根據(jù)增益控制信號S36、 S37 而被設定。在后面敘述增益的設定方法。圖IO是表示調(diào)頻器3100的優(yōu)選的結(jié)構(gòu)例子的電路圖。調(diào)頻器3100是使 用VCO、分頻器、相位比較器、環(huán)路濾波器構(gòu)成PLL,在VCO的輸入信號 上重疊音頻信號的直接調(diào)制式的調(diào)頻器。調(diào)頻器3100基于作為調(diào)制信號而被 輸入到輸入端子3102的輸入信號S33進行調(diào)頻，并從輸出端子3104輸出已 調(diào)信號S34。在基準時鐘端子3106中被輸入基準時鐘信號CKref。在本實施 方式中，輸入信號S33被提供規(guī)定的直流偏置，例如，被偏置為電源電位和接地電位的中點(Vcc/2)。調(diào)頻器3100包括VC03012、分頻器3014、相位比較器3016、環(huán)路濾波 器301S、合成電路3020,被一體集成在一個半導體襯底上。合成電路3020包括運算放大器3010、第一電阻R31以及第二電阻R32。 輸入信號S33通過第一電阻R31被輸入到運算放大器3010的反相輸入端子。 該運算放大器3010例如使用輸入以及輸出電壓范圍寬的軌對軌(rail-to-rail) 運算放大器。運算放大器3010的電路結(jié)構(gòu)并沒有被特別限定，只要是在輸入 級包括差動放大電路即可。第二電阻R32被設置在運算放大器3010的輸出端子和反相輸入端子之 間的反饋路徑。VCO3012中被輸入運算放大器3010的輸出電壓(以下，稱 為控制電壓Vcnt )。 VCO3012生成具有與控制電壓Vcnt相對應的頻率frf的 輸出信號S34。該輸出信號S34從輸出端子3104輸出到外部，同時也被輸入 到分頻器3014。合成電路3020優(yōu)選是，如圖10所示的結(jié)構(gòu)，但也可以是不 使用運算放大器，而利用電阻以及耦合電容器的以往的結(jié)構(gòu)。分頻器3014對VCO3012的輸出信號(即，已調(diào)信號S34 )分頻為1 /n, 輸出反饋信號Sfb。相位比較器3016將從分頻器3014輸出的頻率為frf/n 的反饋信號Sfb、與輸入到基準時鐘端子3106的基準時鐘信號CKref進行比 較，并輸出與兩個信號的相位差對應的電壓(以下，稱為相位差電壓Vpc)。 相位比較器3016可以使用任何結(jié)構(gòu)，例如可以由根據(jù)與反饋信號Sfb和基準 時鐘信號CKref的相位差相對應地輸出充電信號或》丈電信號的相位比較電 路、和根據(jù)充電信號或放電信號使電容器充放電的電荷泵電路來構(gòu)成。環(huán)路濾波器3018除去相位比較器3016的輸出信號即相位差電壓Vpcl 的高頻分量。從環(huán)路濾波器3018輸出的相位差電壓Vpc2輸入到運算放大器 3010的同相輸入端子中。在本實施方式中，環(huán)路濾波器3018由包括第一電 容器C31、第二電容器C32以及第3電阻R33的無源濾波器構(gòu)成。第一電容 器C31設置在相位比較器3016的輸出端子和接地之間。第二電容器C32以 及第3電阻R33串聯(lián)連接在與第一電容器C31并聯(lián)的路徑上。而且，環(huán)路濾 波器3018的結(jié)構(gòu)并不限定于實施方式中，只要是可得到期望的截止頻率，可 以是任何結(jié)構(gòu)，此外，根據(jù)情況，也可以由有源濾波器構(gòu)成。下面說明如上那樣構(gòu)成的調(diào)頻器3100的動作。輸入到輸入端子3102的輸入信號S33、從環(huán)路濾波器3018輸出的相位差電壓Vpc2、和控制電壓Vcnt之間，以下的關系式(l)成立。 Vcnt=(l+R32/R31)xVpc2-R32/R31xS33…...式(1 ) 即，運算放大器3010、第一電阻R31、第二電阻R32對于被輸入到輸入 端子3102的輸入信號S33具有作為反相放大器的功能。該反相放大器的增益 Gl是由第一電阻R31、第二電阻R32的電阻值決定，按G1-R32/R31提供。 在本實施方式中，假設設定為R31 : R32=10 : 1左右。此時的增益Ginv為-20dB左右。此外，運算放大器3010、第一電阻R31、第二電阻R32對于從環(huán)路濾波 器3018輸出的相位差電壓Vpc2具有作為同相放大器的功能。該同相放大器 的增益G2使用第一電阻R31、第二電阻R32的電阻值，按(1+R32/R31)提供。通過運算放大器3010、第一電阻R31、第二電阻R32，輸入信號S33和 環(huán)路濾波器3018的輸出信號即相位差電壓Vpc2被重疊，生成控制電壓Vcnt。 