專利名稱：Pll頻率發(fā)生器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種PLL頻率發(fā)生器(鎖相環(huán))，用于生成具有一個(gè)可調(diào)節(jié)的目標(biāo)頻率的輸出信號(hào)，該P(yáng)LL頻率發(fā)生器包括一個(gè)壓控振蕩器，用于生成該輸出信號(hào)；一個(gè)與該壓控振蕩器相連接的可變換的分頻器，該分頻器被構(gòu)造用于由該輸出信號(hào)導(dǎo)出一個(gè)被分頻的信號(hào)，該被分頻的信號(hào)的瞬時(shí)頻率取決于一個(gè)可調(diào)節(jié)的因數(shù)的一個(gè)值；一個(gè)與該分頻器相連接的可變換的延遲單元，該延遲單元被構(gòu)造用于形成一個(gè)被延遲的信號(hào)，其方式是將該被分頻的信號(hào)延遲一些分別取決于一個(gè)控制字的延遲時(shí)間，一個(gè)與該可變換的延遲單元相連接的控制單元，該控制單元被構(gòu)造用于確定這些控制字。本發(fā)明此外還涉及一種發(fā)送/接收裝置以及一種具有這種PLL頻率發(fā)生器的集成電路。
背景技術(shù)：
本發(fā)明處于電信領(lǐng)域。本發(fā)明特別是處于PLL頻率發(fā)生器領(lǐng)域，借助這些PLL頻率發(fā)生器，在電信系統(tǒng)中的發(fā)送/接收裝置訪問在頻譜上相隔一定距離的載波頻道。這樣的PLL頻率發(fā)生器從高精度的參考信號(hào)中導(dǎo)出具有可調(diào)節(jié)的目標(biāo)頻率的輸出信號(hào)并且將其作為本地振蕩器信號(hào)提供用于接收器側(cè)的接收信號(hào)向下混頻和/或用于發(fā)送器側(cè)的向上混頻。在此，可調(diào)節(jié)的目標(biāo)頻率可以從預(yù)先給定的目標(biāo)頻率值的組中、即所謂的頻率柵(Frequenzraster)中選擇。
若目標(biāo)頻率值分別相應(yīng)于參考信號(hào)(“參考頻率”)的頻率的整數(shù)倍，則輸出信號(hào)的頻率可以在頻率發(fā)生器的反饋支路中通過整數(shù)的因數(shù)(Teiler)來除。由于相位噪聲，這種“整數(shù)N”PLL頻率發(fā)生器的輸出信號(hào)的頻譜除了所期望的譜線之外在目標(biāo)頻率處還具有周圍的干擾分量，其確定了輸出信號(hào)的信噪比。
然而如果例如在兩個(gè)相鄰的目標(biāo)頻率值之間的最小距離小于參考頻率，則在頻率發(fā)生器的反饋支路中需要通過非整數(shù)的因數(shù)來進(jìn)行分頻。這種分頻通常通過可變換的(Schaltbare)分頻器(多模分頻器，MMD)來完成，這些分頻器分別按時(shí)間地通過不同的整數(shù)的因數(shù)值來進(jìn)行分頻，以便在時(shí)間平均值上實(shí)現(xiàn)所需的非整數(shù)分頻。然而在不同的整數(shù)因數(shù)值之間的切換導(dǎo)致了在被分頻的信號(hào)中的附加的、時(shí)變的周期性相位誤差并且由此在輸出信號(hào)的頻譜中導(dǎo)致了頻譜線形式的另外的干擾分量。沒有另外的用于補(bǔ)償該附加的相位誤差的措施，則與相應(yīng)的整數(shù)-N PLL頻率發(fā)生器或者在整數(shù)模式中工作的分?jǐn)?shù)-N PLL頻率發(fā)生器相比，這種“分?jǐn)?shù)-N”PLL頻率發(fā)生器的輸出信號(hào)因此具有更低的信噪比。在接收側(cè)，這些頻譜線導(dǎo)致不期望的寄生接收部分。
專利文獻(xiàn)US 6,064,272公開了一種分?jǐn)?shù)-N PLL頻率發(fā)生器，其在反饋支路中具有連接在可變換的分頻器之后的相位補(bǔ)償電路。該相位補(bǔ)償電路借助包含不同數(shù)目的延遲元件的延遲線路來提供被分頻信號(hào)的一共四個(gè)不同地延遲的變形，從中通過一個(gè)由累加器控制的控制電路選出一個(gè)變形。此外設(shè)置了具有另外的延遲元件的調(diào)諧電路(“片上調(diào)諧電路”)，該調(diào)諧電路產(chǎn)生對(duì)于延遲元件的控制電壓。
在此不利的是，通過分?jǐn)?shù)-N-劃分而引起的干擾分量在輸出信號(hào)的頻譜中只是不充分地被抑制并且因此信噪比相對(duì)小。由于在延遲線路之間的轉(zhuǎn)換產(chǎn)生了另外的干擾分量。此外不利的是，在較高的頻率分辨率(在兩個(gè)相鄰的目標(biāo)頻率值之間的距離明顯小于參考頻率)和/或在較高的目標(biāo)頻率值、例如在GHz范圍的情況下，相位補(bǔ)償電路和調(diào)諧電路的實(shí)現(xiàn)開銷和能量消耗顯著增大，并且因此該頻率發(fā)生器的實(shí)施是不經(jīng)濟(jì)的或者實(shí)際上是不再可能的。

發(fā)明內(nèi)容
在這樣的背景下，本發(fā)明的任務(wù)在于說明一種PLL頻率發(fā)生器，其達(dá)到高的信噪比并且在較高的頻率分辨率和/或較高的目標(biāo)頻率值情況下也可以簡單地實(shí)施并且節(jié)能地工作，使得可以簡單、低成本并且有效利用能量地實(shí)施高效率的發(fā)送/接收裝置。
該任務(wù)通過根據(jù)本發(fā)明的PLL頻率發(fā)生器、發(fā)送/接收裝置或集成電路解決。
根據(jù)本發(fā)明的用于生成具有可調(diào)節(jié)的目標(biāo)頻率的輸出信號(hào)的PLL頻率發(fā)生器具有以下單元a)壓控振蕩器，用于生成輸出信號(hào)，b)與壓控振蕩器相連的可變換的分頻器，其被構(gòu)造用于從輸出信號(hào)中導(dǎo)出被分頻的信號(hào)，該信號(hào)的瞬時(shí)頻率取決于可一個(gè)調(diào)節(jié)的因數(shù)的值，c)與分頻器相連的可變換的延遲單元，其被構(gòu)造來形成延遲的信號(hào)，其方式是將被分頻的信號(hào)延遲分別取決于控制字的延遲時(shí)間，以及d)與可變換的延遲單元相連的控制單元，其被構(gòu)造來確定控制字，其中該控制單元具有Sigma-Delta調(diào)制器并且被構(gòu)造用于根據(jù)至少一個(gè)由Sigma-Delta調(diào)制器提供的信號(hào)來確定控制字。
根據(jù)本發(fā)明的發(fā)送/接收裝置和根據(jù)本發(fā)明的集成電路分別具有這種PLL頻率發(fā)生器。
