專利名稱：使用不對稱功率驅(qū)動的功率放大裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種高效和線性的功率放大裝置；并且，尤其涉及一種使用不對稱功率驅(qū)動的功率放大裝置，其使用了微波Doherty(多赫爾蒂)放大器。
背景技術(shù)：
如本領(lǐng)域所熟知的，多赫爾蒂功率放大器具有通過使用四分之一波(λ/4線)變換器并聯(lián)的載波放大器和峰值放大器的結(jié)構(gòu)。此外，多赫爾蒂放大器通過對稱功率驅(qū)動方法驅(qū)動，其中峰值放大器通過隨著功率電平的上升增加從峰值放大器施加給負(fù)載的電流量而控制載波放大器的負(fù)載阻抗，從而提高了效率。
微波多赫爾蒂放大器已經(jīng)使用在廣播裝置的調(diào)幅(AM)發(fā)射器中，該發(fā)射器使用高功率低頻(LF)真空管或中頻(MF)真空管。已經(jīng)有各種建議以固態(tài)器件來實(shí)現(xiàn)微波多赫爾蒂放大器而不使用真空管，并且已經(jīng)進(jìn)行了眾多的研究來實(shí)現(xiàn)這些建議。
使用不對稱功率驅(qū)動方法的多赫爾蒂放大器已經(jīng)實(shí)現(xiàn)了較高效率和線性。尤其，在用于移動通信的基站和手機(jī)使用的多赫爾蒂放大器通過使用大約相同尺寸的固態(tài)器件、相同的輸入和輸出匹配電路和輸入功率驅(qū)動來實(shí)現(xiàn)。在這種情況下，載波放大器偏壓為AB類，且峰值放大器偏壓為C類。因?yàn)榉逯捣糯笃骶哂斜容d波放大器的偏壓更低的偏壓，使得取決于功率電平，峰值放大器的電流電平總比載波放大器的電流電平低是有問題的。


圖1示出了根據(jù)每個(gè)偏壓電平的電流分量的幅值，即，導(dǎo)通角(conduction angle)。如圖1所示，在低電平偏壓的峰值放大器的基波電流分量振幅比載波放大器的振幅低。偏壓點(diǎn)是AB類的載波放大器具有從π到2π的導(dǎo)通角，因此，在最大輸入功率具有從0.5到0.536的基波電流分量的振幅范圍。同時(shí)，在C類運(yùn)行的峰值放大器具有從0到π的導(dǎo)通角，并且因此，具有從0到0.5的基波電流分量的振幅范圍。因此，峰值放大器的基波電流分量沒有達(dá)到載波放大器的基波電流分量。結(jié)果，發(fā)生了負(fù)載調(diào)制(電流源前端的負(fù)載阻抗隨著從電流源產(chǎn)生的電流幅值而變化的現(xiàn)象)，并且進(jìn)一步在多赫爾蒂運(yùn)行中引起了嚴(yán)重的問題。
此外，如將在下文描述的圖9A所示，由于峰值放大器較低的偏壓級，僅當(dāng)其驅(qū)動電壓等于獲高于一定電平的時(shí)候才檢測峰值放大器的基波電流分量。
因此，如果載波放大器以最大輸入功率驅(qū)動，峰值放大器的基波電流分量電平就低于載波放大器的基波電流分量電平，并且此外，峰值放大器沒有以所需的最大輸入功率驅(qū)動，從而產(chǎn)生了非常低的基波電流。結(jié)果，多赫爾蒂放大器不能產(chǎn)生期望的最大輸出功率。
為了克服上述問題，已經(jīng)公開了這樣的研究成果，其關(guān)于在最大輸出功率方面有顯著改進(jìn)的典型多赫爾蒂放大器，同時(shí)通過使用包絡(luò)跟蹤(envelope tracking)設(shè)備或輸入功率跟蹤設(shè)備保持其高效。此外，進(jìn)行了在微波帶寬真正實(shí)現(xiàn)多赫爾蒂放大器的各種研究，并且它們中的一個(gè)如圖2所示。
圖2所示的多赫爾蒂放大器包括并聯(lián)的載波放大器204和峰值放大器206；用于給載波放大器204和峰值放大器206提供相同功率的功率分配器200；用于在載波放大器204和峰值放大器206之間使得相位同步的傳輸線202；通過當(dāng)峰值放大器206不運(yùn)行的時(shí)候增加阻抗輸出以產(chǎn)生適當(dāng)負(fù)荷調(diào)制的偏移線(offset line)208；以及用于執(zhí)行多赫爾蒂運(yùn)行的四分之一波傳輸線210。
如圖2所示的多赫爾蒂放大器以這樣一種方式實(shí)現(xiàn)，其中載波放大器和峰值放大器具有相同的輸入/輸出匹配電路并產(chǎn)生相同的輸出，從而通過每個(gè)多赫爾蒂放大器產(chǎn)生最大輸出。此外，通過繼續(xù)提供輸出匹配電路，以及，依次提供在載波放大器和峰值放大器中晶體管輸出端的偏移線208，就能使得無阻抗部分(imaginary part)和真實(shí)部分匹配，從而實(shí)現(xiàn)了多赫爾蒂運(yùn)行同時(shí)達(dá)到最大輸出功率。(參見2002年12月的Microwave Journal，卷44，No.12，第20-36頁的Y.Yang等人的“運(yùn)用新負(fù)荷匹配技術(shù)實(shí)現(xiàn)微波多赫爾蒂放大器線性和效率的最佳設(shè)計(jì)(Optimum design for linearity and efficiency of microwaveDoherty Amplifier using a new load matching technique)”)此外，圖3提供了N-通道多赫爾蒂放大器，其具有實(shí)現(xiàn)效率和線性的最佳設(shè)計(jì)同時(shí)改進(jìn)了常規(guī)的多赫爾蒂放大器。(參見2003年3月的IEEE論文微波理論和技術(shù)，卷51，No.3，第986-993頁的Y.Yang等人的“完全匹配的、具有優(yōu)化線性的N通道多赫爾蒂放大器(A fullymatched N-way Doherty Amplifier with optimized linearity)”)不像圖2所示的結(jié)構(gòu)，圖3中的N-通道多赫爾蒂放大器以單個(gè)載波放大器302和(N-1)個(gè)峰值放大器304來執(zhí)行多赫爾蒂操作。此外，N-通道多赫爾蒂分解器300用于將相同輸入輸送到單個(gè)載波放大器302和峰值放大器304中。