因VCO3012是與控制電壓Vcnt對應的頻率進行振蕩，所以調(diào)頻器3100可以 生成按照輸入信號S33而被調(diào)頻的輸出信號S34。根據(jù)這個方式，因運算放大器3010的輸入阻抗高，所以可以降低環(huán)路濾 波器3018的阻抗對輸入端子3102側(cè)的電路所產(chǎn)生的影響。其結(jié)果，因從輸 入信號S33測不到環(huán)路濾波器3018，所以可通過環(huán)路濾波器3018,防止輸入 信號S33的高頻的衰減，抑制信號的失真。此外，在如以往那樣使用電阻以及電容器進行耦合的情況下，有時從環(huán) 路濾波器3018輸出的信號泄漏在輸入信號S33側(cè)，但是在本實施方式的調(diào)頻 器3100中，因運算放大器3010的輸入阻抗高，所以還可以消除這個問題。而且，在以往技術中，使用耦合電容器的情況下，因該電容器與其他的 電路元件一起構(gòu)成高通濾波器，所以需要將其電容值設為非常大，無法IC化， 需要作為外置部件來設置。相對于此，在本實施方式的調(diào)頻器3100中，即使 不使用耦合電容器，也可以將輸入信號S33重疊到PLL的VCO3012的輸入 中，所以可以減少外置部件。此外，在將耦合電容器設置在外部的情況下， 需要設置兩個端子，但也可以削減這些端子，減少芯片面積。也可以將第一電阻R31、第二電阻R32的至少一個作為可變電阻來構(gòu)成。 此時，可根據(jù)VCO3012的特性等，調(diào)節(jié)環(huán)路增益或輸入信號的振幅。在運算放大器3010使用軌對軌放大器的情況下，可以較寬地設定VCO3012的輸入信號即控制電壓Vent的電壓范圍，所以可以較寬地取得從 調(diào)頻器3100輸出的已調(diào)信號的頻帶。圖ll是表示使用了圖IO所示的VCO3012的調(diào)頻器3100的調(diào)制靈敏度 特性的一個例子的圖。圖11的橫軸表示已調(diào)信號的頻率(調(diào)制頻率)，縱軸 表示調(diào)制靈敏度。圖11所示的特性以及數(shù)值只是一個例子，實際的特性隨著 調(diào)頻器3100的結(jié)構(gòu)等而變化。如圖Il所示，調(diào)頻器3100的調(diào)制靈敏度隨著 調(diào)制頻率frf而變化。圖12是表示由控制單元3120設定的可變增益放大器3110的增益g和調(diào) 制頻率frf之間的關系的圖。圖12的橫軸表示已調(diào)信號的頻率frf，縱軸表示 可變增益放大器3100的增益g。如圖12所示，控制單元3120設定可變增益 放大器3110的增益，以校正調(diào)頻器3100的調(diào)制靈敏度的頻率依賴性。即， 在調(diào)頻器3100的調(diào)制靈敏度高的頻率中，使可變增益放大器3100的增益g 降低，相反地，在調(diào)頻器3100的調(diào)制靈敏度低的頻率中，使可變增益放大器 3100的增益增加。例如，預先測定調(diào)頻器3100的調(diào)制靈敏度的頻率依賴性，基于所測定的 依賴性，決定圖12所示的增益和頻率之間的關系?？刂茊卧?120也可以包 括用于保存表示增益和頻率的關系的表的存儲器3122。這樣，根據(jù)調(diào)頻器3100的調(diào)制頻率，改變可變增益放大器3110的增益， 可以將調(diào)制度與頻率無關地保持為一定，可以在寬帶的頻帶中，生成良好的 調(diào)制信號。控制單元3120還根據(jù)調(diào)制頻率改變功率放大器3204的增益。圖13是表 示FM發(fā)送機3200的輸出功率和頻率之間的關系的圖。圖13的實線表示固 定了功率放大器3204的增益時的兩者的關系。 一般地，功牟放大器的增益具 有頻率依賴性，此外，根據(jù)天線的發(fā)射特性或設置在各個電路之間的濾波器 (未圖示)，輸出功率具有頻率依賴性。其結(jié)果，有時因頻率而無法發(fā)送很大以也不能增加功率放大器3204的增益。因此，在本實施方式中的FM發(fā)送機3200中，控制單元3120對應于已 調(diào)信號的頻率而設定功率放大器3204的增益，以使從功率放大器3204輸出 的高頻信號的功率一定。圖13的虛線表示進行了功率放大器3204的增益控 制時的輸出功率和頻率之間的關系。也可以預先測定FM發(fā)送機3200的輸出功率和頻率之間的關系，基于測定結(jié)果設定用于表示功率放大器3204的增益 和頻率之間的關系的表，保存在存儲器3122中。通過進行功率放大器3204的增益控制，即使已調(diào)信號的頻率變化，也可 以將FM發(fā)送機3200的發(fā)送功率保持為一定本領域的技術人員應該理解，實施方式只是例示，這些各結(jié)構(gòu)元素或各 處理工序的組合可以有各種變形例，而且這樣的變形例也屬于本發(fā)明的范圍。