本發(fā)明的本質(zhì)在于，設(shè)置一個(gè)Sigma-Delta調(diào)制器以及根據(jù)至少一個(gè)由Sigma-Delta調(diào)制器提供的信號(hào)來確定控制字。通過這種方式獲得了高的信噪比，并且通過分?jǐn)?shù)-N-劃分(fractional-N-Teilung)而引起的附加的相位誤差即使在較高的頻率分辨率和/或較高的目標(biāo)頻率值和/或延遲單元的非線性的情況下現(xiàn)在也能低成本地并且工作節(jié)能地被補(bǔ)償。連接在后面的相位檢波器因此只還“看見”剩余的“整數(shù)N”相位誤差，這樣借助本發(fā)明可以將整數(shù)N頻率發(fā)生器的優(yōu)點(diǎn)(小的相位抖動(dòng)，高的信噪比)與分?jǐn)?shù)-N頻率發(fā)生器的優(yōu)點(diǎn)(高的頻率分辨率)相結(jié)合。高效率的集成電路以及由此也是高效率的發(fā)送/接收裝置因此可以被簡單、低成本并且節(jié)能地實(shí)現(xiàn)。
本發(fā)明的有利的構(gòu)型和進(jìn)一步構(gòu)型可以從參照附圖的描述中得到。
在一種有利的實(shí)施形式中，控制單元與分頻器相連接并且被構(gòu)造用于根據(jù)至少一個(gè)由Sigma-Delta調(diào)制器提供的信號(hào)來確定可調(diào)節(jié)的因數(shù)的值。不但控制字而且因數(shù)都根據(jù)一個(gè)或多個(gè)由Sigma-Delta調(diào)制器提供的信號(hào)分別來產(chǎn)生，由此簡化了實(shí)施開銷并且降低了能量消耗。
在另一種有利的實(shí)施形式中，Sigma-Delta調(diào)制器具有累加器，其被構(gòu)造用于累加Sigma-Delta調(diào)制器的輸入信號(hào)并且用于提供被累加的信號(hào)，與此相關(guān)，控制單元確定了這些控制字。該實(shí)施形式可以簡單地實(shí)現(xiàn)。
有利的是，累加器提供了一個(gè)溢出信號(hào)，與此相關(guān)，控制單元確定了可調(diào)節(jié)的因數(shù)的值。由此，不但控制字而且因數(shù)都從由累加器所提供的量導(dǎo)出。這能夠?qū)崿F(xiàn)簡單并且節(jié)能的實(shí)施形式。
在一種特別有利的實(shí)施形式中，控制單元具有一階的Sigma-Delta調(diào)制器并且被這樣地構(gòu)造來確定控制字，使得每個(gè)控制字都與被累加的信號(hào)的一個(gè)值一致。該實(shí)施形式可以特別簡單地實(shí)現(xiàn)并且特別節(jié)能地工作。
在一種優(yōu)選的實(shí)施形式中，控制單元具有二階或更高階的Sigma-Delta調(diào)制器，該Sigma-Delta調(diào)制器被構(gòu)造來提供第一溢出信號(hào)和第二溢出信號(hào)，與此相關(guān)，控制單元確定控制字。由于特別有效地抑制了相對(duì)接近目標(biāo)頻率的干擾頻譜的譜線，所以該實(shí)施形式在簡單的可實(shí)施性和低能耗的情況下具有特別高的工作效率(高的信噪比)。
有利的是，控制單元根據(jù)由第一溢出信號(hào)和第二溢出信號(hào)的第一差信號(hào)來確定控制字。
在另一種非常有利的實(shí)施形式中，控制單元根據(jù)由被累加的信號(hào)和第一差信號(hào)的第二差信號(hào)確定控制字。有利的是，控制單元被構(gòu)造用于將第二差信號(hào)的值儲(chǔ)存在累加器中。
非常有利的是，除了偏移(Offset)值外，每個(gè)控制字都與第二差信號(hào)的一個(gè)值一致。通過將恒定的偏移值加到第二差信號(hào)的這些值上，實(shí)現(xiàn)了全部的控制字都引起正的延遲時(shí)間。
在一種非常有利的實(shí)施形式中，控制單元為了確定控制字而具有與Sigma-Delta調(diào)制器以及可變換的延遲單元相連的、具有至少一個(gè)加法器/減法器的確定單元。這能夠?qū)崿F(xiàn)特別簡單的實(shí)施。
在一種特別有利的實(shí)施形式中，所述Sigma-Delta調(diào)制器具有的階數(shù)為二階。這種實(shí)施形式在非常簡單的可實(shí)施性和非常低的能耗情況下具有高的工作效率。
在另一種非常有利的實(shí)施形式中，控制單元被構(gòu)造用于根據(jù)被延遲的信號(hào)來提供控制字。這使得延遲單元能夠在特別有利的時(shí)刻切換到各個(gè)新的、與當(dāng)前的控制字相應(yīng)的延遲時(shí)間上，使得通過分?jǐn)?shù)N劃分而引入的附加的相位誤差被特別精確地補(bǔ)償。
在一種非常有利的實(shí)施形式中，控制單元被構(gòu)造，與被延遲的信號(hào)的各個(gè)邊沿在時(shí)間上一致地提供控制字，例如與上升或下降沿一致。通過這種方式實(shí)現(xiàn)了附加的相位誤差的優(yōu)化的補(bǔ)償，并且由此實(shí)現(xiàn)了最大化的信噪比。
優(yōu)選的是，控制單元為了提供控制字而具有由被延遲的信號(hào)來提供時(shí)鐘的鎖存器(Latch)。通過這種方式得到一種開銷特別低的實(shí)現(xiàn)形式。
優(yōu)選的是，該壓控振蕩器根據(jù)一個(gè)控制電壓生成該輸出信號(hào)，并且該P(yáng)LL頻率發(fā)生器具有一個(gè)與該可變換的延遲單元相連接的相位檢波器，該相位檢波器被構(gòu)造用于確定在一個(gè)參考信號(hào)和該被延遲的信號(hào)之間的相位差，并且提供該相位差用于形成該控制電壓。
優(yōu)選的是，設(shè)置有一個(gè)與該相位檢波器和該壓控振蕩器相連接的環(huán)路濾波器，該環(huán)路濾波器被構(gòu)造用于形成該控制電壓。


以下本發(fā)明將借助在附圖中的示意圖中說明的實(shí)施例來進(jìn)一步闡述。其中
圖1示出了具有根據(jù)本發(fā)明的發(fā)送/接收裝置的根據(jù)IEEE802.15.4的“無線個(gè)人域網(wǎng)”(WPAN)的例子；圖2示出了本發(fā)明的PLL頻率發(fā)生器的實(shí)施例；圖3示出了第一實(shí)施例的控制單元，并且圖4示出了第二實(shí)施例的控制單元。
在附圖中，相同的以及功能相同的元件和信號(hào)—只要沒有另外說明—都設(shè)置以相同的參考標(biāo)號(hào)。
具體實(shí)施例方式
