專利名稱：雙環(huán)路頻率綜合器和粗調(diào)環(huán)路的調(diào)諧方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種頻率綜合器和一種頻率調(diào)諧方法，尤其涉及一種基于鎖相環(huán)的雙環(huán)路頻率綜合器和一種用于雙環(huán)路頻率綜合器粗調(diào)環(huán)路的調(diào)諧方法。
背景技術(shù)：
頻率綜合器是用于產(chǎn)生穩(wěn)定、高精度的一系列頻率的裝置。常見的頻率綜合器有兩種基于鎖相環(huán)(PLL)的頻率綜合器和直接數(shù)字頻率綜合器。其中，基于鎖相環(huán)的頻率綜合器具有低成本和高性能的優(yōu)點(diǎn)，尤其適用于高頻綜合，已經(jīng)廣泛應(yīng)用于高速數(shù)字系統(tǒng)、數(shù)字移動通訊設(shè)備和高精度控制系統(tǒng)中來產(chǎn)生準(zhǔn)確頻率的時鐘信號和高頻載波信號。
如圖1所示，為典型基于鎖相環(huán)的頻率綜合器的結(jié)構(gòu)示意圖。典型的基于鎖相環(huán)的頻率綜合器結(jié)構(gòu)包括分頻器(Div)、鑒相鑒頻器(PFD)、電荷泵(CP)、環(huán)路濾波器(LF)和壓控振蕩器(VCO)。其中，PFD用于比較兩個信號——參考頻率和VCO的輸出頻率——之間的頻率和相位，然后輸出標(biāo)志頻率大小和相位差的一定寬度的脈沖信號；該脈沖信號經(jīng)過電荷泵后轉(zhuǎn)換為電流信號，然后由LF進(jìn)行低通濾波，將脈沖信號轉(zhuǎn)換為平滑的電壓信號；該電壓信號控制VCO使其輸出相應(yīng)的頻率信號，此頻率信號同時也是整個鎖相環(huán)的輸出頻率；Div用于將VCO的輸出頻率分頻后再輸入給PFD進(jìn)行比較，從而實(shí)現(xiàn)負(fù)反饋的環(huán)路。整個環(huán)路處于穩(wěn)定工作狀態(tài)時，VCO的輸出頻率是參考頻率和Div分頻值N的乘積，且其相位和參考頻率的相位相對應(yīng)，通過調(diào)整分頻值N的大小，可以調(diào)整VCO輸出頻率的大小。
在上述基于鎖相環(huán)的頻率綜合器中，如果分頻值N為固定的整數(shù)，則稱該頻率綜合器為整數(shù)頻率綜合器；如果再加入控制分頻器分頻值N的電路，可以實(shí)現(xiàn)小數(shù)分頻。小數(shù)分頻技術(shù)通過動態(tài)改變分頻值，同時保持平均的分頻值為某個預(yù)定的小數(shù)來實(shí)現(xiàn)“小數(shù)”。
上述的頻率綜合器中有兩個最重要的指標(biāo)輸出信號的噪聲和環(huán)路鎖定時間。其中，噪聲特性標(biāo)志輸出頻率的頻譜純度，通常用相噪聲或抖動表征；而鎖定時間標(biāo)志鎖相環(huán)的目標(biāo)頻率發(fā)生變化時，系統(tǒng)從不穩(wěn)定到穩(wěn)定所需要的時間。整個系統(tǒng)的噪聲雖然表現(xiàn)在VCO的輸出頻率上，但它是各模塊噪聲的綜合表現(xiàn)，所以需要使用LF進(jìn)行低通濾波，以抑制噪聲進(jìn)入最后的輸出信號中。而且濾波器的帶寬影響輸出頻率中殘留噪聲的多少。理論上帶寬越小輸出頻率的噪聲也越小，但帶寬太小會帶來環(huán)路鎖定方面的問題。理論分析表明，環(huán)路帶寬越小，則需要的鎖定時間也就越長，也越難抵抗來自電路的噪聲和來自外界的各種干擾。所以要得到合理的噪聲和鎖定時間必須在兩者之間作折中。
為了解決噪聲和鎖定時間之間的矛盾，在典型的基于單環(huán)路頻率綜合器的基礎(chǔ)上發(fā)展出一類雙環(huán)路頻率綜合器。雙環(huán)路頻率綜合器一般包括粗調(diào)和細(xì)調(diào)兩個環(huán)路，粗調(diào)環(huán)路進(jìn)行快速搜索，細(xì)調(diào)環(huán)路進(jìn)行精確鎖定并有效抑制環(huán)路噪聲。