圖4表示用于從與通常多赫爾蒂放大器對比低的多的功率電平逐漸得到高效率的N-級多赫爾蒂放大器(參見2003年10月的EuMCDigest 2003，卷3，第1337-1340頁的N.Srirattana等人的“用于WCDMA的高效多級多赫爾蒂放大器的分析和設(shè)計(jì)(Analysis anddesign of a high efficiency multistage Doherty amplifier forWCDMA)”)。如圖4所示的多赫爾蒂放大器具有N-通道功率分配器400，用于通過將相同輸入輸送到單個(gè)載波放大器402和(N-1)個(gè)峰值放大器404中來執(zhí)行多赫爾蒂操作。
下文是多赫爾蒂放大器的簡要說明。首先，打開載波放大器402，然后，將第一峰值放大器PA1打開，以執(zhí)行多赫爾蒂操作。其后，載波放大器402和第一峰值放大器PA1充當(dāng)載波放大器同時(shí)第二峰值放大器PA2充當(dāng)峰值放大器，從而一起執(zhí)行多赫爾蒂操作。執(zhí)行這樣的操作一直到最后一個(gè)峰值放大器PAN-1。如上所述，隨著逐漸和連續(xù)地執(zhí)行多赫爾蒂操作，能夠從非常低的功率電平得到最大效率。此外，通過中間功率電平反復(fù)得到最大的效率也是有可能的，從而能通過全功率電平得到高效率。
同時(shí)，為了解決當(dāng)通過使用固態(tài)器件實(shí)現(xiàn)多赫爾蒂放大器時(shí)由于低偏壓使得多赫爾蒂不能產(chǎn)生最大功率輸出的問題，已經(jīng)提出了一種使用包絡(luò)跟蹤器件的多赫爾蒂放大器(參見2003年9月的IEEEMicrowave and Wireless Components Letters，卷13，N0.9的Y.Yang等人的“使用包絡(luò)跟蹤技術(shù)用于實(shí)現(xiàn)高效和線性的微波多赫爾蒂放大器(A Microwave Doherty Amplifier Employing Envelope TrackingTechnique for High Efficiency and Linearity)”，以及參見2003年6月的IEEE MTT-S Int.Microwave Sympo.卷1，第81-84頁的J.Cha等人的“具有負(fù)荷-調(diào)制綜合配置高效和線性的自適應(yīng)偏壓控制功率放大器(An Adaptive Bias Controlled Power Amplifier with a Load-modulatedCombining Scheme for High Efficiency and Linearity)”)。
然而，即使在已提出的多赫爾蒂放大器中，為了得到改進(jìn)的線性和最大輸出，仍然需要用于控制峰值功率放大器和載波功率放大器功率電平的附加器件。

發(fā)明內(nèi)容
因此本發(fā)明的目的是提供一種使用非對稱功率驅(qū)動的多赫爾蒂放大器，從而得到最佳線性同時(shí)保持高效率。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種使用多赫爾蒂放大器的功率放大裝置。
根據(jù)本發(fā)明的一方面，提供一種功率放大裝置，其包括并聯(lián)連接的載波放大器和峰值放大器；以及使用不對稱功率驅(qū)動來驅(qū)動載波放大器和峰值放大器的不對稱功率驅(qū)動裝置。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種功率放大裝置，其包括具有N個(gè)并聯(lián)連接的放大器的多赫爾蒂放大器，其中該N個(gè)放大器包括單個(gè)載波放大器和(N-1)個(gè)峰值放大器；使用不對稱功率驅(qū)動來驅(qū)動N個(gè)放大器的不對稱功率驅(qū)動裝置；連接到多赫爾蒂放大器輸出端的多赫爾蒂網(wǎng)絡(luò)，用于控制放大裝置的負(fù)荷阻抗以得到多赫爾蒂放大器的負(fù)荷調(diào)制。
根據(jù)本發(fā)明的又一方面，提供一種多赫爾蒂功率放大器，其包括并聯(lián)連接的載波放大器和一個(gè)或多個(gè)峰值放大器，每一個(gè)具有輸入和輸出匹配電路，其中以為了適當(dāng)功率匹配而減小載波放大器和峰值放大器的負(fù)荷阻抗的方式，使得載波放大器和峰值放大器中的輸入和輸出匹配電路制成彼此有差別。
附圖簡述結(jié)合附圖參考下面優(yōu)選實(shí)施例的描述，本發(fā)明的上述和其他目的和特征將變得顯而易見，其中圖1示出了對比傳統(tǒng)多赫爾蒂放大器中載波放大器和峰值放大器之間基波電流分量的圖表；圖2示出了傳統(tǒng)多赫爾蒂放大器的方框圖；圖3示出了使用對稱功率驅(qū)動器的傳統(tǒng)N通道多赫爾蒂功率放大裝置的方框圖；圖4示出了使用對稱功率驅(qū)動器的傳統(tǒng)N級多赫爾蒂功率放大裝置的方框圖；圖5提供了根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例的使用不對稱功率驅(qū)動的N通道(N＝2)功率放大裝置的示例性方框圖；圖6表示根據(jù)本發(fā)明的另一優(yōu)選實(shí)施例的使用不對稱功率驅(qū)動的N通道(其中N是大于或等于2的正整數(shù))功率放大