為了在相對(duì)短的距離上無線地傳輸信息，可以使用所謂的“無線個(gè)人域網(wǎng)”(WPAN)。圖1示出了根據(jù)標(biāo)準(zhǔn)IEEE 802.15.4的WPAN 10的例子。該標(biāo)準(zhǔn)詳細(xì)說明了低速率的WPAN，它以最大至250kbit/s的原始數(shù)據(jù)速率以及固定或移動(dòng)的設(shè)備適合于在工業(yè)監(jiān)視和控制中、在傳感器網(wǎng)絡(luò)中、在自動(dòng)化和計(jì)算機(jī)外圍設(shè)備領(lǐng)域中的應(yīng)用，以及適合于互動(dòng)游戲。除了這些設(shè)備的非常簡單并且低成本的的可實(shí)施性，對(duì)于這些種類的應(yīng)用，非常低的設(shè)備能量需求是具有決定性意義的。這樣，以該標(biāo)準(zhǔn)，電池壽命力求達(dá)到幾個(gè)月至幾年。
在圖1中所示出的WPAN包括固定或移動(dòng)的設(shè)備形式的三個(gè)發(fā)送/接收裝置11-13，它們借助無線電信號(hào)無線地交換信息。發(fā)送/接收裝置11是所謂的全功能設(shè)備，其接管WPAN協(xié)調(diào)器(Koordinators)的功能，而發(fā)送/接收裝置12、13是所謂的部分功能設(shè)備(Teilfunktionsgerte)，它們被分配給全功能設(shè)備11并且只能與其交換數(shù)據(jù)。除了在圖1中示出的星形網(wǎng)絡(luò)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)外，在該網(wǎng)絡(luò)拓?fù)渲须p向的數(shù)據(jù)傳輸只能在部分功能設(shè)備12、13的分別之一與全功能設(shè)備11之間、而不能在這些部分功能設(shè)備12、13之間進(jìn)行，該標(biāo)準(zhǔn)還設(shè)置了所謂的“對(duì)等(Peer-to-Peer)”拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在這些拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，全部的全功能設(shè)備可以分別與所有其它的全功能設(shè)備通信。
發(fā)送/接收裝置11-13分別包括一個(gè)天線14；與該天線連接的發(fā)送/接收單元(收發(fā)機(jī)，TRX)15，用于根據(jù)IEEE 802.15.4發(fā)送和接收數(shù)據(jù)；以及一個(gè)與發(fā)送/接收單元連接的監(jiān)控單元(control unit，CTRL)16，用于根據(jù)IEEE 802.15.4控制發(fā)送/接收單元15。此外發(fā)送/接收裝置11-13還分別包含在圖1中未示出的、以電池等形式的能量供應(yīng)單元，用于單元15、16的能量供應(yīng)，以及可能包含其它的部件(傳感器、執(zhí)行機(jī)構(gòu)等等)的能量供應(yīng)。
以下的出發(fā)點(diǎn)是，數(shù)據(jù)傳輸在無需許可證的2.4GHz處的ISM頻帶(工業(yè)、科研、醫(yī)療)中進(jìn)行。在該頻帶中，IEEE標(biāo)準(zhǔn)802.15.4一共設(shè)置了間距各為5MHz的16個(gè)信道。對(duì)于fB＝250kbit/s的原始數(shù)據(jù)速率，在這些信道中詳細(xì)說明了具有碼片速率為fC＝2Mchip/s的頻帶擴(kuò)展(Spreading)以及偏置QPSK調(diào)制(四相相移鍵控)。
每個(gè)發(fā)送/接收裝置15的發(fā)送單元都將各待傳輸?shù)臄?shù)據(jù)流轉(zhuǎn)化為待通過其天線14發(fā)射的無線電信號(hào)，其方式是待發(fā)送的數(shù)據(jù)流根據(jù)IEEE802.15.4首先被轉(zhuǎn)化為4比特寬的符號(hào)(Symbole)并且這些符號(hào)被轉(zhuǎn)化為分別由32個(gè)碼片構(gòu)成的彼此相繼的PN序列(偽噪聲)。彼此相繼的PN序列的碼片接著被進(jìn)行偏置QPSK調(diào)制(四相相移鍵控)，借助根據(jù)本發(fā)明的PLL頻率發(fā)生器在頻譜上被推移到ISM頻帶的16個(gè)信道之一中，并且最后為了傳輸而被放大。因?yàn)榫哂邪胝颐}沖波形的偏置QPSK調(diào)制相應(yīng)于MSK調(diào)制(最小頻移鍵控)、即具有調(diào)制指數(shù)為1/2或頻偏ΔF＝fC/4＝0.5MHz的FSK調(diào)制(頻移鍵控)，所以PLL頻率發(fā)生器在直接頻率調(diào)制的范圍內(nèi)也可以通過調(diào)制信號(hào)來考慮為此必需的頻率偏移。
每個(gè)發(fā)送/接收單元15的接收單元將一個(gè)由其天線14所接收的并且由另一發(fā)送/接收裝置的發(fā)送單元根據(jù)IEEE 802.15.4所產(chǎn)生的無線電信號(hào)盡可能無誤地轉(zhuǎn)化為被發(fā)送的數(shù)據(jù)，其方式是將所接收的無線電信號(hào)放大，借助上述的PLL頻率發(fā)生器在頻譜上推移到基帶中或中頻范圍中，并且隨后被解調(diào)以及最后數(shù)據(jù)被檢測(cè)。
發(fā)送/接收單元15在此分別是(圖1中未示出的)集成電路的一部分，例如是ASIC(專用集成電路)或者ASSP(特殊應(yīng)用標(biāo)準(zhǔn)產(chǎn)品)的一部分，而監(jiān)控單元16分別通過(同樣未示出的)微控制器來實(shí)現(xiàn)。有利的是，每個(gè)發(fā)送/接收裝置僅具有一個(gè)(例如實(shí)施為ASIC或ASSP)的集成電路，該集成電路執(zhí)行其發(fā)送/接收單元15及其監(jiān)控單元16的功能。
圖2示出了根據(jù)本發(fā)明的、用于圖1中的發(fā)送/接收單元15的PLL頻率發(fā)生器。該P(yáng)LL頻率發(fā)生器20具有一個(gè)參考振蕩器21，一個(gè)相位(差)檢波器/電荷泵(phase detector/charge pump，PD/CP)22，一個(gè)環(huán)路濾波器(loop filter，LF)23，一個(gè)壓控振蕩器(voltage controlled oscillator，VCO)24，一個(gè)可變換的分頻器(DIV)25，一個(gè)可變換的延遲單元(DEL)26和一個(gè)控制單元27。
參考振蕩器21生成一個(gè)必要時(shí)被放大的、具有參考頻率fREF的參考信號(hào)xREF，并且該參考振蕩器例如被實(shí)施為石英振蕩器或壓控石英振蕩器。