如圖2所示，為文獻(xiàn)“A 900-MHz 2.5-mA CMOS Frequency Synthesizer with anAutomatic SC Tuning Loop”(Tsung-Hsien Lin & William J.Kaiser，IEEE Journal ofSolid-state Circuits，vol.36，NO.3，2001，pp.424-431)中提出的一種雙環(huán)路頻率綜合器的結(jié)構(gòu)。圖中，上半部分的環(huán)路為主環(huán)路，即細(xì)調(diào)環(huán)路，和傳統(tǒng)的小數(shù)分頻結(jié)構(gòu)相似，包含鑒相器2(PD2)、電荷泵2(CP2)、環(huán)路濾波器2(LF2)、壓控振蕩器(VCO)和分頻器；下半部分的環(huán)路為粗調(diào)環(huán)路，不僅包括鑒相器1(PD1)、電荷泵1(CP1)、環(huán)路濾波器1(LF1)和另一個分頻器，而且還包括兩個比較器和相應(yīng)的組合邏輯(ComparisonLogic)、3位的計數(shù)值可增減的計數(shù)器(up/down 3b-counter)和3位的開關(guān)電容陣列(圖中未給出)。上述雙環(huán)路頻率綜合器的工作過程如下首先通過粗調(diào)環(huán)路逐步地調(diào)整3位控制開關(guān)電容的數(shù)字信號使3位的開關(guān)電容陣列工作在所需的范圍，然后進(jìn)入類似單環(huán)路結(jié)構(gòu)的鎖定過程。該結(jié)構(gòu)通過使用雙環(huán)路，使細(xì)調(diào)環(huán)路的調(diào)節(jié)范圍大大減小，但是該結(jié)構(gòu)的粗調(diào)部分結(jié)構(gòu)過于復(fù)雜，而且通過增加/減少的方式調(diào)整開關(guān)電容陣列的電容速度太慢。
發(fā)明專利ZL02125270(公開號CN1169299C)提出了另一種具有數(shù)字粗調(diào)諧環(huán)路的鎖相環(huán)頻率綜合器，其結(jié)構(gòu)如圖3所示，包括鑒相器、環(huán)路濾波器、壓控振蕩器和連接在鑒相器輸入端及壓控振蕩器輸出端的N分頻器。其特征在于，還包括由該壓控振蕩器、N分頻器和連接在壓控振蕩器輸入端和N分頻器輸出端的數(shù)字粗調(diào)諧模塊構(gòu)成的粗調(diào)諧環(huán)路。
如圖4所示，為上述具有數(shù)字粗調(diào)諧環(huán)路的鎖相環(huán)頻率綜合器中的粗調(diào)諧環(huán)路的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)圖。其中，數(shù)字粗調(diào)諧模塊至少包括可編程計數(shù)器、脈沖吞吐計數(shù)器、頻率比較模塊和粗調(diào)諧控制模塊。上述的頻率綜合器正常開始工作時，首先啟動粗調(diào)諧環(huán)路，將VCO輸出的頻率N分頻后的信號(Fdiv)頻率同參考信號(Fref)頻率相比較，根據(jù)比較結(jié)果，數(shù)字粗調(diào)諧模塊通過改變數(shù)字控制字實(shí)現(xiàn)頻率調(diào)整。
上述的具有數(shù)字粗調(diào)諧環(huán)路的鎖相環(huán)頻率綜合器雖然在一定程度上實(shí)現(xiàn)了利用數(shù)字電路對環(huán)路中的頻率進(jìn)行粗調(diào)諧后再進(jìn)行細(xì)調(diào)諧，從而提高了頻率綜合器的工作效率，但其仍然需要先將VCO輸出的頻率N分頻后，再用輸入的晶振信號對分頻后的信號計數(shù)。這時的比較精度由晶振的頻率決定，晶振頻率越高比較精度才越高。為了比較Fdiv和Fref并保證很高的精度，需要用很高的頻率對N分頻后的信號Fdiv進(jìn)行計數(shù)，該頻率越高計數(shù)的精度就越高。但當(dāng)輸出頻率比較高時(如1GHz)，常用的晶振無法滿足需要。
綜上，現(xiàn)有的雙環(huán)路頻率綜合器結(jié)構(gòu)復(fù)雜，且難以達(dá)到更高的精度或更大的應(yīng)用范圍，因此，研究如何實(shí)現(xiàn)通過更加簡潔的結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)更高的精度，以利于芯片的集成，適應(yīng)產(chǎn)業(yè)化的需求，是非常有意義的。