裝置的方框圖；圖7表示根據(jù)本發(fā)明的又一優(yōu)選實(shí)施例的使用不對稱功率驅(qū)動的N級(其中N是大于或等于2的正整數(shù))功率放大裝置的方框圖；圖8所示的圖用于解釋根據(jù)本發(fā)明的多赫爾蒂功率放大器運(yùn)行的主要部分；圖9A所示的圖表用于對比圖3中的傳統(tǒng)多赫爾蒂功率放大裝置和圖6中新型功率放大裝置之間對于輸入功率電平的基波電流分量；圖9B的圖表示出了對于輸入功率電平的阻抗分布，以解釋在圖6中所示功率放大裝置中出現(xiàn)的負(fù)荷調(diào)制；圖10A的圖表以負(fù)荷線的形式示出圖9B的負(fù)荷阻抗；圖10B表示說明負(fù)荷線的圖表，其通過變換匹配電路從而得到圖9B的負(fù)荷阻抗的變化而實(shí)現(xiàn)，以從根據(jù)本發(fā)明的功率放大裝置得到最大輸出；圖11A是IM3電平和平均輸出之間的雙調(diào)(two tone)模擬圖；圖11B是IM3相位和平均輸出之間的雙調(diào)模擬圖；圖12提供了圖5和6所示的不對稱功率驅(qū)動器的詳細(xì)方框圖；圖13A示出了在根據(jù)本發(fā)明的功率放大裝置中使用的金屬氧化物半導(dǎo)體(MOS)器件；圖13B示出了在根據(jù)本發(fā)明的功率放大裝置中使用的基極結(jié)型晶體管(BJT)器件；圖14描述了根據(jù)本發(fā)明的具有偏壓控制器的功率放大裝置的框圖；圖15A描述了根據(jù)本發(fā)明所述的功率放大裝置的相鄰信道泄漏比(ACLR)和平均輸出功率之間的關(guān)聯(lián)圖；圖15B示出了根據(jù)本發(fā)明所述的功率放大裝置的漏極效率和平均輸出功率之間的關(guān)聯(lián)圖；圖16A是最佳匹配電路中的ACLR和平均輸出功率之間的關(guān)聯(lián)圖；以及圖16B示出了最佳匹配電路中的漏極效率和平均輸出功率之間的關(guān)聯(lián)圖。
發(fā)明詳述本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例將參考附圖在下文進(jìn)行描述。
圖5提供了根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例的使用不對稱功率驅(qū)動的N通道(在N＝2的情況下)功率放大裝置的方框圖。如圖5所示的功率放大裝置包括不對稱功率驅(qū)動器500、傳輸線502、并聯(lián)的載波放大器504和峰值放大器506、偏移線508、第一四分之一波傳輸線510和第二四分之一波傳輸線512。
載波放大器504和峰值放大器506一起形成了多赫爾蒂放大器。載波放大器504和峰值放大器506各自都具有相同的輸入和輸出匹配電路。
不對稱功率驅(qū)動器500對于載波放大器504和峰值放大器506執(zhí)行不對稱功率驅(qū)動。優(yōu)選地，供給峰值放大器506的功率比給載波放大器504的多。在這里，功率容量以“gm”來測量并且其單位是I/V。此外，功率容量也表示器件尺寸。
用不對稱的功率驅(qū)動器500，提供不對稱功率給載波放大器504和峰值放大器506，而不像常規(guī)方式一樣提供對稱功率給載波放大器504和峰值放大器506。不對稱功率驅(qū)動器500將參考附圖12進(jìn)行詳細(xì)描述。
傳輸線502用于同步在載波放大器504和峰值放大器506之間的相位。更具體的，傳輸線502使得載波放大器504和峰值放大器506的每一個(gè)具有相同的輸入/輸出匹配電路，從而每一個(gè)放大器都能以相同的特性阻抗輸出，例如，50Ohm，因此能夠從多赫爾蒂放大器產(chǎn)生最大的輸出。
或者，根據(jù)本發(fā)明的功率放大裝置也能夠以這樣一種方式實(shí)現(xiàn)，其中通過在載波放大器504和峰值放大器506中形成不同的輸入和輸出匹配電路從而從多赫爾蒂放大器得到最大的輸出。為了實(shí)現(xiàn)這些，載波放大器和峰值放大器的負(fù)荷阻抗必須適當(dāng)?shù)販p小以為了更好的線性和適當(dāng)?shù)墓β势ヅ?。尤其，因?yàn)榉逯捣糯笃鞯钠珘狐c(diǎn)低于載波放大器的偏壓點(diǎn)，所以峰值放大器的負(fù)荷阻抗必須比載波放大器的負(fù)荷阻抗減小的更多，如圖10B所示，從而得到更好的線性和更合適的功率匹配。
當(dāng)峰值放大器506不運(yùn)行的時(shí)候，偏移線508通過增加阻抗輸出而使得產(chǎn)生適當(dāng)?shù)呢?fù)荷調(diào)制。
第一四分之一波傳輸線510起到阻抗變換器的作用，從而實(shí)現(xiàn)多赫爾蒂操作。例如，第一四分之一波傳輸線510倒置(reverse)輸出為2R0，其中R0表示負(fù)荷阻抗。第二四分之一波傳輸線512將負(fù)荷阻抗從50Ohm改變到25Ohm。在這種情況下，因?yàn)楣β史糯笱b置是通過將單個(gè)載波放大器504和(N-1)個(gè)峰值放大器506并聯(lián)而形成的，因此相對于50Ohm的特性阻抗，其負(fù)荷阻抗可以被制成具有R0/N。例如，圖5示出了2通道功率放大裝置(即，N＝2)，因此，將提供第二四分之一波傳輸線512用于將負(fù)荷阻抗從50Ohm改變到25Ohm，其中第二四分之一波傳輸線512的特性阻抗能表示為(50×25)ohm.]]>如上所述，圖5所示的功率放大器是通過使用不對稱功率驅(qū)動器500來實(shí)現(xiàn)的，并且具有輸入/輸出匹配載波放大器和峰值放大器504和506的并聯(lián)連接結(jié)構(gòu)。在這種情況下，兩個(gè)放大器504和506的輸出端通過多赫爾蒂網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)，該網(wǎng)絡(luò)包含偏移線508和具有第一和第二四分之一波傳輸線510和512的四分之一波變換器(λ/4線)。