在第三實施方式中，在調(diào)頻器3100的前級設置了可變增益放大器3110, 但是在將調(diào)頻器3100作為圖IO的結(jié)構(gòu)的情況下，也可以將第一電阻R31或 第二電阻R32的至少一個作為可變電阻，一體構(gòu)成調(diào)頻器3100和可變增益放 大器3110。此時，可以削減電路面積。 (第四實施方式)圖14是表示本發(fā)明的第四實施方式的電壓生成電路5100的結(jié)構(gòu)的電路 圖。電壓生成電路5100將施加到電源端子5102的電源電壓Vdd和施加到接 地端子GND的接地電壓(OV)分壓，并從輸出端子5104輸出。在本實施方 式中，電壓生成電路5100用于生成電源電壓的中點電壓Vdd/2。電壓生成電路5100包括第一分壓電路5010、第二分壓電路5020、充電 電路5030。第一分壓電路5010包括串聯(lián)連接在電源端子5102和接地端子 GND之間的第一電阻R51和第二電阻R52。在本實施方式中，第一電阻R51 和第二電阻R52成對形成，其電阻值被設計得相等。為了減少消耗電流，優(yōu) 選地，較大地設定第一電阻R51和第二電阻R52的電阻值，例如，設定在從 數(shù)十kQ到1MQ左右的范圍內(nèi)。第一電阻R51和第二電阻R52的連接點被連接到輸出端子5104。輸出 端子5104和接地端子GND之間被設置輸出電容器C51。電壓生成電路5100 將輸出電容器C51上呈現(xiàn)的電壓(以下，稱為基準電壓Vref )從輸出端子5104 輸出。為了穩(wěn)定基準電壓Vref,優(yōu)選地，較大地設定輸出電容器C51的電容 值，例如，設定為從0.01 pF到1 |iF的范圍內(nèi)。第二分壓電路5020包括串聯(lián)連接在電源端子5102和接地端子GND之 間的第三電阻R53和第四電阻R54。第三電阻R53和第四電阻R54成對地形 成，其電阻值被設計為相等。為了減少消耗電流，優(yōu)選地，較大地設定第三 電阻R53和第四電阻R54的電阻值，例如，設定在從數(shù)十kQ到1MQ左右的 范圍內(nèi)。另外，也可以將第一電阻R51 第四電阻R54全部都i殳定為相同的電阻值，全部都成對構(gòu)成。充電電路5030將第三電阻R53、第四電阻R54的連接點的電壓(以下， 稱為檢測電壓Vdet )與輸出端子5104的基準電壓Vref進行比較，在Vdet>Vref 時充電電路有效，在Vdet<Vref時充電電路無效。在充電電路5030有效時， 對輸出電容器C51供給充電電流Icl,而在無效時，停止供給電流。充電電路5030包括第五電阻R55、第一開關SW51、第一比較器5032。 第五電阻R55以及第一開關SW51串聯(lián)連接在電源端子5102和輸出端子5104 之間。第 一比較器5032比較檢測電壓Vdet和輸出端子5104的基準電壓Vref。 第一開關SW51根據(jù)第一比較器5032的輸出信號而導通/截止。即，第一開 關SW51在Vdet>Vref時導通，在Vdet<Vref時截止。充電電路5030在第一 開關SW51導通時有效，在第一開關SW51截止時無效。第一開關SW51也 可以使用MOS晶體管或者雙極晶體管構(gòu)成。優(yōu)選地，第五電阻R55的電阻值設定在第一電阻R51 第四電阻R54的 電阻值的1/1000到1/10的范圍內(nèi)。例如，在將第一電阻R51 第四電阻R54 設為500kQ時，將第五電阻R55設為lkQ左右。在實施方式中，優(yōu)選地，第一比較器5032具有輸入偏置電壓Vofsl。優(yōu) 選地，輸入偏置電壓Vofsl的值設定為數(shù)十mV 數(shù)百mV左右，更具體地說， 設定為10mV到300mV左右。在第一比較器5032中設定了輸入偏置電壓Vofsl 的情況下，第 一開關SW51在Vdet>Vref+Vofs 1時導通，在Vdet<Vref+Vofs 1 時截止。根據(jù)如上構(gòu)成的電壓生成電路5100，在穩(wěn)定狀態(tài)下，從輸出端子5104 生成由Vref-VddxR52/(R51+R52)二Vdd/2提供的基準電壓。從輸出端子5104 輸出的基準電壓Vref通過緩沖器電路BUF1 、 BUF2，提供給其他的電路模塊。為電源電壓變動的一個例子，說明電源電壓上升的情況。首先，為了更加明確本發(fā)明的效果，說明沒有設置充電電路5030的情況 下的動作。圖15是在沒有設置充電電路5030的情況下的電壓生成電路的動 作波形圖。為了簡化說明，在圖15以及后述的圖16，適當?shù)財U大、縮小表 示縱軸以及一黃軸。