發(fā)明內(nèi)容
針對上述問題，本發(fā)明的目的在于提供一種新型的雙環(huán)路頻率綜合器，其結(jié)構(gòu)如圖5所示，包括粗調(diào)和細(xì)調(diào)兩個環(huán)路。所述的粗調(diào)環(huán)路包括依次連接的計數(shù)比較器(CC)、逐次逼近寄存器(SAR)和壓控振蕩器(VCO)，且CC的輸入端和VCO的輸出端相連。其中，CC至少包括一個簡單的計數(shù)器和判定計數(shù)值與預(yù)設(shè)值大小關(guān)系的判定單元，而SAR用于控制整個粗調(diào)過程并對各控制位進(jìn)行調(diào)整。VCO包含由SAR輸出的數(shù)字信號控制的開關(guān)電容陣列，在粗調(diào)環(huán)路的調(diào)諧過程中，通過數(shù)字信號的變化可以調(diào)節(jié)VCO的輸出頻率。
所述的細(xì)調(diào)環(huán)路包括依次連接的分頻器(Div)、鑒相鑒頻器(PFD)、電荷泵(CP)、環(huán)路濾波器(LF)和VCO，且Div的輸入端和VCO的輸出端相連，所述的VCO為兩個環(huán)路共用。上述部件共同組成了基于鎖相環(huán)的頻率綜合器，但由于加入了一個粗調(diào)環(huán)路，細(xì)調(diào)環(huán)路中某些部件可能與一遍的鎖相環(huán)頻率綜合器。例如，在本發(fā)明的一最佳實(shí)施例中，計數(shù)比較器的部分功能和分頻器相似，可以合并成一個模塊，從而實(shí)現(xiàn)電路的更高集成度。
本發(fā)明的另一個目的在于提供一種用于雙環(huán)路頻率綜合器粗調(diào)環(huán)路的調(diào)諧方法，使用逐次逼近的方式，通過數(shù)字控制信號改變VCO的輸出頻率，迅速縮小目標(biāo)頻率的搜索范圍，整個粗調(diào)過程只需要幾個參考周期，具體由粗調(diào)控制位的位數(shù)決定。
上述粗調(diào)環(huán)路的頻率搜索方式類似二分查找的方法，首先將控制信號對應(yīng)的二進(jìn)制數(shù)置為全0或全1，使VCO頻率處于最大值或最小值；然后試探性改變最高控制位，并查看改變該位后的頻率與目標(biāo)頻率的大小關(guān)系，根據(jù)這一大小關(guān)系判斷最高位設(shè)置是否正確并修正該試探性設(shè)置。其中判定并修正預(yù)設(shè)值的原理在于預(yù)設(shè)最高位相當(dāng)于將VCO輸出頻率調(diào)整到當(dāng)前的輸出頻率范圍的中間值，查看該中間頻率值與目標(biāo)頻率的大小，這樣可以知道目標(biāo)頻率在兩段中的哪一段；當(dāng)最高位設(shè)置完成后進(jìn)入下一位設(shè)置，即按照最高位的設(shè)置方法，改變次高位控制信號，然后查看并修正次高位；依次逐位從高位到低位設(shè)置粗調(diào)控制位，逐次縮小頻率搜索范圍，直到所有控制位設(shè)置都完成。通過以上的逐次比較步驟，數(shù)字控制信號逐位設(shè)置，從而通過控制VCO中的開關(guān)電容陣列而調(diào)節(jié)其輸出頻率達(dá)到接近目標(biāo)頻率的一定精度范圍內(nèi)，迅速實(shí)現(xiàn)了粗調(diào)環(huán)路的頻率搜索和鎖定范圍。
在粗調(diào)環(huán)路的調(diào)諧基礎(chǔ)上，斷開粗調(diào)環(huán)路，保持粗調(diào)控制信號不變，開啟細(xì)調(diào)環(huán)路，就可以進(jìn)行鎖相環(huán)的頻率精確鎖定。