圖6圖示根據(jù)本發(fā)明另一優(yōu)選實(shí)施例的N通道(這里N是大于或等于2的整數(shù))功率放大裝置。N通道功率放大裝置包括N通道不對稱功率驅(qū)動器600、傳輸線模塊602、多赫爾蒂放大器604、偏移線606和第一以及第二四分之一波傳輸線608和610。
多赫爾蒂放大器604由包括單個(gè)載波放大器CA的放大器和(N-1)個(gè)峰值放大器PA1至PA(N-1)的N個(gè)放大器組成，其中每個(gè)放大器其中具有輸入和輸出匹配電路。
N通道不對稱功率驅(qū)動器600在載波放大器CA和(N-1)個(gè)峰值放大器PA1至PA(N-1)上分別執(zhí)行不對稱功率驅(qū)動。根據(jù)本發(fā)明，每一個(gè)施加到(N-1)個(gè)峰值放大器上的功率等于施加到載波放大器上的功率或比其大于一個(gè)特定值。在這方面，N通道不對稱功率驅(qū)動器600能夠使得該(N-1)個(gè)峰值放大器以不對稱功率驅(qū)動或?qū)ΨQ功率驅(qū)動。也就是說，相同的功率或單獨(dú)的功率能施加到每個(gè)峰值放大器上。
或者，也可以允許N通道不對稱功率驅(qū)動器600分別提供不同的輸入比率給峰值放大器中的輸入匹配電路。
此外，為了執(zhí)行不對稱功率驅(qū)動，還可以使得載波放大器和(N-1)個(gè)峰值放大器中的輸入/輸出匹配電路相同。或者，載波放大器和(N-1)個(gè)峰值放大器可以具有彼此不同的輸入輸出匹配電路，其中(N-1)個(gè)峰值放大器中的輸入和輸出匹配電路都具有相同或不同的結(jié)構(gòu)。
圖7描述了根據(jù)本發(fā)明又一優(yōu)選實(shí)施例的N級(其中N是大于或等于2的正整數(shù))功率放大裝置。N級功率放大裝置包括N級不對稱功率驅(qū)動器700、傳輸線702、多赫爾蒂放大器704、偏移線706、N個(gè)第一四分之一波傳輸線708和第二四分之一波傳輸線708和710。如圖6所示，多赫爾蒂放大器704由包括單個(gè)載波放大器CA和(N-1)個(gè)峰值放大器PA1至PA(N-1)的N個(gè)放大器組成，其中每一個(gè)載波放大器和峰值放大器其中都具有輸入和輸出匹配電路。
除了第一四分之一波傳輸線708具有串聯(lián)連接之外，圖7描述的實(shí)施例與圖6所示的基本相同。多赫爾蒂放大器以同圖4所示的功率放大器相似的形式逐漸執(zhí)行多赫爾蒂操作。就是說，載波放大器CA開啟然后第一峰值放大器PA1開啟，從而執(zhí)行多赫爾蒂操作。接著，載波放大器CA和第一峰值放大器PA1一起起到載波放大器的作用，并且此外，第二峰值放大器PA2起到峰值放大器的作用，從而執(zhí)行了多赫爾蒂操作。以這樣的結(jié)構(gòu)，能夠從更低的功率電平得到最大的效率，此外，也可能在中間電平得到最大效率，從而在整個(gè)功率范圍能夠得到高效率。
N級不對稱功率驅(qū)動器700在載波放大器CA和峰值放大器PA1至PA(N-1)上執(zhí)行對稱功率驅(qū)動。更具體的說，施加到(N-1)個(gè)峰值放大器上的功率比施加到載波放大器上的功率大一個(gè)特殊值。
或者，也可以允許N通道不對稱功率驅(qū)動器700提供具有不同的輸入比率的不對稱功率給峰值放大器中的輸入/輸出匹配電路。此外，載波放大器和(N-1)個(gè)峰值放大器可以具有相同的輸入/輸出匹配電路?；蛘撸d波放大器和每一峰值放大器能夠具有彼此不同的輸入/輸出匹配電路，其中峰值放大器中的輸入/輸出匹配電路能夠是相同或不同的。
同時(shí)，如圖1所示，輸入/輸出匹配載波放大器和峰值放大器各自具有偏壓為AB類和C類的偏壓點(diǎn)，并且因此，他們表現(xiàn)出在基波電流分量上的差異。此時(shí)，以C類偏壓的峰值放大器具有比載波放大器小的增益。因此，載波放大器達(dá)到它的最大基波電流電平的時(shí)候，峰值放大器沒有達(dá)到它的最大基波電流電平。該比率由σ表示為σ=II,CII,P·(1-K)]]>
等式.1其中I1，C和I1，P分別表示載波放大器和峰值放大器的基波電流分量；K表示峰值放大器開始導(dǎo)電的電壓部分；以及I1，P(1-K)表示峰值放大器在用于載波放大器的最大輸入驅(qū)動的基波電流電平。
圖8表示根據(jù)本發(fā)明的使用不對稱功率驅(qū)動的功率放大裝置的概念圖。
如圖8所示，載波放大器和峰值放大器分別表示為電流源IC和IP，其中載波放大器、峰值放大器和多赫爾蒂放大器的負(fù)荷阻抗分別表示為ZC、ZP和ZL。
首先，在低功率區(qū)域(0＜Vin＜K·Vin，max)，峰值放大器關(guān)閉，其導(dǎo)致了電流源IP的開啟狀態(tài)。因此，載波放大器取決于四分之一波傳輸線(＝λ/4線)和多赫爾蒂放大器的阻抗ZL而運(yùn)行。
此外，在高功率區(qū)域(K·Vin，max＜Vin＜Vin，max)，載波放大器和峰值放大器均運(yùn)行，因此放大器的負(fù)荷阻抗由電流源的各個(gè)函數(shù)確定，其如下面的等式2限定。
ZC=ZT2ZL,0<vi<K·Vin,maxZT2ZL·(1+IP/IC),K·Vin,msx<vin<Vin,max]]>ZP=∞,0<vin<K·Vin,maxZL(1+ICIP),K·Vin,max<Vin<vin,max]]>等式.2圖9A表示的圖用于對比根據(jù)傳統(tǒng)多赫爾蒂放大器和新型功率放大裝置之間輸入電壓電平的基波電流分量。分別通過功率驅(qū)動得到的用于載波放大器和峰值放大器的電流分量能用下面的等式3表示(這里，對稱的功率驅(qū)動放大器表示為“均勻”，其中不對稱的功率驅(qū)動放大器表示為“不均勻”)。