在時刻t0導通電源，電源電壓Vdd上升，在時刻tl達到規(guī)定的電壓Vddl 。 在沒有設置充電電路5030的情況下，對于輸出電容器C51的充電路徑只是第器C51和第一電阻R51形成時間常數(shù)電路，如 上所述地，輸出電容器C51的電容值為了穩(wěn)定電壓而被較大地設定，而且， 第一電阻R51的電阻值為了低消耗功率也被較大地設定。因此，輸出電容器 C51和第一電阻R51的時間常數(shù)非常大，所以如圖15所示，基準電壓Vref 遲于電源電壓Vdd的上升，在時刻t2，達到^見定的電壓Vddl/2。波形圖。當電源電壓Vdd上升時，將電源電壓Vdd分壓所得到的檢測電壓Vdet 跟隨電源電壓Vdd而上升。在時刻t0, Vdet<Vref+Vofsl成立，充電電路5030 無效。此時，因為輸出電容器C51通過第一電阻R51被充電，基準電壓Vref 開始緩慢地上升。當在時刻tl,成為Vdet>Vref+Vofsl時，第一開關SW51導通，充電電 路5030有效。當在充電電路5030成為有效時，輸出電容器C51通過包括第 一開關SW51以及第五電阻R55的路徑被充電。如上所示地，第五電阻R55 的電阻值與第一電阻R51的電阻值相比被較低地設定，所以時間常數(shù)降低， 基準電壓Vref開始急速地上升。在時刻t2，電源電壓Vdd達到規(guī)定值Vddl，之后在時刻t3，當基準電 壓Vdet達到電壓(Vddl/2-Vofsl )時，Vdet<Vref+Vofs 1 ，第一開關SW51 截止。在時刻t3之后，輸出電容器C51通過第一電阻R51被充電，基準電壓 Vref緩慢地上升,在時刻t4，達到Vddl/2。這樣，才艮據(jù)本實施方式的電壓生成電路5100,在電源電壓Vdd上升時， 對于跟隨電源電壓Vdd的檢測電壓Vdet的上升，輸出端子5104的基準電壓 Vref的上升^皮延遲，所以充電電路5030有效。通過將第一開關SW51導通， 并通過電阻值低的第五電阻R55進行充電，從而與僅由第一電阻R51進行充 電的情況相比，可以在短時間內(nèi)使基準電壓Vref上升。此外，在充電電路5030的第一比較器5032中設定了輸入偏置電壓Vofsl 的情況下，可以防止充電電^各5030的第一開關SW51的導通/截止由于電源 電壓Vdd或基準電壓Vref的輕微的變動而被切換。特別是，可以防止第一開 關SW51由于電源電壓Vdd的波動(ripple)而重復導通/截止，可以進一步 穩(wěn)定基準電壓Vref。而且，在充電電路5030，即使檢測電壓Vdet與基準電壓Vref之間的差 較小，但只要Vdet>Vref (在被設定偏置電壓的情況下，Vdet>Vref+Vofsl )成 立，則充電電^各5030有效，所以可以通過充電電3各503(H吏基準電壓Vref上 升，直到基準電壓Vref成為與電源電壓Vdd的中心電壓Vdd/2大致相等。接著，說明電壓生成電路的變形例。圖17是表示電壓生成電路5100的 變形例的結(jié)構(gòu)的電if各圖。在圖17中，對于與圖14相同或同等的結(jié)構(gòu)元素賦 予相同的標號，并適當?shù)厥÷哉f明。以下，以不同點為中心進行說明。圖17的電壓生成電路5100b的特征在于，在圖14的電壓生成電路5100 中附加了放電電路5040。放電電路5040在第三電阻R53、第四電阻R54的 連接點上呈現(xiàn)的檢測電壓Vdet低于在輸出端子5104上呈現(xiàn)的基準電壓Vref 時有效，從輸出電容器C51抽出電流。放電電路5040與充電電路5030相同地構(gòu)成。放電電路5040包括第六電 阻R56、第二開關SW52、第二比較器5042。第六電阻R56以及第二開關SW52串聯(lián)連接在接地端子GND和輸出端 子5104之間。第二比較器5042將呈現(xiàn)在第三電阻R53、第四電阻R54的連 接點的檢測電壓Vdet與輸出端子5104的基準電壓Vref進行比較。第二開關 SW52根據(jù)第二比較器5042的輸出信號被控制導通/截止。第二比較器5042 也可以具有輸入偏置電壓Vofs2 。在第二比較器5042中設定了輸入偏置電壓Vofs2時，第二開關SW52在 Vdet<Vref—Vofs時導通，在Vdet>Vref—Vofs時截止。優(yōu)選地，第六電阻R56的電阻值設定在第一電阻R51 第四電阻R54的 電阻值的1/1000到1/10的范圍內(nèi)。而且，也可以將第六電阻R56與第五電 阻R55設定為相同的電阻值，成對地形成。此外，除了充電電路5030之外，還設置放電電路5040,從而在電壓生 成電路5100b停止時，可以使基準電壓Vref立即降低。