以3位控制信號為例說明本發(fā)明上述粗調(diào)環(huán)路的調(diào)諧過程假定粗調(diào)時VCO的調(diào)節(jié)范圍是最小頻率Fa至最大頻率Fb，且Fa對應(yīng)的控制信號為000，F(xiàn)b對應(yīng)的控制信號為111；目標(biāo)頻率是Ft，處于控制信號011至100對應(yīng)的VCO輸出頻率之間，則粗調(diào)過程將在3個頻率周期內(nèi)分3步完成如下第一步開始時，SAR將控制信號第一位試探性置1，其他位為0，即粗調(diào)控制信號為100，此時VCO的輸出頻率為F1，計數(shù)比較器用F1對參考頻率的脈沖計數(shù)，并給出F1與M×Ft(預(yù)設(shè)頻率倍數(shù)M與目標(biāo)頻率Ft乘積)的比較結(jié)果，假定比較結(jié)果是VCO輸出頻率大于M×Ft，則SAR根據(jù)這一比較結(jié)果將最高為設(shè)置為0，第一步結(jié)束；第二步開始時，SAR保持第一位和第三位的設(shè)置不變，將第二位試探性地設(shè)置為1，即控制位為010，輸出頻率為F2，此時按照第一步的方法查看F2與M×Ft的大小關(guān)系，假定得到F2＜M×Ft，就說明第二位設(shè)置為1是正確的，第二步結(jié)束；第三步開始，SAR保持第一位和第二位的設(shè)置不變，將第三位試探性地設(shè)置為1，即控制位為011，輸出頻率為F3。此時按照第一步的方法查看F3與M×Ft的大小關(guān)系，假定得到F2＜M×Ft，這說明第三位設(shè)置為1是正確的，第三步結(jié)束；至此，粗調(diào)過程結(jié)束，各控制位的設(shè)置不變，VCO的輸出頻率已經(jīng)很接近目標(biāo)頻率了。此時，斷開粗調(diào)環(huán)路，開啟細(xì)調(diào)環(huán)路，則細(xì)調(diào)環(huán)路也能夠很快進(jìn)入鎖定狀態(tài)。
本發(fā)明的技術(shù)效果在于首先，本發(fā)明直接用VCO的輸出頻率對細(xì)調(diào)環(huán)路的參考頻率計數(shù)，因?yàn)檫@里的參考頻率是被計數(shù)的對象，所以參考頻率越低，脈沖就越寬，計數(shù)精度也就約高，這剛好和發(fā)明專利ZL02125270(公開號CN1169299C)中的情況相反，這也是本發(fā)明得以用于高頻的原因所在。因此可以很方便的從細(xì)調(diào)環(huán)路的參考頻率(如20MHz)上經(jīng)過簡單的分頻(如4分頻)得到粗調(diào)環(huán)路的參考頻率(如5MHz)，不需要額外的參考信號源。
其次，由于計數(shù)本身存在非同步產(chǎn)生的誤差，而非同步誤差只會在計數(shù)開始和計數(shù)結(jié)束時才會出現(xiàn)，所以這里計數(shù)的最大誤差為兩個VCO周期；由于VCO頻率較高，所以該方式本身就具有很高的精度。最后，計數(shù)器和N分頻器可以公用一個高速分頻器，因?yàn)榇终{(diào)和細(xì)調(diào)環(huán)路不會同時工作，而且它們都需要對VCO輸出頻率進(jìn)行計數(shù)。這里只需要在原來的分頻器中加入復(fù)位控制功能和少量控制元件，簡單的分頻電路和頻率大小判定電路即可實(shí)現(xiàn)計數(shù)比較器的功能。這一點(diǎn)在射頻頻率綜合器中顯得尤為重要，因?yàn)楦咚俜诸l器是很耗電流的，而且芯片面積也很大。方法結(jié)構(gòu)簡單，而且精度足夠高，完全適用于射頻段頻率綜合。
最后，本發(fā)明中的粗調(diào)環(huán)路可以很方便的增加控制位，不僅大大縮短鎖定時間，而且使得可變電容的變化范圍也可以大大縮小，從而縮小VCO的增益。理論和實(shí)驗(yàn)都證明，減小VCO的增益可以有效抑制VCO控制電壓上引入噪聲。因此本發(fā)明在減小鎖定時間，簡化粗調(diào)電路的同時，還提高了輸出信號的噪聲性能。


圖1是典型的基于鎖相環(huán)的頻率綜合器的結(jié)構(gòu)示意圖；圖2是現(xiàn)有技術(shù)1的頻率綜合器的結(jié)構(gòu)示意圖；圖3是現(xiàn)有技術(shù)2的具有數(shù)字粗調(diào)諧環(huán)路的鎖相環(huán)頻率綜合器的結(jié)構(gòu)示意圖；圖4是圖3中的粗調(diào)諧環(huán)路的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)圖；圖5是本發(fā)明的雙環(huán)路頻率綜合器的結(jié)構(gòu)示意圖；圖6為本發(fā)明最佳實(shí)施例的結(jié)構(gòu)示意圖；圖7為本發(fā)明最佳實(shí)施例中壓控振蕩器的結(jié)構(gòu)示意圖；圖8為本發(fā)明最佳實(shí)施例中環(huán)路濾波器的電路圖；圖9為本發(fā)明最佳實(shí)施例模擬結(jié)果的數(shù)字粗調(diào)過程中粗調(diào)控制信號的波形圖；圖10為本發(fā)明最佳實(shí)施例模擬結(jié)果的整個環(huán)路(包括粗調(diào))中VCO細(xì)調(diào)控制電壓信號的波形圖；圖11為對比實(shí)施例的VCO控制電壓波形圖。