PD/CP單元22(相位(差)檢波器/電荷泵)具有一個(gè)與參考振蕩器21相連接的第一輸入端以及一個(gè)與延遲單元26的輸出端相連接的第二輸入端。PD/CP單元確定了位于第一輸入端的參考信號(hào)xREF和位于第二輸入端的延遲的信號(hào)xT之間的相位偏差(相位差)，并且在其輸出端根據(jù)該相位偏差提供一個(gè)確定的電流iCP。替代相位檢波器也可以設(shè)置相頻檢測(cè)器。
環(huán)路濾波器(LF)23具有一個(gè)與PD/CP單元22相連接的輸入端以及一個(gè)與VCO24相連的輸出端。根據(jù)在輸入端的電流iCP，環(huán)路濾波器23生成一個(gè)控制電壓vt并且在其輸出端提供該控制電壓。
壓控振蕩器(VCO)24具有與環(huán)路濾波器23相連的輸入端以及與分頻器25相連的輸出端。根據(jù)在輸入端的控制電壓vt，VCO24生成一個(gè)具有可調(diào)節(jié)的并且例如取決于信道指數(shù)CH的目標(biāo)頻率fRF的、必要時(shí)被附加地放大的輸出信號(hào)yRF，并且在其輸出端提供該輸出信號(hào)。VCO24的頻率/控制電壓特性曲線的斜率例如為40MHz/V。
可變換的分頻器(DIV)25具有一個(gè)與VCO24相連的信號(hào)輸入端以及一個(gè)與控制單元27相連的控制輸入端。分頻器25由在其信號(hào)輸入端的VCO輸出信號(hào)yRF導(dǎo)出一個(gè)被分頻的信號(hào)xDIV，其瞬時(shí)頻率fDIV根據(jù)fDIV＝fRF/D而取決于在其控制輸入端的可調(diào)節(jié)的因數(shù)D的當(dāng)前值，并且該分頻器在其輸出端提供被分頻的信號(hào)xDIV。
該因數(shù)所取的值取決于可調(diào)節(jié)的目標(biāo)頻率fRF或相應(yīng)的信道指數(shù)CH以及取決于參考信號(hào)xREF的參考頻率fREF。如果例如在兩個(gè)頻譜上相鄰的信道的目標(biāo)頻率之間的差、即信道柵(Kanalraster)小于參考頻率fREF(在這種情況下也稱“精細(xì)的”頻率分辨率)，則因數(shù)至少對(duì)于一些目標(biāo)頻率取非整數(shù)的值。在參考頻率fREF＝16MHz的示例性情況中，根據(jù)IEEE 802.15.4對(duì)于在ISM頻帶中的最低的目標(biāo)頻率(fRF＝2405MHz)例如得到因數(shù)值fRF/fREF＝150.3125。
為了實(shí)現(xiàn)這種非整數(shù)的因數(shù)值，分頻器25被可變換地實(shí)施，其中它分別以不同的整數(shù)因數(shù)值D這樣地進(jìn)行按時(shí)間的分頻，使得在一定時(shí)間段上觀察，“平均地”得到所需要的非整數(shù)因數(shù)值。具有這種可變換的分頻器的頻率發(fā)生器被稱為分?jǐn)?shù)-N PLL頻率發(fā)生器。
因數(shù)值D的變化引起在被分頻的信號(hào)xDIV和參考信號(hào)xREF之間的時(shí)變的相位誤差，該相位誤差通過環(huán)路濾波器23調(diào)制VCO輸出信號(hào)yRF(“干擾調(diào)制”)。除了干擾分量之外，由于即使在整數(shù)-N PLL頻率發(fā)生器中也存在的相位噪聲，VCO輸出信號(hào)yRF的頻譜在分?jǐn)?shù)-N PLL頻率發(fā)生器的情況下由于該時(shí)變的周期相位誤差而具有另外的干擾分量，其形式是目標(biāo)頻率fRF周圍的譜線，該干擾分量取決于在平均上待實(shí)現(xiàn)的非整數(shù)因數(shù)值的非整數(shù)部分。根據(jù)本發(fā)明，這些譜線很大程度上被抑制。
優(yōu)選的是，分頻器25被作為所謂的多模分頻器(MMD)、即作為數(shù)字的、在計(jì)數(shù)范圍中可編程的計(jì)數(shù)器來實(shí)現(xiàn)。有利的是，MMD由兩個(gè)分頻器組成，其中第一分頻器也被稱為并被構(gòu)造為預(yù)分頻器(Prescaler)，進(jìn)行通過N或N+1的分頻，并且第二分頻器以通常固定的分頻比(Teilerverhltnis)工作，并且根據(jù)在控制輸入端的因數(shù)D來控制預(yù)分頻器的模輸入。
可變換的延遲單元(DEL)26具有一個(gè)與分頻器25相連的信號(hào)輸入端以及一個(gè)與控制單元27相連的控制輸入端。延遲單元26形成一個(gè)被延遲的信號(hào)xT，其方式是在其信號(hào)輸入端的被分頻的信號(hào)xDIV被延遲了延遲時(shí)間ΔT，這些延遲時(shí)間分別取決于在其控制輸入端的數(shù)字控制字dT，并且在其輸出端提供被延遲的信號(hào)xT。在此，延遲時(shí)間ΔT基本上線性地取決于相應(yīng)的控制字dTΔT＝t0+dT*ts(1)其中t0是表示例如大約1ns的基本延遲，并且ts表示取決于頻率分辨率的延遲間距。在示例性的、控制字寬度為7Bit的情況下，可能的是，借助每個(gè)控制字dT調(diào)節(jié)出一共128個(gè)不同的延遲時(shí)間ΔT。在優(yōu)選地基于一個(gè)CMOS緩沖器來實(shí)現(xiàn)的延遲單元26內(nèi)部，控制字dT被轉(zhuǎn)化為一個(gè)電流或電壓，該電流/電壓調(diào)節(jié)出該相應(yīng)的延遲時(shí)間ΔT。控制字dT這樣地由控制單元27確定和提供，使得得到的延遲時(shí)間ΔT適合于暫時(shí)補(bǔ)償上述的時(shí)變相位誤差。
控制單元27具有一個(gè)輸入端，用于輸送一個(gè)確定該目標(biāo)頻率fRF的參數(shù)、例如信道指數(shù)CH。根據(jù)信道指數(shù)CH，控制單元27確定控制字dT并且將這些控制字提供在其與延遲單元26的控制輸入端相連的第一輸出端上。優(yōu)選的是，控制單元27此外還根據(jù)信道指數(shù)CH確定該可調(diào)節(jié)的因數(shù)D的值，并且將這些值提供在其與分頻器25的控制輸入端相連的第二輸出端上。
控制單元27具有一個(gè)Sigma-Delta調(diào)制器(∑Δ)28，一個(gè)加法器29，一個(gè)映射單元(MAP)30和一個(gè)用于確定控制字dT的確定單元(DET)31。信道指數(shù)CH在輸入側(cè)被輸送給映射單元30。在輸出側(cè)，映射單元與Sigma-Delta調(diào)制器28以及加法器29的一個(gè)第一輸入端相連。在輸入側(cè)，加法器29在其第二輸入端與Sigma-Delta調(diào)制器28相連，并且在輸出側(cè)通過控制單元27的第二輸出端與分頻器25相連。Sigma-Delta調(diào)制器28在輸入側(cè)與映射單元30相連并且在輸出側(cè)與加法器29的第二輸入端以及與dT確定單元31相連。dT確定單元31在輸入側(cè)與Sigma-Delta調(diào)制器28相連并且在輸出側(cè)通過控制單元27的第一輸出端與可變換的延遲單元26相連接。