此外，通過在第一比較器5032以及第二比較器5042中設定輸入偏置電 壓，可以防止在基準電壓Vref和^f企測電壓Vdet大致相等的電壓范圍中，第 一開關SW51和第二開關SW52交替地導通/截止。圖18是表示利用了上述實施方式的電壓生成電路5100的信號處理電路 的結(jié)構(gòu)例子的方框圖。圖18的信號處理電路5200將從電壓生成電路5100輸 出的中點電壓Vdd/2作為基準電壓進行規(guī)定的信號處理。作為規(guī)定的信號處理，可例示為音頻信號的放大或有源濾波器的濾波等。以下，將圖18的信號處理電路5200作為立體聲FM發(fā)送電路進行說明， 該立體聲FM發(fā)送電路將音頻信號變換為立體聲合成信號，進行調(diào)頻、放大 后從天線發(fā)送。這樣的信號處理電路(以下，也稱為FM發(fā)送電路)5200可 以用于，在車載用音頻中，在不通過電纜發(fā)送信號時使用，或者內(nèi)置于移動 終端，對于固定型的音頻設備發(fā)送音頻信號的用途。FM發(fā)送電路5200包括電壓生成電路5100、預加重濾波器5110L、5110R、 立體聲調(diào)制器5120、調(diào)頻器5130、功率放大器5140?？梢詫⒃揊M發(fā)送電路 5200的各個模塊集成在一個LSI上，也可以分割為單獨的IC構(gòu)成。另外， 圖14的FM發(fā)送電路5200只是將主要的模塊簡化所示，省略了其他濾波器 等的電路模塊。音頻信號源5210是CD播放器或MD播放器、存儲器音頻、硬盤音頻等， 生成音頻信號S51,輸出到FM發(fā)送電路5200。預加重濾波器5110L、 5110R 對與立體聲信號的L聲道和R聲道對應的音頻信號S51L、 S51R分別進行頻 率校正，輸出到立體聲調(diào)制器5120。立體聲調(diào)制器5120將從預加重濾波器 5110L、 5110R輸出的音頻信號SL、 SR變換為立體聲合成信號Sc。立體聲合 成信號Sc被輸入到調(diào)頻器5130。調(diào)頻器5130將立體聲合成信號Sc作為調(diào)制信號，生成基于該調(diào)制信號 而被調(diào)頻的高頻的已調(diào)信號S53 。調(diào)頻器5130是包括例如使用VCO、分頻器、 相位比較器、環(huán)路濾波器構(gòu)成的PLL ( Phase Locked Loop )，將在VCO的輸 入信號上重疊音頻信號的直接調(diào)制式的調(diào)頻器。由調(diào)頻器5130生成的已調(diào)信 號S53通過功率放大器5140被放大，并從天線5220發(fā)送。電壓生成電^各5100將/人電池5230 l命出的電池電壓Vbati殳為電源電壓 Vdd,基于該電源電壓Vdd生成基準電壓Vref。電池電壓Vdd除了供給電壓 生成電路5100之外，還供給各個塊(block )。由電壓生成電路5100所生成 的基準電壓Vref通過緩沖器BUF1 BUF3，分別輸出到預加重濾波器5110、 立體聲調(diào)制器5120、調(diào)頻器5130、其他的放大器等，需要電源電壓Vdd的 中點電壓Vdd/2的各個塊。即，優(yōu)選地，立體聲調(diào)制器5120以及調(diào)頻器530 的至少 一個基于^v電壓生成電^各5100輸出的中點電壓Vdd動作。在這樣構(gòu)成的圖18的FM發(fā)送電路5200中，通過實施方式的電壓生成 電路5100，導通電源之后，可以在短時間內(nèi)生成中間電壓Vdd/2,所以可以縮短開始信號處理為止的期間。本領域的技術人員應該理解，實施方式只是例示，這些各結(jié)構(gòu)元素或各 處理工序的組合可以有各種變形例，而且這樣的變形例也屬于本發(fā)明的范圍。在第四實施方式的電壓生成電路5100中，在充電電路5030或者放電電 路5040的充電、放電路徑上設置第五電阻R55或第六電阻R56，但并不限定 于此。例如，也可以在充電電路5030、放電電路5040中不設置第五電阻R55、 第六電阻R56。說明了圖18的FM發(fā)送電路5200被電池驅(qū)動的情況，但并不限定于此， 也可以由從其他的電源裝置輸出的電壓驅(qū)動。此外，第四實施方式的電壓生 成電路5100的用途并不限定為音頻信號處理電路，可以廣泛地用于其他的利 用中點電壓Vdd/2的信號處理電路。電壓生成電路5100是對電源電壓Vdd和接地電位進行分壓的電路，但 接地電位并不限定為0V，也包含負的電源電壓-Vdd?；趯嵤┓绞秸f明了本發(fā)明，但實施方式僅是表示本發(fā)明的原理、應用， 在不脫離權(quán)利要求中所規(guī)定的本發(fā)明的思想的范圍內(nèi)，實施方式可以有多個 變形例或配置的變更。工業(yè)上的可利用性本發(fā)明可以利用在無線發(fā)送機中。