IP,even=I1,P=00<vin<K·Vin,maxI1,PVin,maxvin-K·I1,P,K·Vin,max<vin<Vin,max]]>IP,uneven=σI1,P=0,0<vin<K·Vin,maxσI1,PVin,maxvin-K·σI1,P,K·Vin,max<vin<Vin,max]]>等式.3其中K·Vin，jmax表示輸入電壓電平，其中C類的峰值放大器在低偏壓處觸發(fā)。
如圖9A所示，由于輸入功率增加，因此在電流源的基波電流分量增加。此時(shí)，如果輸入功率同等地施加給載波放大器和峰值放大器，載波放大器的基波電流分量達(dá)到最大電平，同時(shí)由于載波放大器和峰值放大器之間的偏壓差別，使得峰值放大器基波電流分量沒有達(dá)到最大電平。因此，如同在“均勻”模式(即，對稱功率驅(qū)動)中所示，這里出現(xiàn)了在基波電流分量中的偏差。
為了克服該問題，本發(fā)明使用一種“不均勻”模式(即，不對稱功率驅(qū)動)，從而依靠最大輸入功率來使得載波放大器和峰值放大器的基波電流分量相等。圖9B示出了根據(jù)圖9A的基波電流分量的負(fù)荷阻抗和輸入功率電平之間的聯(lián)系的圖。
如圖9B所示，在其中只有載波放大器運(yùn)行的低功率電平中，在不對稱功率驅(qū)動和對稱功率驅(qū)動下的負(fù)荷阻抗是相同的，即，100Ohm。換句話說，在低功率電平，只有載波放大器在負(fù)荷阻抗100Ohm的情況下運(yùn)行，其是50Ohm的2倍。因此，功率放大裝置被廣泛地應(yīng)用從而使得能夠在其最大功率的1/4相應(yīng)點(diǎn)能夠得到最大效率，這是可以通過負(fù)荷阻抗知道的。然而，在高的功率電平，當(dāng)峰值放大器正好開始運(yùn)行，負(fù)荷阻抗開始減小。
在使用對稱功率驅(qū)動的傳統(tǒng)放大器中，不能適當(dāng)?shù)爻霈F(xiàn)負(fù)荷調(diào)制，并且因此，載波放大器和峰值放大器在產(chǎn)生最大輸出的點(diǎn)具有遠(yuǎn)大于50Ohm的阻抗。換句話說，如圖9B所示，在高功率范圍，只有當(dāng)負(fù)荷阻抗從無窮大峰值阻抗變化到50Ohm時(shí)，才能得到最大多赫爾蒂放大器輸出。然而，在“對稱”模式不會執(zhí)行這樣的操作。另一方面，在使用根據(jù)本發(fā)明的不對稱功率驅(qū)動的放大器中，在達(dá)到最大輸出的點(diǎn)，載波放大器和峰值放大器具有50Ohm的阻抗。并且，同樣，在整個(gè)高功率區(qū)域，與使用對稱功率驅(qū)動的放大器的情況相比較，在低阻抗出現(xiàn)負(fù)荷調(diào)制。因此，根據(jù)本發(fā)明的使用不對稱功率驅(qū)動的功率放大器具高有線性同時(shí)保持了高效率，并且進(jìn)一步產(chǎn)生了所希望的最大功率輸出，從而提高了固態(tài)器件的整體用途。
圖10A以負(fù)荷線的形式示出了圖9B的負(fù)荷阻抗的變化。
圖10A的左圖示出了對稱功率驅(qū)動和不對稱功率驅(qū)動的負(fù)荷線，該負(fù)荷線是在峰值放大器在低功率電平剛開啟的時(shí)候得到的。負(fù)荷線基本和圖9B所示的相同。也就是說，在低功率電平，在“不對稱”和“對稱”模式的負(fù)荷阻抗變?yōu)閮杀?，其如圖10A左圖的負(fù)荷線所示。
圖10A的右圖示出了在達(dá)到最大功率點(diǎn)的對稱和不對稱功率驅(qū)動的負(fù)荷線。如圖9B所示，在對稱功率驅(qū)動的情況下，由于大阻抗不能得到最大輸出。然而，在線性方面，與對稱功率驅(qū)動的情況相比，形成了很低的負(fù)荷線。換句話說，在“對稱”多赫爾蒂放大器中，即，在由于不適當(dāng)?shù)呢?fù)荷調(diào)制而具有相對大的阻抗的傳統(tǒng)的多赫爾蒂放大器中，具有大阻抗的負(fù)荷線阻止產(chǎn)生最大輸出，這意味著，在根據(jù)本發(fā)明的“不對稱”多赫爾蒂放大器中，可以得到最大輸出。
圖10B表示的圖示出了通過改變圖9B負(fù)荷阻抗而得到的負(fù)荷線，從而產(chǎn)生根據(jù)本發(fā)明的功率放大裝置的最大輸出。
為了通過在使用對稱功率驅(qū)動的多赫爾蒂放大器中通過不適當(dāng)?shù)呢?fù)荷調(diào)制而對于大阻抗產(chǎn)生最大功率并進(jìn)一步增強(qiáng)線性，就應(yīng)該改變匹配電路從而得到不對稱功率驅(qū)動中的負(fù)荷線。如圖10B所示，如果通過減小大阻抗而增加負(fù)荷線的傾斜度，將得到最佳的負(fù)荷線。因此，可以使用對稱功率驅(qū)動來增強(qiáng)多赫爾蒂放大器的線性，并且進(jìn)一步，得到最大功率。
圖11A示出在內(nèi)調(diào)制三(IM3)電平和平均輸出之間的雙調(diào)模擬圖，其中使用根據(jù)本發(fā)明的不對稱功率驅(qū)動的功率放大裝置實(shí)現(xiàn)最佳線性的原因是通過使用雙調(diào)模擬分析的。
為了參考，IM3表示一未知的信號和兩個(gè)或更多的穿過非線性系統(tǒng)或非線性電路的頻率混合在一起并隨后一起調(diào)制。此外，IMD表示由這樣的內(nèi)調(diào)制產(chǎn)生的失真。尤其，在IM3分量的情況下，即，雙調(diào)頻率f1和f2，盡管輸出了具有各種混合分量的信號，例如2*f1、3*f2等等的多重諧波能夠通過濾波器移除。然而，因?yàn)榕c例如2*f1-f2、2*f2-f1的f1和f2信號重疊的第三級諧波頻率甚至不能被濾波器移除，所以它們表示線性指標(biāo)。