具體實(shí)施例方式
以下結(jié)合附圖，通過優(yōu)選的最佳實(shí)施例進(jìn)一步描述本發(fā)明，但不構(gòu)成對本發(fā)明的限制。
根據(jù)本發(fā)明的目的，雙環(huán)路頻率綜合器的一最佳實(shí)施例如圖6所示，包括計數(shù)比較器(CC)、逐次逼近寄存器(SAR)、壓控振蕩器(VCO)、分頻器(Div)、鑒相鑒頻器(PFD)、電荷泵(CP)、環(huán)路濾波器(LF)。以上部件共同組成了雙頻率綜合器的粗調(diào)和細(xì)調(diào)兩個環(huán)路，其中，VCO為兩個環(huán)路所共用，包含由數(shù)字信號控制的電容陣列。粗調(diào)環(huán)路還包括CC和SAR，所述的CC用于比較VCO輸出頻率與參考頻率之間的關(guān)系，SAR用于控制整個粗調(diào)過程并對各控制位進(jìn)行調(diào)整。細(xì)調(diào)環(huán)路還包括Div、PFD、CP、LF，所述的Div用于將VCO輸出頻率進(jìn)行N分頻，PFD用于比較參考頻率Frf與N分頻后的VCO頻率之間的頻率和相位關(guān)系并產(chǎn)生相應(yīng)的脈沖信號，CP用于將PFD產(chǎn)生的脈沖信號轉(zhuǎn)換為電流信號，LF用于將電流信號積分并低通濾波得到控制VCO的平穩(wěn)的電壓信號，其中，除VCO和LF外，這些部件的功能要求及結(jié)構(gòu)與一般的鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)中的相應(yīng)單元基本一致。
圖7所示為本實(shí)施例中VCO的結(jié)構(gòu)示意圖，其中，電流源I1和兩個交叉耦合的NMOS管M1和M2構(gòu)成負(fù)阻單元，而LC振蕩模塊由兩個電感L1、L2和兩個對稱的可變電容D1、D2以及一組由開關(guān)控制的電容形成的電容陣列C01至C42組成。其中的可變電容D1和D2由連續(xù)變化的控制電壓Vtune控制，電容陣列由加在開關(guān)上電壓的S(0)至S(4)共5位數(shù)字信號控制。電容陣列中各組電容值之間成等比數(shù)列，比例系數(shù)為2，保證電容陣列與可變電容配合可以實(shí)現(xiàn)連續(xù)的電容變化。
圖8所示為本實(shí)施例中環(huán)路濾波器(LF)的結(jié)構(gòu)示意圖。LF采用了三階結(jié)構(gòu)，圖中信號state經(jīng)過反向器后控制PMOS管M0。當(dāng)state＝1時(即粗調(diào)過程中)，M0將Vtune輸出信號Vtune穩(wěn)定在偏置電壓Vbias，細(xì)調(diào)環(huán)路不工作；當(dāng)state＝0時(即細(xì)調(diào)過程中)，M0關(guān)閉，Vtune由環(huán)路確定，即環(huán)路細(xì)調(diào)過程不受影響。環(huán)路濾波器輸出Vtune用于控制VCO的可變電容。
依據(jù)本發(fā)明，本實(shí)施例的計數(shù)比較器(CC)包含一個計數(shù)器加上少量的控制邏輯。它的工作原理如下每次參考頻率的上升沿到來時計數(shù)器的計數(shù)值和計數(shù)結(jié)果被復(fù)位到0，然后由VCO輸出頻率控制計數(shù)，如果計數(shù)到M則記錄下比較結(jié)果為1，如果計數(shù)不到M就有復(fù)位信號到來，則比較結(jié)果仍為0。在每次計數(shù)器被重置的時候，CC輸出該一位比較結(jié)果的數(shù)字信號表示計數(shù)值與M的大小關(guān)系。如果比較結(jié)果為1，說明VCO頻率大于M倍的參考頻率，即Fvco×M＞Fref否則，我們認(rèn)為Fvco×M＜Fref，當(dāng)然這里存在一定的誤差。因此CC實(shí)際上是一個通過計數(shù)完成頻率倍數(shù)關(guān)系比較的比較器，其主體部分是一個計數(shù)器。