權(quán)利要求
1.一種調(diào)頻器，其特征在于，包括運算放大器，輸入信號通過第一電阻被輸入到反相輸入端子；第二電阻，設置在所述運算放大器的輸出端子和反相輸入端子之間的反饋路徑上；壓控振蕩器，被輸入所述運算放大器的輸出信號；分頻器，對所述壓控振蕩器的輸出信號進行分頻；相位比較器，將所述分頻器的輸出信號與基準時鐘信號進行比較，輸出與相位差對應的電壓；以及濾波器，除去所述相位比較器的輸出電壓的高頻分量，并輸出到所述運算放大器的同相輸入端子。
2. 如權(quán)利要求1所述的調(diào)頻器，其特征在于，將所述第 一 電阻的電阻值設定得比所述第二電阻的電阻值大。
3. 如權(quán)利要求1所述的調(diào)頻器，其特征在于， 所述第一、第二電阻的至少一個是可變電阻。
4. 如權(quán)利要求1至3的任一項所述的調(diào)頻器，其特征在于， 所述運算放大器是軌對軌放大器。
5. 如權(quán)利要求1至3的任一項所述的調(diào)頻器，其特征在于， 所述濾波器是無源濾波器。
6. 如權(quán)利要求1至3的任一項所述的調(diào)頻器，其特征在于， 所述輸入信號是立體聲合成信號。
7. 如權(quán)利要求1至3的任一項所述的調(diào)頻器，其特征在于， 所述調(diào)頻器被一體集成在一個半導體村底上。
8. —種FM發(fā)送電路，其特征在于，包括 立體聲調(diào)制單元，將音頻信號變換為立體聲合成信號；權(quán)利要求1至3的任一項所迷的調(diào)頻器，基于從所述立體聲調(diào)制單元輸 出的立體聲合成信號進行調(diào)頻，輸出已調(diào)信號；以及 放大器，對從所述調(diào)頻器輸出的已調(diào)信號進行放大。
9. 一種立體聲調(diào)制器，基于立體聲信號、副載波以及導頻信號而生成立 體聲合成信號，其特征在于，它包括分離調(diào)整電路，其包括延遲電路，將所述副載波以及所述導頻信號的任 一個輸入到該延遲電路并使其延遲，該延遲電路使所輸入的信號延遲對規(guī)定的時鐘信號進行n (n為自然數(shù))循環(huán)計數(shù)的時間；多路復用器，對從所述分離調(diào)整電路輸出的所述副載波和所述立體聲信號進行合成；以及導頻信號合成單元，將從所述分離調(diào)整電路輸出的所述導頻信號和所述多路復用器的輸出信號進行合成。
10.如權(quán)利要求9所述的立體聲調(diào)制器，其特征在于， 可以從外部控制由所述分離調(diào)整電路的延遲電路所計數(shù)的循環(huán)數(shù)n。
11.如權(quán)利要求9所述的立體聲調(diào)制器，其特征在于， 所述分離調(diào)整電路的延遲電路包括根據(jù)時鐘信號而動作的第一移位寄存器，并輸出通過該第一移位寄存器而移位了n位的信號。
12. 如權(quán)利要求9或IO所述的立體聲調(diào)制器，其特征在于， 所述分離調(diào)整電路的延遲電路包括第一移位寄存器，最大可移位m (m為滿足n^n的整數(shù))位；以及 選擇單元，從所述第一移位寄存器中，選擇被移位了 n位的信號并輸出。
13. 如權(quán)利要求9至11的任一項所述的立體聲調(diào)制器，其特征在于， 所述分離調(diào)整電路還包括開關，切換將所述副載波以及所述導頻信號的哪一個輸入到所述延遲電路。
14. 如權(quán)利要求U所述的立體聲調(diào)制器，其特征在于， 所述分離調(diào)整電路還包括使所輸入的信號延遲所述時鐘信號的一個時鐘循環(huán)的1位的第二移位寄 存器，在所述副載波以及所述導頻信號中，將另一個輸入到該第二移位寄存器 并使其延遲。
15. 如權(quán)利要求14所述的立體聲調(diào)制器，其特征在于， 所述分離調(diào)整電路還包括開關，切換將所述副載波以及所述導頻信號的哪一個分別輸入到所述第 一移位寄存器以及所述第二移位寄存器。
16. 如權(quán)利要求9至11的任一項所述的立體聲調(diào)制器，其特征在于，所述時鐘信號是其起源與基準時鐘信號相同的信號，該基準時鐘信號用 于生成所述副載波以及所述導頻信號。
17.如權(quán)利要求9至U的任一項所述的立體聲調(diào)制器，其特征在于， 所述立體聲調(diào)制器被一體集成在一個半導體襯底上。
18. —種FM發(fā)送電路，其特征在于，包括權(quán)利要求9至11的任一項所述的立體聲調(diào)制器，將音頻信號變換為立體 聲合成信號；調(diào)頻器，生成通過從所述立體聲調(diào)制器輸出的所述立體聲合成信號被調(diào)頻的已調(diào)信號；以及功率放大器，放大由所述調(diào)頻器所生成的已調(diào)信號。