映射單元30由信道指數(shù)CH導(dǎo)出值INT和FRAC。值INT和FRAC在此共同說明了，參考頻率fREF必須與什么因子相乘，以實(shí)現(xiàn)考慮到信道指數(shù)CH的、所希望的目標(biāo)頻率fRF。值INT和FRAC被這樣確定，即適用以下等式(INT+FRAC/RES)*fREF＝fRF(2)在此，參數(shù)RES確定了頻率發(fā)生器的頻率分辨率。參數(shù)RES的值越大，則實(shí)現(xiàn)越高的頻率分辨率，即頻率柵越精細(xì)或者可調(diào)節(jié)的目標(biāo)頻率越窄地相鄰。借助示例性的值RES＝32和fREF＝16MHz，例如目標(biāo)頻率可以以fREF/RES＝0.5MHz的距離被調(diào)節(jié)，與參考頻率fREF相比，這相應(yīng)于高的頻率分辨率。在這種情況下，參數(shù)FRAC取零和RES-1＝31之間的值，并且因此可以通過5Bit寬的字來表示。待通過延遲單元26來調(diào)節(jié)的延遲時(shí)間ΔT的間距根據(jù)等式(1)優(yōu)選為ts＝1/(fRF*RES)≈0.012ns。
如果PLL頻率發(fā)生器20在發(fā)送側(cè)被直接用于頻率調(diào)制，則映射單元30此外還被輸送調(diào)制信號(hào)(圖中未示出)。根據(jù)調(diào)制信號(hào)的值，現(xiàn)在得到必要時(shí)被改變的目標(biāo)頻率值fRF以及由此根據(jù)等式(2)改變的FRAC值/INT值。由此，因數(shù)D和控制字dT的值也取決于調(diào)制信號(hào)。在上面提及的示例性的值和具有頻偏ΔF＝0.5MHz的二元(Zweistufigen)調(diào)制信號(hào)的情況下，通常只是FRAC值根據(jù)調(diào)制信號(hào)的當(dāng)前值而變化±1。該調(diào)制信號(hào)此外還可以被輸送給可變換地實(shí)施的環(huán)路濾波器，以便實(shí)現(xiàn)更快的起振。
在最簡單的一階(M＝1)Sigma-Delta調(diào)制器的情況下，被輸送了FRAC值的Sigma-Delta調(diào)制器28求得一個(gè)二進(jìn)制值(零和1)的序列cy，其相對(duì)的頻度反映了FRAC/RES的值。借助RES和fREF的上述示例性的值，值FRAC＝16例如導(dǎo)致由值零和1組成的序列cy，這些值零和1的數(shù)目是一致的，其中值FRAC＝16根據(jù)等式(2)代表著頻率偏移為16*fREF/RES＝16*0.5MHz＝8MHz。與此類似，F(xiàn)RAC值0或31導(dǎo)致這樣的序列cy，其零值相應(yīng)于消失的頻率偏移，或者導(dǎo)致這樣的序列cy，其1值相應(yīng)于頻率偏移為31*0.5MHz＝15.5MHz。
替代二元的具有二進(jìn)制值的序列，借助二階或更高階(M≥2)的Sigma-Delta調(diào)制器也可以生成更多元的(hherstufige)、例如具有在-1和2(對(duì)于M＝2)之間的整數(shù)值的序列cy。在根據(jù)本發(fā)明的PLL頻率發(fā)生器20的第一實(shí)施例中(該實(shí)施例隨后將參照?qǐng)D3進(jìn)一步闡述)，Sigma-Delta調(diào)制器28具有M≥2的階數(shù)，在第二實(shí)施例中(該實(shí)施例隨后將參照?qǐng)D4詳細(xì)描述)，其具有M＝1的階數(shù)。Sigma-Delta調(diào)制器28的輸出信號(hào)在兩種情況中都被稱為第一溢出信號(hào)cy。
在加法器29中，由Sigma-Delta調(diào)制器28生成的cy值最終被加到INT值上，并且該加和值INT+cy作為時(shí)變的因數(shù)D被輸送給可變換的分頻器25。借助該時(shí)變的因數(shù)D，分頻器25實(shí)現(xiàn)了所需的分頻，其中所述時(shí)變的因數(shù)D在時(shí)間平均上相應(yīng)于方程(2)中的因子INT+FRAC/RES。
通過時(shí)變的因數(shù)D＝INT+cy的分頻引起了附加的時(shí)變相位誤差，該相位誤差通過可變換的延遲單元26而被瞬時(shí)補(bǔ)償，其方式是控制單元27根據(jù)本發(fā)明確定控制字dT并且輸送給延遲單元26的控制輸入端?？刂谱謉T取決于至少一個(gè)由Sigma-Delta調(diào)制器28提供的信號(hào)。在此涉及哪個(gè)信號(hào)或哪些信號(hào)將在下文參照附圖3和4進(jìn)一步闡述。
借助Sigma-Delta調(diào)制器，在VCO輸出信號(hào)的頻譜的干擾分量中的相對(duì)靠近該目標(biāo)頻率的譜線可以被非常有效地抑制，使得在有用頻率范圍中得到特別高的信噪比。此外，Sigma-Delta調(diào)制器還抑制了通過延遲單元26的可能的非線性性引起的干擾，當(dāng)比值FRAC/RES取接近零或1的值時(shí)，這則是特別有利的。
圖3示出了根據(jù)本發(fā)明的PLL頻率發(fā)生器的第一實(shí)施例的控制單元27的框圖。Sigma-Delta調(diào)制器、加法器、映射單元和dT確定單元在圖3中又以參考標(biāo)號(hào)28-31標(biāo)記。在圖3中，Sigma-Delta調(diào)制器28具有2或更高(M≥2)的階數(shù)。
Sigma-Delta調(diào)制器28具有在輸入側(cè)的累加器(ACC1)34和一個(gè)連接在后面接的分析單元(EVAL)35。例如5Bit寬的累加器34將Sigma-Delta調(diào)制器的輸入信號(hào)FRAC的值累加，并且以一個(gè)累加信號(hào)acc1提供被累加的值以及以一個(gè)第二溢出信號(hào)cy1提供一個(gè)表明溢出的“進(jìn)位(carry)”值。分析單元35由被累加的信號(hào)acc1和第二溢出信號(hào)cy1導(dǎo)出第一溢出信號(hào)cy，并且將其作為Sigma-Delta調(diào)制器的輸出信號(hào)不僅提供給加法器29還提供給dT確定單元31。視Sigma-Delta調(diào)制器的階數(shù)而定，分析單元包含多個(gè)另外的累加器以及附加的邏輯電路/組合電路(Kombinatorik)。Sigma-Delta調(diào)制器的輸出信號(hào)cy在此相應(yīng)于不同累加器的溢出信號(hào)的組合。