此外，雙調(diào)模擬表示使用在測量設(shè)備、測試、諧波平衡等等中的兩個(gè)頻率分量而執(zhí)行的分析或測量。在測量IMD和IM3的情況下，在中間頻率周圍引入具有偏移頻率(雙調(diào)間距)的雙調(diào)信號，從而因此分析了兩信號之間的IMD，即，放大器的線性。
如圖11A所示，如果不對稱功率驅(qū)動關(guān)于IM3減少，換句話說，如果1x中的x(即峰值功率的比率)增加，載波放大器和峰值放大器中IM3電平的分布在一區(qū)域中同時(shí)變得更寬。在另一方面，如果通過減小輸出功率使得相位逐變?yōu)橄喾?opposite)，則IM3電平的分布就變得更窄。
這就是說，本發(fā)明提出的具有最佳線性的功率放大裝置通過使用用于補(bǔ)償載波放大器和峰值放大器的IM3電平的方法而得到高線性。在這種情況下，每一個(gè)放大器的IM3電平比AB類功率放大器的IM3電平低。此外，隨著電平變低，IM3電平進(jìn)一步偏移，從而明顯提高了線性。因此，載波放大器和峰值放大器應(yīng)該被設(shè)計(jì)成具有最佳線性。尤其，在低功率電平，峰值放大器關(guān)閉，并且進(jìn)一步，只有載波放大器運(yùn)行。因此，優(yōu)選將載波放大器設(shè)計(jì)為以線性地運(yùn)行。圖11A和圖11B所示的匹配變量(MV)在不對稱功率驅(qū)動的載波放大器和峰值放大器之間進(jìn)行對比，上述放大器設(shè)計(jì)成使用前述概念更加線性地運(yùn)行。
圖11B表示IM3相位和平均功率之間的雙調(diào)模擬圖，其中通過使用如圖11A所示的雙調(diào)模擬分析使用不對稱功率驅(qū)動的功率放大裝置實(shí)現(xiàn)最佳線性的原因。
如圖示，當(dāng)由于放大器的輸出功率和IM3電平的增加相同而使得載波放大器和峰值放大器之間的相位差變成180度時(shí)，就產(chǎn)生偏移效應(yīng)。在功率放大器使用不對稱功率驅(qū)動的情況下，對應(yīng)于180度相位差的區(qū)域分布的更廣。也就是說，在高功率電平的情況下，優(yōu)選以載波放大器和峰值放大器的IM3電平相同且其相位差變成180度的方式設(shè)計(jì)放大器，由此有效執(zhí)行放大器補(bǔ)償?？傊瑓⒖紙D11B，隨著不對稱功率驅(qū)動的增加，載波放大器的IM3相位從低平均輸出點(diǎn)朝著向下(負(fù)值)方向增加。相反，峰值放大器的IM3相位朝著向上(正值)方向增加，這就擴(kuò)大了相位差為180度的對應(yīng)區(qū)域。此外，如果改變匹配電路以得到最佳阻抗，相位不會明顯改變，然而IM3電平如圖11A所示減小。此外，隨著不對稱功率驅(qū)動的增加，在高平均輸出區(qū)域的IM3電平減小。因此，當(dāng)IM3電平為低和相同、并且相位是彼此相對的時(shí)候，載波放大器和峰值放大器能線性地設(shè)計(jì)成具有合適的負(fù)荷調(diào)制，從而達(dá)到最佳線性。
圖12描述了圖5所示的不對稱功率驅(qū)動器500的例子。盡管沒有詳細(xì)地描述和示出，但是可以理解圖5所示的不對稱功率驅(qū)動器同樣地用于根據(jù)本發(fā)明的功率放大裝置的所有優(yōu)選實(shí)施例。
不對稱功率驅(qū)動器500包括3dB混合耦合器(hybrid coupler)1202和衰減器1204。3dB混合耦合器1202用于對稱功率驅(qū)動并用于將輸入功率連接到載波放大器504和峰值放大器506上。衰減器1204被連接到3dB混合耦合器1202和載波放大器504之間以衰減對于載波放大器504的功率的幅值，從而相對于載波放大器504的功率增加對于峰值放大器506的功率。
或者，3dB混合耦合器可以用威爾金森(Wilkinson)分配器代替，進(jìn)一步，代替前述的衰減器1204，放大器可以連接到峰值放大器504的輸入匹配電路，因此能夠增加峰值放大器504的功率驅(qū)動。
已經(jīng)描述了在該實(shí)施例中的衰減器或放大器連接到載波放大器或峰值放大器的輸入匹配電路，然而，對于在功率驅(qū)動中的相對差異而可以改變的衰減器或者放大器的連接，并不受前述連接的限制。
此外，根據(jù)本發(fā)明的不對稱功率驅(qū)動能夠使用通過利用具有可選連接比的耦合器以使施加給峰值放大器的輸入功率比施加給載波放大器的輸入功率大4dB的一種方法，上述耦合器例如，如從美國Anaren，Inc.獲得的1A1305-5的5dB耦合器。
圖13A和13B描述了根據(jù)本發(fā)明載波放大器和峰值放大器的實(shí)例。
如圖13A所示，載波放大器和峰值放大器的每一個(gè)都包括金屬氧化物半導(dǎo)體(MOS)FET器件，其具有用于施加?xùn)牌珘旱臇艠O端G和載波/峰值放大器中的輸入匹配電路、用于施加漏偏壓的漏極端D與載波/峰值放大器中的輸出匹配電路、以及接地的源極端S。
如圖13B所示，載波和峰值放大器中的每個(gè)包括基極結(jié)型晶體管(BJT)設(shè)備，其包括用于施加基極偏壓的基極端B與載波/峰值放大器中的輸入匹配電路、用于施加集電極偏壓的集極端C與載波/峰值放大器中的輸出匹配電路、以及接地的射極端E。
圖14描述了圖5所示的設(shè)有偏壓控制器的功率放大裝置的典型方框圖。
該功率放大器裝置包括耦合器1400、功率探測器1402、偏壓控制器1406、不對稱功率分配器500、傳輸線502、載波放大器504、峰值放大器506、偏移線508、第一四分之一波傳輸線510和第二四分之一波傳輸線512。