19.如權(quán)利要求18所述的FM發(fā)送電路，其特征在于， 所述立體聲調(diào)制器、所述調(diào)頻器以及所述功率放大器被一體集成在一個半導體襯底上。
20. —種FM發(fā)送電路，其特征在于，包括. 可變增益放大器，放大輸入信號，并調(diào)節(jié)其振幅；直接調(diào)制式的調(diào)頻器，將所述可變增益放大器的輸出信號作為調(diào)制信號， 生成基于該調(diào)制信號而被調(diào)頻的已調(diào)信號；以及增益控制單元，與通過所述調(diào)頻器生成的已調(diào)信號的頻率相對應地設定 所述可變增益放大器的增益。
21. 如權(quán)利要求20所述的FM發(fā)送電路，其特征在于， 所述增益控制單元設定所述可變增益放大器的增益，以校正所述調(diào)頻器的調(diào)制靈敏度的頻率依賴性。
22. 如權(quán)利要求20或21所述的FM發(fā)送電路，其特征在于，所述增益控制單元包括存儲器，該存儲器保存用于表示所述已調(diào)信號的 頻率和所述可變增益放大器的增益之間的關系的表。
23. 如權(quán)利要求20或21所述的FM發(fā)送電路，其特征在于， 所述調(diào)頻器包括壓控振蕩器；分頻器，對所述壓控振蕩器的輸出信號進行分頻； 相位比較器，將所述分頻器的輸出信號與基準時鐘信號進行比較，輸出 與相位差對應的電壓；.濾波器，除去所述相位比較器的輸出電壓的高頻分量；以及合成電路，在所述濾波器的輸出信號上重疊所述可變增益放大器的輸出信號。
24. 如權(quán)利要求23所述的FM發(fā)送電路，其特征在于， 所述合成電路包括運算放大器，其同相輸入端子上被輸入所述濾波器的輸出信號； 第一電阻，其一端連接到所述運算放大器的反相輸入端子，另一端被輸入所述輸入信號；以及第二電阻，其被設置在所述運算放大器的輸出端子和反相輸入端子之間的反饋路徑上。
25. 如權(quán)利要求20或21所述的FM發(fā)送電路，其特征在于， 所述輸入信號是立體聲合成信號。
26. 如權(quán)利要求20或21所述的FM發(fā)送電路，其特征在于， 所述FM發(fā)送電路被一體集成在一個半導體襯底上。
27. 如權(quán)利要求26所述的FM發(fā)送電路，其特征在于，還包括 立體聲調(diào)制器，將音頻信號變換為立體聲合成信號，并輸出到所述可變增益放大器；以及功率放大器，放大由所述調(diào)頻器生成的已調(diào)信號， 所述FM發(fā)送電路被一體集成在所述半導體襯底上。
28. —種FM發(fā)送電^^，其特征在于，包括 直接調(diào)制式的調(diào)頻器，生成基于調(diào)制信號而被調(diào)頻的已調(diào)信號； 功率放大器，放大由所述調(diào)頻器生成的已調(diào)信號；以及 增益控制單元，與通過所述調(diào)頻器而生成的已調(diào)信號的頻率相對應地設定所述功率放大器的增益。
29. 如權(quán)利要求28所述的FM發(fā)送電路，其特征在于，的增益，以使從所述功率放大器輸出的高頻信號的功率一定。
30. 如權(quán)利要求28或29所述的FM發(fā)送電路，其特征在于， 所述增益控制單元包括存儲器，該存儲器保存用于表示所述已調(diào)信號的頻率和所述功率放大器的增益之間的關系的表。
31. 如權(quán)利要求28或29所述的FM發(fā)送電路，其特征在于，所述調(diào)頻器包括 壓控振蕩器；分頻器，對所迷壓控振蕩器的輸出信號進行分頻；相位比較器，將所述分頻器的輸出信號與基準時鐘信號進行比較，并輸 出與相位差對應的電壓；濾波器，除去所述相位比較器的輸出電壓的高頻分量；以及 合成電路，在所述濾波器的輸出信號上重疊所述調(diào)制信號。
32. 如權(quán)利要求31所述的FM發(fā)送電路，其特征在于， 所述合成電路包括'運算放大器，其同相輸入端子上被輸入所述濾波器的輸出信號； 第一電阻，其一端連接到所述運算放大器的反相輸入端子，另一端被輸入調(diào)制信號；以及第二電阻，被設置在所述運算放大器的輸出端子和反相輸入端子之間的反饋路徑上。
33. 如權(quán)利要求28或29所述的FM發(fā)送電路，其特征在于， 所述調(diào)制信號是立體聲合成信號。
34. 如權(quán)利要求28或29所述的FM發(fā)送電路，其特征在于， 被一體集成在一個半導體襯底上。