控制字的計(jì)算基于以下的認(rèn)識(shí)時(shí)變的相位誤差在時(shí)間上的變化與累加器34的內(nèi)容的變化成比例。因此為了確定控制字dT，必須考慮瞬時(shí)存儲(chǔ)和當(dāng)前的累加器內(nèi)容。
dT確定單元31具有以下串聯(lián)的單元一個(gè)第一加法器/減法器32，一個(gè)第二加法器/減法器33，一個(gè)第三加法器/減法器36和一個(gè)鎖存器37。在輸入側(cè)與Sigma-Delta調(diào)制器28的累加器34和分析單元35相連的第一加法器/減法器32將第二溢出信號(hào)cy1的值從第一溢出信號(hào)cy的值中減去，并且在其輸出端提供第一差信號(hào)Δc＝cy-cy1。在輸入側(cè)與累加器34和第一加法器/減法器32相連的第二加法器/減法器33將第一差信號(hào)Δc的值從被累加的信號(hào)acc1的值中減去，并且在其輸出端提供第二差信號(hào)Δac＝acc1-Δc＝acc1-(cy-cy1)＝acc1-cy+cy1 (3)
代替分別具有兩個(gè)輸入端的兩個(gè)加法器/減法器32、33，也可以設(shè)置具有用于信號(hào)cy、cy1和acc1的三個(gè)輸入端的唯一的加法器/減法器，以計(jì)算Δac值。
Δac值不但被儲(chǔ)存在累加器34中，而且也被用于確定控制字dT。在輸入側(cè)與第二加法器/減法器33相連的第三加法器/減法器36將一個(gè)恒定的正偏移off加到Δac值上，并且在其輸出端提供加和值Δac+off。這保證了當(dāng)一個(gè)或多個(gè)沒有偏移校正的Δac值導(dǎo)致負(fù)的延遲時(shí)間ΔT時(shí)，總的控制字dT于是仍然相應(yīng)于正的延遲時(shí)間ΔT。加和值Δac+off最終被輸送給在輸入側(cè)與第三加法器/減法器36相連的鎖存器37，該鎖存器在其輸出端提供控制字dT(比特寬度例如為7Bit)并且優(yōu)選地以被延遲的信號(hào)xT提供時(shí)鐘。通過這種方式，總是與該被延遲的信號(hào)xT的邊沿在時(shí)間上一致地提供了控制字dT，例如與xT的各個(gè)上升沿在時(shí)間上一致。通過這種方式，能夠?qū)崿F(xiàn)時(shí)變的相位誤差的最優(yōu)的瞬時(shí)校正。替代地，鎖存器37可以用被分頻的信號(hào)xDIV來提供時(shí)鐘。
在圖3中示出的控制單元27確定控制字dT，亦即根據(jù)被累加的信號(hào)acc1以及溢出信號(hào)cy、cy1(或者它們的差信號(hào)Δc)、即根據(jù)一共三個(gè)由Sigma-Delta調(diào)制器提供的信號(hào)來確定這些控制字dT，并且為延遲單元26提供這些控制字dT(參見圖2)。如已經(jīng)參照?qǐng)D2所闡述的那樣，控制單元27除了提供控制字dT之外，優(yōu)選地還根據(jù)至少一個(gè)由Sigma-Delta調(diào)制器提供的信號(hào)、即溢出信號(hào)cy或者被累加的信號(hào)acc1和溢出信號(hào)cy1來確定可調(diào)節(jié)的因數(shù)D的值。
由于特別有效地抑制干擾頻譜的相對(duì)接近目標(biāo)頻率的譜線，參照?qǐng)D2和3所描述的根據(jù)本發(fā)明的PLL頻率發(fā)生器的第一實(shí)施例在簡單的可實(shí)施性和低能耗的情況下，具有特別高的工作效率(高的信噪比)。
在一種特別優(yōu)選的實(shí)施形式中，Sigma-Delta調(diào)制器28具有階數(shù)為2(M＝2)。該實(shí)施形式在非常簡單的可實(shí)施性和非常低的能耗的情況下，具有高的工作效率。本申請(qǐng)人的通過測(cè)量證實(shí)的仿真已經(jīng)得出，在這種情況下，干擾調(diào)制被抑制超過30dB。
圖4示出了根據(jù)本發(fā)明的PLL頻率發(fā)生器的第二實(shí)施例的控制單元27的框圖。Sigma-Delta調(diào)制器、加法器、映射單元、dT確定單元、累加器和鎖存器在圖4中又以參考標(biāo)號(hào)28-31、34或37標(biāo)記。在圖4中，Sigma-Delta調(diào)制器28具有的階數(shù)為1(M＝1)。
在一階Sigma-Delta調(diào)制器的情況下，第一溢出信號(hào)cy與根據(jù)圖3的第二溢出信號(hào)cy1是一致的，這樣省去了圖3中的分析單元35，并且根據(jù)圖4例如5Bit寬的累加器34除了提供被累加的信號(hào)acc1外現(xiàn)在也直接提供Sigma-Delta調(diào)制器28的輸出信號(hào)cy。在溢出信號(hào)cy、cy1一致的情況下，此外還得到消失的第一差信號(hào)Δc＝cy-cy1＝0，這樣在圖4中，省去了圖3中的第一和第二加法器/減法器32、33。因?yàn)楸焕奂拥男盘?hào)acc1的值本身不會(huì)導(dǎo)致負(fù)的延遲時(shí)間ΔT，所以也省略了圖3中的第三加法器/減法器36，使得每個(gè)控制字dT直接由被累加的信號(hào)acc1的相應(yīng)值或由累加器34的當(dāng)前內(nèi)容得到。這樣，累加器以其內(nèi)容(acc1)直接代表了由于分?jǐn)?shù)N劃分而導(dǎo)致的當(dāng)前相位誤差，并且用其溢出信號(hào)代表相位誤差的斜率。
確定單元31由此僅僅具有一個(gè)在輸入側(cè)與累加器34相連的、并且優(yōu)選地由被延遲的信號(hào)xT來提供時(shí)鐘的鎖存器37。被輸送了該被累加的信號(hào)acc1的鎖存器37在其輸出端提供控制字dT(比特寬度例如為5Bit)。通過這種方式，控制字dT優(yōu)選地分別與被延遲的信號(hào)xT的一個(gè)邊沿在時(shí)間上一致地被提供，例如分別與xT的一個(gè)上升沿一致。由此能夠?qū)崿F(xiàn)時(shí)變的相位誤差的優(yōu)化的瞬時(shí)的校正。替代地，鎖存器37可由被分頻的信號(hào)xDIV來提供時(shí)鐘。