載波放大器504設(shè)有參考圖13A所描述的MOS FET1410、輸入匹配電路1412和輸出匹配電路1414，其中輸入和輸出匹配電路1412和1414通過MOS FET 1410連接。具體的說，器件1410的柵極端G和漏極端D分別連接到輸入和輸出匹配電路1412和1414。
類似的，峰值放大器506設(shè)有MOS FET 1420、輸入匹配電路1422和輸出匹配電路1424，其中輸入和輸出匹配電路1422和1424通過MOS FET 1420連接。更具體的說，器件1420的柵極端G和漏極端D分別連接到輸入和輸出匹配電路1422和1424。
偏壓控制器1406分別連接到載波放大器和峰值放大器504和506。偏壓控制器1406控制載波放大器和峰值放大器504和506的偏壓，從而使功率放大裝置的線性和效率最優(yōu)化。更具體的說，偏壓控制器1406分別施加?xùn)牌珘航oMOS FET 1410和1420的柵極端G，并進(jìn)一步分別有選擇性地施加漏偏壓給MOS FET 1410和1420的漏極端D，從而控制柵偏壓和漏偏壓。
剩余部分與圖5所描述的相同，因此為了簡單的原因?qū)⑺鼈兊拿枋鍪÷浴?br> 在這種情況下，該實(shí)施例既可以使用圖13B中所描述的BJT器件又可以使用圖13A中所描述的MOS FET器件。它們的連接關(guān)系和操作對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說是顯而易見的，因此省略詳細(xì)描述。
在下文中，具有上述不對稱功率驅(qū)動器的功率放大裝置的效率和線性將參考圖15A和15B進(jìn)行考慮。
圖15A示出了在圖12所示結(jié)構(gòu)上執(zhí)行的實(shí)驗(yàn)結(jié)果的圖，從而關(guān)于平均輸出功率研究相鄰信道泄漏比(ACLR)，即，使用從美國摩托羅拉公司得到的MRF281器件測量的線性。ACLR表示具有例如CDMA的頻譜的信號使用在其自身信道和相鄰信道之間的頻譜上的標(biāo)記到標(biāo)記(marker-to-marker)進(jìn)行對比，所述相鄰信道以任意的偏移遠(yuǎn)離頻率領(lǐng)域。換句話說，ACLR表示通過從另一信道減去其自身信道的標(biāo)記得到的值。通過放大器非線性特性產(chǎn)生鄰近信道的頻譜。并且同樣，ACLR被用于代表放大器線性的指數(shù)。
如圖15A所示，隨著不均勻率的增加，改善了線性。這證明了最大輸出的增加，并且此外，關(guān)于效率的性能得到了改善。
圖15B示出了關(guān)于平均輸出功率執(zhí)行的漏極效率試驗(yàn)的結(jié)果的圖。如圖所示，不對稱功率驅(qū)動能夠得到高效率。
基于這種結(jié)果，使用不對稱功率驅(qū)動的功率放大裝置可以實(shí)現(xiàn)較高線性并保持高效率。
圖16A和16B所示的圖示出了通過使用不對稱功率驅(qū)動得到的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，其中匹配變量(MV)效率和線性改善的程度也通過在對稱功率驅(qū)動過程中通過優(yōu)化匹配電路來檢驗(yàn)。
首先，圖16A表示關(guān)于平均輸出功率的ACLR特性。當(dāng)使用對稱功率驅(qū)動并且最優(yōu)化匹配電路時(shí)，與AB類放大器相比顯著提高了ACLR。此外，在使用匹配電路和不對稱功率驅(qū)動的情況下，在高功率電平中進(jìn)一步提高了線性。
圖16B示出了關(guān)于平均輸出的漏極效率。在使用了匹配電路和不對稱功率驅(qū)動的情況中，將得到較高效率。
結(jié)果，在使用傳統(tǒng)對稱功率驅(qū)動的情況下；載波放大器和峰值放大器的負(fù)荷顯著增長，從而阻止了最優(yōu)化性能的實(shí)現(xiàn)。同時(shí)，在使用根據(jù)本發(fā)明的不對稱功率驅(qū)動的情況下，則可以得到最優(yōu)化的線性和高性能。
本發(fā)明解決了出現(xiàn)在傳統(tǒng)微波多赫爾蒂放大器中的問題，因此得到了高效率和最優(yōu)化的線性，其中在傳統(tǒng)微波多赫爾蒂放大器中出現(xiàn)了不適當(dāng)?shù)呢?fù)荷調(diào)制并且不能產(chǎn)生最大輸出。如果在現(xiàn)有的移動通信網(wǎng)絡(luò)或CDMA基站/手機(jī)中使用本發(fā)明，將實(shí)現(xiàn)高效和線性，從而提高了價(jià)格競爭性和可靠性。尤其，通過使用用于不對稱功率驅(qū)動的不對稱功率驅(qū)動器或耦合器，就使得本發(fā)明能以低成本簡單地實(shí)現(xiàn)。
雖然本發(fā)明是對優(yōu)選實(shí)施而示出和描述的，但在不偏離如下面權(quán)利要求所述的本發(fā)明的精神和范圍的情況下，作出各種改變和修改對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說是顯而易見的。
權(quán)利要求
1.一種多赫爾蒂放大器，包括并聯(lián)的載波放大器和峰值放大器；以及使用不對稱功率驅(qū)動的、用于驅(qū)動該載波放大器和該峰值放大器的不對稱功率驅(qū)動裝置。
2.如權(quán)利要求1的多赫爾蒂放大器，其中所述不對稱功率驅(qū)動裝置供給該峰值放大器的功率比供給該載波放大器的功率大。
3.如權(quán)利要求1的多赫爾蒂放大器，其中所述不對稱功率驅(qū)動裝置將同樣的功率供給該載波放大器和該峰值放大器，并且其中該載波放大器的器件尺寸與該峰值放大器的器件尺寸不同。
4.如權(quán)利要求1的多赫爾蒂放大器，其中所述不對稱功率驅(qū)動裝置包括具有可選耦合比的耦合器。