35. 如權(quán)利要求34所述的FM發(fā)送電路，其特征在于，還包括 立體聲調(diào)制器，將音頻信號變換為立體聲合成信號，并輸出到所述調(diào)頻器；以及功率放大器，放大由所述調(diào)頻器生成的已調(diào)信號， 所述FM發(fā)送電^4皮一體集成在所述半導體襯底上。
36. —種電壓生成電路，對施加到電源端子的電源電壓和施加到接地端 子的接地電壓進行分壓，并從輸出端子輸出，其特征在于，它包括第一分壓電路，包括串聯(lián)連接在所述電源端子和所述接地端子之間的第 一、第二電阻，兩個電阻的連接點被連接到所述輸出端子；輸出電容器，設置在所述輸出端子和所述接地端子之間；第二分壓電路，包括串聯(lián)連接在所述電源端子和所述接地端子之間的第 三、第四電阻；以及充電電路，在所述第三、第四電阻的連接點的電壓高于所述輸出端子的電壓時成為有效，對所述輸出電容器提供電流。
37. 如權(quán)利要求36所述的電壓生成電路，其特征在于， 所述充電電路包括第一開關，串聯(lián)連接在所述電源端子和所述輸出端子之間；以及 第一比較器，將所述第三、第四電阻的連接點的電壓與所述輸出端子的 電壓進^亍比辟支，所述第一開關根據(jù)所述第一比較器的輸出信號而導通/截止。
38. 如權(quán)利要求37所述的電壓生成電路，其特征在于， 所述充電電路還包括與所述第一開關串聯(lián)連接的第五電阻。
39. 如權(quán)利要求38所述的電壓生成電路，其特征在于， 將所述第五電阻的電阻值設定在所述第一、第二、第三、第四電阻的電阻值的1 / 1000至1 / 10的范圍內(nèi)。
40. 如權(quán)利要求37所述的電壓生成電路，其特征在于， 所述第一比較器具有輸入偏置電壓。
41. 如權(quán)利要求36至40的任一項所述的電壓生成電路，其特征在于， 還包括放電電路，在所述第三、第四電阻的連接點的電壓低于所述輸出端子的 電壓時成為有效，從所述輸出電容器抽出電流。
42. 如權(quán)利要求41所述的電壓生成電路，其特征在于， 所述放電電路包括第二開關，串聯(lián)連接在所述接地端子和所述輸出端子之間；以及 第二比較器，將所述第三、第四電阻的連接點的電壓與所述輸出端子的 電壓進行比車交，所述第二開關根據(jù)所述第二比較器的輸出信號而導通/截止。
43. 如權(quán)利要求42所述的電壓生成電路，其特征在于， 所述放電電路還包括與所述第二開關串聯(lián)連接的第六電阻。
44. 如權(quán)利要求43所述的電壓生成電路，其特征在于， 將所述第六電阻的電阻值設定在所述第一、第二、第三、第四電阻的電阻值的1 / 1000至1 / 10的范圍內(nèi)。
45. 如權(quán)利要求42所述的電壓生成電路，其特征在于， 所述第二比較器具有輸入偏置電壓。
46. 如權(quán)利要求36所述的電壓生成電路，其特征在于，所述第一分壓電路的所述第一電阻和所述第二電阻、所述第二分壓電路 的所述第三電阻和所述第四電阻分別成對地形成。
47. —種信號處理電路，其特征在于，包括 權(quán)利要求36或41所述的電壓生成電路，所述信號處理電路將從該電壓生成電路輸出的電壓作為基準電壓，進行 規(guī)定的信號處理。
48. 如權(quán)利要求47所述的信號處理電路，其特征在于，包括 立體聲調(diào)制器，將音頻信號變換為立體聲合成信號；調(diào)頻器，生成通過從所述立體聲調(diào)制器輸出的所述立體聲合成信號而被 調(diào)頻的已調(diào)信號；以及功率放大器，放大由所述調(diào)頻器生成的已調(diào)信號，所述立體聲調(diào)制器以及所述調(diào)頻器的至少一個基于從所述電壓生成電路 輸出的電壓而動作。
49. 如權(quán)利要求47所述的信號處理電路，其特征在于， 所述信號處理電路被一體集成在一個半導體襯底上。
全文摘要
運算放大器(1010)中，輸入信號通過第一電阻(R11)被輸入到反相輸入端子。第二電阻(R12)被設置在運算放大器(1010)的輸出端子和反相輸入端子之間的反饋路徑上。VCO(1012)被輸入從運算放大器(1010)輸出的控制電壓(Vcnt)。分頻器(1014)對VCO(1012)的輸出信號(Sout)進行分頻。相位比較器(1016)將分頻器(1014)的輸出信號與基準時鐘信號進行比較，輸出與相位差對應的電壓。環(huán)路濾波器(1018)除去相位比較器(1016)的輸出電壓(Vcp)的高頻分量，并輸出到運算放大器(1010)的同相輸入端子。
文檔編號H03C3/00GK101223688SQ200680025569
公開日2008年7月16日 申請日期2006年12月5日 優(yōu)先權(quán)日2005年12月6日
發(fā)明者小森博文, 相良武志 申請人:羅姆股份有限公司