由此控制單元27根據(jù)僅僅一個(gè)由Sigma-Delta調(diào)制器提供的信號(hào)、即根據(jù)被累加的信號(hào)acc1來確定這些控制字dT，并且提供這些控制字dT用于延遲單元26(參見圖2)?？刂谱謉T的值在此分別直接與該被累加的信號(hào)acc1的一個(gè)值一致。優(yōu)選的是，圖4中控制單元27的可調(diào)節(jié)的因數(shù)D的這些值也根據(jù)至少一個(gè)由Sigma-Delta調(diào)制器28所提供的信號(hào)來確定，即根據(jù)溢出信號(hào)(輸出信號(hào))cy來確定。
從圖4中可以看到，對(duì)于本發(fā)明，在最簡單的情況下為了確定控制字dT的值，一個(gè)累加器(34)已經(jīng)足夠，該累加器通常為了確定因數(shù)值總歸是需要的。
本發(fā)明的PLL頻率發(fā)生器的參照?qǐng)D2和4所描述的第二實(shí)施例可以特別簡單地實(shí)施并且在工作中特別節(jié)能。
雖然本發(fā)明在前面已借助實(shí)施例來描述，然而并不局限于此，而是可以用多種方式來改進(jìn)。這樣本發(fā)明例如既不局限于WPAN本身，也不局限于根據(jù)IEEE 802.15.4的WPAN或者那里詳細(xì)說明的頻帶、目標(biāo)頻率值、頻譜屏蔽等等。本發(fā)明也不局限于確定的參考頻率、頻率分辨率、確定的結(jié)構(gòu)或確定的Sigma-Delta調(diào)制器階數(shù)，或者PLL的、延遲單元的、分頻器的或控制單元的確定的結(jié)構(gòu)。本發(fā)明而是可以有利地被用于各種無線或受制于線的通信系統(tǒng)中。
參考標(biāo)號(hào)表10 根據(jù)IEEE 802.15.4的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)/WPAN11-13 發(fā)送/接收裝置14 天線15 發(fā)送/接收單元(收發(fā)機(jī)，TRX)16 監(jiān)控單元(CTRL)20 PLL頻率發(fā)生器21 參考振蕩器22 相位(差)檢波器/電荷泵(PD/CP)23 環(huán)路濾波器(loop filter，LF)
24壓控振蕩器(VCO)25可變換的分頻器(DIV)26可變換的延遲單元(DEL)27控制單元28Sigma-Delta調(diào)制器(∑Δ)29加法器30映射單元(MAP)31確定單元(DET)32第一加法器/減法器33第二加法器/減法器34累加器35分析單元36第三加法器/減法器37鎖存器ACC1 累加器CTRL 控制單元DEL 可變換的延遲單元DET 用于確定dT的確定單元DIV 可變換的分頻器；多模分頻器EVAL 分析單元ISM 工業(yè)、科研、醫(yī)療(2.4GHz附近的頻帶)LF環(huán)路濾波器(Schleifenfilter)MAP 映射單元MMD 多模分頻器(multi modulus divider)PD/CP 相位檢波器/電荷泵(charge pump)
PLL 鎖相環(huán)PN偽噪聲QPSK 四相相移鍵控TRX 發(fā)送/接收單元，收發(fā)機(jī)VCO 壓控振蕩器(spannungsgesteuerter Oszillator)WPAN 無線個(gè)人局域網(wǎng)Δac 第二差信號(hào)Δc 第一差信號(hào)ΔT 延遲時(shí)間∑Δ Sigma-Delta調(diào)制器acc1 累加的信號(hào)CHISM頻帶中所希望的信道的指數(shù)cy第一溢出信號(hào)cy1 第二溢出信號(hào)D 在分頻中的因數(shù)dT控制字fc碼片時(shí)鐘fDIV 被分頻的信號(hào)xDIV的頻率FRAC 因數(shù)D的“有理分?jǐn)?shù)的”部分fREF 參考信號(hào)xREF的頻率fRF 目標(biāo)頻率，輸出信號(hào)yRF的頻率iCP 電荷泵的確定的電流INT 因數(shù)D的整數(shù)部分M Sigma-Delta調(diào)制器的階數(shù)off 偏移
t0 基本延遲ts 延遲的間距vt 控制電壓xDIV 被分頻的信號(hào)xREF 參考信號(hào)xT 被延遲的信號(hào)yRF VCO或PLL頻率發(fā)生器的輸出信號(hào)
權(quán)利要求
1.PLL頻率發(fā)生器(20)，用于生成具有一個(gè)可調(diào)節(jié)的目標(biāo)頻率(fRF)的輸出信號(hào)(yRF)，該P(yáng)LL頻率發(fā)生器包括a)一個(gè)壓控振蕩器(24)，用于生成該輸出信號(hào)(yRF)，b)一個(gè)與該壓控振蕩器(24)相連接的可變換的分頻器(25)，該分頻器被構(gòu)造用于由該輸出信號(hào)(yRF)導(dǎo)出一個(gè)被分頻的信號(hào)(xDIV)，該被分頻的信號(hào)的瞬時(shí)頻率(fDIV)取決于一個(gè)可調(diào)節(jié)的因數(shù)(D)的一個(gè)值，c)一個(gè)與該分頻器(25)相連接的可變換的延遲單元(26)，該延遲單元被構(gòu)造用于形成一個(gè)被延遲的信號(hào)(xT)，其方式是將該被分頻的信號(hào)(xDIV)延遲一些分別取決于一個(gè)控制字(dT)的延遲時(shí)間(ΔT)，d)一個(gè)與該可變換的延遲單元(26)相連接的控制單元(27)，該控制單元被構(gòu)造用于確定這些控制字(dT)，其特征在于，e)該控制單元(27)具有一個(gè)Sigma-Delta調(diào)制器(28)并且被構(gòu)造用于根據(jù)至少一個(gè)由該Sigma-Delta調(diào)制器提供的信號(hào)(acc1，cy，cy1)來確定這些控制字(dT)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的PLL頻率發(fā)生器，其特征在于，該控制單元(27)與該分頻器(25)相連接并且被構(gòu)造用于根據(jù)至少一個(gè)由該Sigma-Delta調(diào)制器(28)提供的信號(hào)(acc1，cy，cy1)來確定該可調(diào)節(jié)的因數(shù)(D)的這些值。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的PLL頻率發(fā)生器，其特征在于，a)該Sigma-Delta調(diào)制器(28)具有一個(gè)累加器(34)，該累加器被構(gòu)造用于累加該Sigma-Delta調(diào)制器的一個(gè)輸入信號(hào)(FRAC)并且用于提供一個(gè)被累加的信號(hào)(acc1)，b)該控制單元(27)被構(gòu)造用于根據(jù)該被累加的信號(hào)(acc1)來確定這些控制字(dT)。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的PLL頻率發(fā)生器，其特征在于，a)該累加器(34)被構(gòu)造用于提供一個(gè)溢出信號(hào)(cy1；cy)，b)該控制單元(27)被構(gòu)造用于根據(jù)該溢出信號(hào)(cy1；cy)來確定該可調(diào)節(jié)的因數(shù)(D)的這些值。