細(xì)調(diào)環(huán)路中的分頻器(Div)也可以通過計數(shù)功能實(shí)現(xiàn)可變的整數(shù)分頻比，因此CC和Div的工作原理非常相似，而且他們都對同一個VCO輸出頻率計數(shù)，所以CC和Div完全可以合并成一個功能模塊，從而簡化電路實(shí)現(xiàn)。本實(shí)施例為了減少敘述過程中的復(fù)雜性，并沒有將他們合并。但本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，實(shí)際實(shí)現(xiàn)的時候，將CC和Div合并成一個功能模塊仍然可以實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的目的。
逐次逼近寄存器(SAR)是通過逐次試探確定各位數(shù)字信號的具有寄存功能的模塊。它的基本工作原理如下先對最高位信號置1，其他信號置0，一個周期后查看比較結(jié)果(由計數(shù)比較器產(chǎn)生)。如果比較結(jié)果表明1太大，那么將最高位清零；否則最高位仍然置1。然后將次高位置1，并保持其他位不變，一個周期后查看比較結(jié)果，完成次高位的設(shè)置。依此類推，直到所有位都設(shè)置完。最后SAR保持各位的值不變，并給出設(shè)置完畢的信號。上述比較過程中的0和1可以互換。
根據(jù)本發(fā)明的另一個目的，上述雙環(huán)路頻率綜合器粗調(diào)環(huán)路的調(diào)諧方法可以通過以下最佳實(shí)施例實(shí)現(xiàn)。
在本實(shí)施例中，設(shè)定VCO的調(diào)節(jié)范圍是5-6GHz，目標(biāo)頻率是5.35GHz，SAR的控制信號為5位，設(shè)定5G赫茲的頻率對應(yīng)的控制信號為00000，6G赫茲對應(yīng)的控制信號為11111，利用圖6所示的雙環(huán)路頻率綜合器來實(shí)現(xiàn)本實(shí)施例的調(diào)諧方法，則雙環(huán)路頻率綜合器的粗調(diào)諧過程將在5個比較周期內(nèi)完成第1個比較周期開始時，SAR將控制信號第一位試探性置0，其他位為1，即控制信號被設(shè)成01111，此時VCO的輸出頻率約為5.375766GHz(需要說明的是，因?yàn)閂CO增益并非線性變化的，所以此處的VCO輸出頻率并不能通過比例計算出精確的輸出頻率來，這里給出的頻率值都是本實(shí)施例中仿真得到的具體值，通過對這些值的比較可以幫助我們理解這個粗調(diào)過程)；第1個周期結(jié)束時，CC經(jīng)過計數(shù)比較，得到比較結(jié)果5.375766G＞5.35G，因此第2個周期開始，控制信號的第1位被置0；同時第2位被試探性置0，即控制信號被設(shè)成00111，則VCO輸出頻率約為5.145065GHz；第2個周期結(jié)束時，CC經(jīng)過計數(shù)比較，得到比較結(jié)果5.145065G＜5.35G，因此第3個周期開始，控制信號的第2位被置1；同時第3位被試探性置0，即控制信號被設(shè)成01011，VCO輸出頻率為5.267899GHz；第3個周期結(jié)束時，CC經(jīng)過計數(shù)比較，得到比較結(jié)果5.267899G＜5.35G，因此第4個周期開始，控制信號的第3位被置1；同時第4位被試探性置0，即控制信號被設(shè)成01101，對應(yīng)輸出頻率為5.3135245GHz；第4個周期結(jié)束時，CC經(jīng)過計數(shù)比較，得到比較結(jié)果5.3135245G＜5.35G，因此第4個周期開始，控制信號的第4位被置1；同時第5位被試探性置0，即控制信號被設(shè)成01110，對應(yīng)輸出頻率為5.365728GHz；第5個周期結(jié)束時，CC經(jīng)過計數(shù)比較，得到比較結(jié)果5.365728G＞5.35G，控制信號的第5位被置0；此時粗調(diào)過程結(jié)束，SAR輸出控制信號為01110，輸出頻率保持在5.365728GHz不變。