5.如權(quán)利要求1的多赫爾蒂放大器，其中所述不對稱功率驅(qū)動裝置包括用于將輸入功率分配給該載波放大器和該峰值放大器的功率分配器；和衰減器，其插入在該功率分配器和該載波放大器之間，用于衰減給該載波放大器的功率的幅值。
6.如權(quán)利要求1的多赫爾蒂放大器，其中所述的不對稱功率驅(qū)動裝置包括功率分配器，用于將輸入功率分配給該載波放大器和該峰值放大器；以及放大器，其插入在該功率分配器和該峰值放大器之間，用于放大分配給該峰值放大器的功率幅值。
7.一種功率放大裝置，包括具有N個(gè)并聯(lián)的放大器的多赫爾蒂放大器，其中該N個(gè)放大器包括單個(gè)載波放大器和(N-1)個(gè)峰值放大器；使用不對稱功率驅(qū)動來驅(qū)動所述N個(gè)放大器的不對稱功率驅(qū)動裝置；以及連接到該多赫爾蒂放大器輸出端的多赫爾蒂網(wǎng)絡(luò)，用于控制所述放大裝置的負(fù)荷阻抗。
8.如權(quán)利要求7的功率放大裝置，其中所述不對稱功率驅(qū)動裝置供給所述(N-1)個(gè)峰值放大器的功率比供給所述載波放大器的功率更大。
9.如權(quán)利要求8的功率放大裝置，其中給所述(N-1)個(gè)峰值放大器的功率的幅值彼此相等。
10.如權(quán)利要求8的功率放大裝置，其中給所述(N-1)個(gè)峰值放大器的功率的幅值彼此不同。
11.如權(quán)利要求7的功率放大裝置，其中所述不對稱功率驅(qū)動裝置供給該載波放大器和該峰值放大器相等的功率，且其中該載波放大器的器件尺寸與該峰值放大器的器件尺寸不同。
12.如權(quán)利要求7的功率放大裝置，其中所述不對稱功率驅(qū)動裝置包括用于將輸入功率分成N路的功率分配器；以及衰減器，其插入在該功率分配器和該載波放大器之間，用于衰減給該載波放大器的功率的幅值。
13.如權(quán)利要求7的功率放大裝置，其中所述不對稱功率驅(qū)動裝置包括用于將輸入功率分配給該載波放大器和該峰值放大器的可選耦合器；和放大器，其插入在該可選耦合器和該峰值放大器之間，用于放大分配給該峰值放大器的功率幅值。
14.如權(quán)利要求7的功率放大裝置，其中所述多赫爾蒂網(wǎng)絡(luò)包括N個(gè)偏移線，分別連接到該載波放大器和(N-1)個(gè)該峰值放大器，用于當(dāng)(N-1)個(gè)該峰值放大器不運(yùn)行時(shí)，控制負(fù)荷阻抗；第一四分之一波傳輸線，連接到與該載波放大器連接的偏移線的輸出端，用于將該載波放大器的輸出阻抗變?yōu)?/4波長；以及第二四分之一波傳輸線，連接到與(N-1)個(gè)該峰值放大器連接的偏移線的輸出端，用于通過該偏移線將阻抗變?yōu)?/4波長，以確定所述多赫爾蒂放大器的負(fù)荷阻抗。
15.如權(quán)利要求7所述的功率放大裝置，其中所述多赫爾蒂網(wǎng)絡(luò)包括N個(gè)偏移線，分別連接到該載波放大器和該峰值放大器，用于當(dāng)該峰值放大器不運(yùn)行時(shí)，控制該負(fù)荷阻抗；以串聯(lián)形式的N個(gè)第一四分之一波傳輸線，每一個(gè)都連接到其相應(yīng)偏移線的輸出端，用于將通過該偏移線設(shè)置的該載波放大器的輸出阻抗變?yōu)?/4波長；以及第二四分之一波傳輸線，連接到該第一四分之一波傳輸線的輸出端，將通過運(yùn)行中偏移線設(shè)置的輸出阻抗變?yōu)?/4波長，以確定所述功率放大裝置的負(fù)荷阻抗。
16.如權(quán)利要求7的功率放大裝置，其中每一個(gè)所述載波放大器和所述峰值放大器包括輸入匹配電路；輸出匹配電路；以及連接在該輸入匹配電路和該輸出匹配電路之間的MOS FET(金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管)。
17.如權(quán)利要求7的功率放大裝置，其中每一個(gè)所述載波放大器和所述峰值放大器包括輸入匹配電路；輸出匹配電路；以及插入在該輸入匹配電路和該輸出匹配電路之間的BJT(二元結(jié)型晶體管)。
18.如權(quán)利要求16的功率放大裝置，其中所述功率放大裝置還包括用于給該MOS FET施加?xùn)艠O偏壓和漏極偏壓的偏壓控制器。
19.如權(quán)利要求17的功率放大裝置，其中所述功率放大裝置還包括用于給該BJT施加基極偏壓和集極偏壓的偏壓控制器。
20.一種功率放大裝置，包括并聯(lián)的載波放大器和一個(gè)或多個(gè)峰值放大器，每一個(gè)具有輸入匹配電路和輸出匹配電路，其中該載波放大器和該峰值放大器中的輸入匹配電路和輸出匹配電路以這樣一種方式制成彼此不同，即，使得該載波放大器和該峰值放大器的負(fù)荷阻抗減小以得到適當(dāng)?shù)墓β势ヅ洌灰约笆褂貌粚ΨQ功率驅(qū)動或?qū)ΨQ功率驅(qū)動的用于驅(qū)動該載波放大器和該峰值放大器的裝置。
21.如權(quán)利要求20的功率放大器，其中該載波放大器和該峰值放大器的負(fù)荷阻抗比該載波放大器和該峰值放大器的輸入阻抗小。
全文摘要
一種功率放大裝置，其包括具有并聯(lián)的載波放大器和峰值放大器的多赫爾蒂放大器，載波放大器和峰值放大器的每一個(gè)具有輸入/輸出匹配電路和不對稱功率驅(qū)動器用于使用不對稱功率驅(qū)動器來驅(qū)動載波放大器和峰值放大器。
文檔編號H03F1/07GK1822492SQ20051012174
公開日2006年8月23日 申請日期2005年12月30日 優(yōu)先權(quán)日2004年12月31日
發(fā)明者金汎晚, 車正賢, 金章憲, 金一斗 申請人:學(xué)校法人浦項(xiàng)工科大學(xué)校