5.根據(jù)權(quán)利要求3或4所述的PLL頻率發(fā)生器，其特征在于，該控制單元(27)具有一階的Sigma-Delta調(diào)制器(28)，并且該控制單元被構(gòu)造這樣地確定這些控制字(dT)，使得每個(gè)控制字都與該被累加的信號(hào)(acc1)的一個(gè)值一致。
6.根據(jù)權(quán)利要求3或4所述的PLL頻率發(fā)生器，其特征在于，a)該控制單元(27)具有二階或更高階的Sigma-Delta調(diào)制器(28)，該Sigma-Delta調(diào)制器被構(gòu)造來提供一個(gè)第一溢出信號(hào)(cy)和一個(gè)第二溢出信號(hào)(cy1)，b)該控制單元(27)被構(gòu)造用于根據(jù)該第一和第二溢出信號(hào)(cy，cy1)來確定這些控制字(dT)。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的PLL頻率發(fā)生器，其特征在于，該控制單元(27)被構(gòu)造用于根據(jù)一個(gè)由該第一溢出信號(hào)(cy)和該第二溢出信號(hào)(cy1)的第一差信號(hào)(Δc)來確定這些控制字(dT)。
8.根據(jù)權(quán)利要求7的PLL頻率發(fā)生器，其特征在于，該控制單元(27)被構(gòu)造用于根據(jù)一個(gè)由該被累加的信號(hào)(acc1)和該第一差信號(hào)(Δc)的第二差信號(hào)(Δac)確定這些控制字(dT)。
9.根據(jù)權(quán)利要求8的PLL頻率發(fā)生器，其特征在于，該控制單元(27)被構(gòu)造用于將該第二差信號(hào)(Δac)的值儲(chǔ)存在該累加器(34)中。
10.根據(jù)權(quán)利要求8或9的PLL頻率發(fā)生器，其特征在于，除了一個(gè)偏移值(off)外，每個(gè)控制字(dT)都與該第二差信號(hào)(Δac)的一個(gè)值一致。
11.根據(jù)權(quán)利要求6至10之一的PLL頻率發(fā)生器，其特征在于，該控制單元(27)為了確定這些控制字(dT)而具有一個(gè)與該Sigma-Delta調(diào)制器(28)以及該可變換的延遲單元(26)相連接的、具有至少一個(gè)加法器/減法器(32，33，36)的確定單元(31)。
12.根據(jù)權(quán)利要求6至11之一的PLL頻率發(fā)生器，其特征在于，設(shè)置有一個(gè)二階的Sigma-Delta調(diào)制器(28)。
13.根據(jù)上述權(quán)利要求之一的PLL頻率發(fā)生器，其特征在于，該控制單元(27)被構(gòu)造用于根據(jù)該被延遲的信號(hào)(xT)來提供這些控制字(dT)。
14.根據(jù)權(quán)利要求13的PLL頻率發(fā)生器，其特征在于，該控制單元(27)被構(gòu)造，用于分別與該被延遲的信號(hào)(xT)的一個(gè)邊沿在時(shí)間上一致地提供這些控制字(dT)。
15.根據(jù)權(quán)利要求13或14的PLL頻率發(fā)生器，其特征在于，該控制單元(27)為了提供這些控制字(dT)而具有一個(gè)由該被延遲的信號(hào)(xT)來提供時(shí)鐘的鎖存器(37)。
16.根據(jù)上述權(quán)利要求之一的PLL頻率發(fā)生器，其特征在于，a)該壓控振蕩器(24)根據(jù)一個(gè)控制電壓(vt)生成該輸出信號(hào)(yRF)，并且b)該P(yáng)LL頻率發(fā)生器具有一個(gè)與該可變換的延遲單元(26)相連接的相位檢波器(22)，該相位檢波器被構(gòu)造用于確定在一個(gè)參考信號(hào)(xREF)和該被延遲的信號(hào)(xT)之間的相位差，并且提供該相位差用于形成該控制電壓(vt)。
17.根據(jù)權(quán)利要求16的PLL頻率發(fā)生器，其特征在于，設(shè)置有一個(gè)與該相位檢波器(22)和該壓控振蕩器(24)相連接的環(huán)路濾波器(23)，該環(huán)路濾波器被構(gòu)造用于形成該控制電壓(vt)。
18.發(fā)送/接收裝置(11-13)，特別是用于根據(jù)IEEE標(biāo)準(zhǔn)802.15.4的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)(10)，該發(fā)送/接收裝置包含一個(gè)天線(14)以及一個(gè)與該天線相連接的發(fā)送/接收單元(15)，用于特別是根據(jù)IEEE802.15.4發(fā)送和接收數(shù)據(jù)，具有根據(jù)權(quán)利要求1至17之一的PLL頻率發(fā)生器(20)。
19.集成電路，特別是用于根據(jù)權(quán)利要求18的發(fā)送/接收裝置，具有根據(jù)權(quán)利要求1至17之一的PLL頻率發(fā)生器(20)。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種PLL頻率發(fā)生器，用于生成具有可調(diào)整的目標(biāo)頻率的輸出信號(hào)，包括a)壓控振蕩器，用于生成輸出信號(hào)，b)與壓控振蕩器相連的可變換的分頻器，其被構(gòu)造用于由輸出信號(hào)導(dǎo)出被分頻的信號(hào)，該信號(hào)的瞬時(shí)頻率取決于可調(diào)整的因數(shù)的值，c)與分頻器相連的可變換的延遲單元，其被構(gòu)造來形成延遲的信號(hào)，其方式是將被分頻的信號(hào)延遲分別取決于控制字的延遲時(shí)間，以及d)與可變換的延遲單元相連的控制單元，其被構(gòu)造來確定控制字。根據(jù)本發(fā)明，控制單元具有Sigma－Delta調(diào)制器，并且被構(gòu)造用于根據(jù)至少一個(gè)由Sigma－Delta調(diào)制器提供的信號(hào)來確定控制字。
文檔編號(hào)H03L7/08GK1983820SQ20061016901
公開日2007年6月20日 申請(qǐng)日期2006年12月15日 優(yōu)先權(quán)日2005年12月17日
發(fā)明者薩沙·拜爾, 羅爾夫·耶內(nèi) 申請(qǐng)人:Atmel德國有限公司