至此，粗調(diào)過程結(jié)束，轉(zhuǎn)入鎖相環(huán)評論綜合器的細(xì)調(diào)過程。
如圖9所示，顯示了以上粗調(diào)過程中粗調(diào)控制信號的變化過程。
本實(shí)施例中的雙環(huán)路頻率綜合器經(jīng)過了cadence EDA工具的仿真驗(yàn)證。仿真過程中的頻率綜合器工作的過程如下(參見圖6中各模塊和信號)SAR收到reset信號，并輸出state信號為1，表示粗調(diào)環(huán)路正在工作并屏蔽分頻器的輸出，粗調(diào)過程開始。SAR按照前述的工作原理從最高位開始逐次設(shè)置各位，由于SAR中各位分別控制VCO中電容陣列，且高位控制柵電容較大的MOS管，低位控制柵電容較小的MOS管，使VCO工作在不同的頻率點(diǎn)，一個周期后計數(shù)比較器的比較結(jié)果告訴SAR當(dāng)前設(shè)置位是否正確，SAR更正當(dāng)前位，并設(shè)置下一位，直到所有位都設(shè)置完成。此時SAR輸出state為0，表示粗調(diào)過程結(jié)束，分頻器輸出信號正常輸入到PFD。
由于粗調(diào)開始時，分頻器輸出被屏蔽，因而PFD輸出中up信號保持為1，dn信號保持為0，從而Vtune信號迅速上升到vdd附近，即細(xì)調(diào)環(huán)路穩(wěn)定在該點(diǎn)上。粗調(diào)環(huán)路結(jié)束粗調(diào)后，細(xì)調(diào)環(huán)路進(jìn)入正常的工作狀態(tài)，此時SAR輸出控制信號保持，使VCO輸出頻率在目標(biāo)頻率附近。
本實(shí)施例在仿真過程中，為了得到較好的相噪聲，環(huán)路各參數(shù)也根據(jù)實(shí)際情況確定如下帶寬BW＝100kHz，VCO增益Kvco＝20MHz/V，工作頻率為5GHz～6GHz，兩個參考頻率相同且Fref＝10MHz，粗調(diào)環(huán)路工作過程中細(xì)調(diào)環(huán)路的偏置電壓Vbias＝2.7V。
圖10是N＝535時VCO控制電壓Vtune的仿真結(jié)果可以看出圖10中的波形圖分為兩部分。其中第一部分曲線從0上升到2.7V并保持，表示此時正處于粗調(diào)過程中，細(xì)調(diào)環(huán)路處于等待狀態(tài)。第二部分Vtune為阻尼振蕩曲線，從2.7V逐漸穩(wěn)定到鎖定控制電壓，此過程為環(huán)路細(xì)調(diào)過程。從圖中可以看出，粗調(diào)過程只占用了1us左右的時間，細(xì)調(diào)環(huán)路需要20us左右。但是粗調(diào)環(huán)路很快將頻率從1GHz調(diào)節(jié)范圍鎖定到目標(biāo)頻率附近20M左右的頻率點(diǎn)，大大減少了鎖定時間。
對比實(shí)施例為了對比本發(fā)明及其實(shí)施例的鎖定速度，本發(fā)明還提供了具有和本發(fā)明實(shí)施例相同頻率輸出范圍，但沒有使用本發(fā)明的粗調(diào)環(huán)路的對比實(shí)施例。其仿真結(jié)果如圖11所示，顯示了沒有采用本發(fā)明的粗調(diào)環(huán)路及調(diào)諧方法時系統(tǒng)鎖定過程中Vtune的波形圖。其中帶寬BW＝100kHz，參考頻率Fref＝10MHz，N＝535保持不變，VCO增益Kvco＝872MHz/V，工作頻率為5GHz～6GHz。從圖中可以看出，系統(tǒng)需要20us左右的時間進(jìn)入快速捕捉帶，24us才初次到達(dá)最后的鎖定電壓點(diǎn)，然后在目的電壓上下振蕩，并在50us后慢慢鎖定。相比之下，本實(shí)例中的雙環(huán)路大大減少了鎖定過程中環(huán)路進(jìn)入快速捕捉帶的速度，從而大大縮短了細(xì)調(diào)鎖定需要的時間，因此本發(fā)明的效果非常明顯。
權(quán)利要求
1.一種雙環(huán)路頻率綜合器，包括粗調(diào)和細(xì)調(diào)兩個環(huán)路，其特征在于，所述的粗調(diào)環(huán)路包括依次連接組成環(huán)路的計數(shù)比較器、逐次逼近寄存器和壓控振蕩器。
2.如權(quán)利要求1所述的雙環(huán)路頻率綜合器，其特征在于，所述的細(xì)調(diào)環(huán)路包括依次連接組成環(huán)路的分頻器、鑒相鑒頻器、電荷泵、環(huán)路濾波器和壓控振蕩器，其中，所述的壓控振蕩器為兩個環(huán)路共用。
3.如權(quán)利要求1所述的雙環(huán)路頻率綜合器，其特征在于，所述的壓控振蕩器包含由所述的逐次逼近寄存器輸出的數(shù)字信號控制的開關(guān)電容陣列。
4.如權(quán)利要求3所述的雙環(huán)路頻率綜合器，其特征在于，所述的壓控振蕩器還包括電感和可變電容，與所述的開關(guān)電容陣列共同組成LC振蕩模塊；以及由交叉耦合的MOS管組成的負(fù)阻單元。
5.如權(quán)利要求1所述的雙環(huán)路頻率綜合器，其特征在于，所述的計數(shù)比較器包括計數(shù)器和判定計數(shù)值與預(yù)設(shè)值大小關(guān)系的判定單元。
6.如權(quán)利要求1所述的雙環(huán)路頻率綜合器，其特征在于，所述粗調(diào)環(huán)路中的計數(shù)比較器和所述細(xì)調(diào)環(huán)路中的分頻器共用部分電路或者合并成一個模塊。
7.一種雙環(huán)路頻率綜合器粗調(diào)環(huán)路的調(diào)諧方法，其特征在于，包括如下步驟1)預(yù)設(shè)寄存器的數(shù)字控制信號，使壓控振蕩器輸出對應(yīng)的頻率；2)計數(shù)器對一定參考周期內(nèi)發(fā)生的所述頻率的周期計數(shù)，并判定計數(shù)結(jié)果與其自身預(yù)設(shè)值的大小關(guān)系，確定所述頻率信號與預(yù)設(shè)值對應(yīng)的目標(biāo)頻率的大小關(guān)系；3)寄存器根據(jù)計數(shù)器輸出的判定結(jié)果修正或重新設(shè)置相應(yīng)的數(shù)字控制信號，改變壓控振蕩器的輸出頻率；4)重復(fù)步驟2)和3)，直至寄存器所有的數(shù)字控制信號位都設(shè)置完畢或達(dá)到最佳的數(shù)字控制值。
8.如權(quán)利要求7所述的雙環(huán)路頻率綜合器粗調(diào)環(huán)路的調(diào)諧方法，其特征在于，通過設(shè)置在所述壓控振蕩器中的開關(guān)電容陣列中的開關(guān)，使壓控振蕩器輸出對應(yīng)的頻率。
9.如權(quán)利要求7所述的雙環(huán)路頻率綜合器粗調(diào)環(huán)路的調(diào)諧方法，其特征在于，采用逐次逼近的頻率搜索方式，通過從高位到低位逐位設(shè)置數(shù)字控制信號使壓控振蕩器的輸出頻率搜索范圍逐漸縮小。
全文摘要
一種雙環(huán)路頻率綜合器和粗調(diào)環(huán)路的調(diào)諧方法。所述的雙環(huán)路頻率綜合器包括粗調(diào)和細(xì)調(diào)兩個環(huán)路粗調(diào)環(huán)路包括依次的計數(shù)比較器、逐次逼近寄存器和壓控振蕩器，細(xì)調(diào)環(huán)路包括依次連接的分頻器、鑒相鑒頻器、電荷泵、環(huán)路濾波器和壓控振蕩器，該壓控振蕩器為兩個環(huán)路共用，包含由數(shù)字信號控制的開關(guān)電容陣列。所述的調(diào)諧方法包括步驟1)預(yù)設(shè)數(shù)字控制信號，使壓控振蕩器輸出對應(yīng)頻率；2)對一定參考周期內(nèi)發(fā)生的頻率周期計數(shù)，并判定計數(shù)結(jié)果與其自身預(yù)設(shè)值的大小關(guān)系；3)根據(jù)判定結(jié)果修正或重新設(shè)置相應(yīng)的數(shù)字控制信號，改變壓控振蕩器的輸出頻率；4)重復(fù)步驟2)和3)，直至所有的數(shù)字控制信號位都設(shè)置完畢或達(dá)到最佳的數(shù)字控制值。
文檔編號H03L7/18GK1731681SQ20051008622
公開日2006年2月8日 申請日期2005年8月12日 優(yōu)先權(quán)日2005年8月12日
發(fā)明者劉軍華, 廖懷林, 張國艷, 黃如, 張興 申請人:北京大學(xué)