本發(fā)明涉及用于開關電源領域，尤其涉及一種原邊反饋反激式電源ccm(電流連續(xù)模式)與dcm(電流斷續(xù)模式)模式的恒流控制系統(tǒng)。

背景技術：

原邊反饋反激式電源在數(shù)碼產(chǎn)品的鋰電子電池充電器、計算機(pc)輔助電源及l(fā)ed驅動等方面應用廣泛，其在變壓器原邊檢測輸出信息，消除了次級的采樣電路，無須使用光耦合器，減少組件數(shù)目，降低了整體電路的復雜性，更為的高效和優(yōu)化。為了提高原邊反饋反激式開關電源的功率應用范圍，必然要求開關電源有一個更高的功率輸出。dcm的控制環(huán)路比較穩(wěn)定，但其主要應用于小功率情況。在大功率情況ccm應用較多，所以如何實現(xiàn)ccm模式下的高精度電流穩(wěn)定性，便是難點所在。

為了實現(xiàn)輸出電流的穩(wěn)定性，已有采用的方式是，通過pout/vo＝io的方式實現(xiàn)恒流輸出，其中pout是副邊的輸出功率，vo是副邊的輸出電壓，io是副邊的輸出電流。其缺點是實現(xiàn)恒流的代價過大，由于副邊的輸出功率pout未知，用原邊輸入功率pin代替副邊的輸出功率pout，但是pin的計算往往過于復雜，此外要得到副邊的輸出功率vout需要額外構建采樣電路，這種算法的恒流效果與效率相關，效率受輸入電壓與負載大小的影響較大，難以實現(xiàn)高精度電流穩(wěn)定性。

通過adc實現(xiàn)恒流也是一種較為通用的方式，方法之一就是采樣電流的最大最小值，然后求出平均值，或者利用adc采樣導通中點的電流電壓值。但是這兩種方法的缺點就是，若需要提高恒流精度，需要提高采樣頻率，為此的實現(xiàn)成本往往比較高。

通過dac是另一種實現(xiàn)恒流的方式，其方法之一就是采用峰值電流控制方法，控制開關管導通階段的峰值電流，得出導通階段的平均電流，從而控制輸出電流恒定，該控制方法恒流精度較高，但控制環(huán)路較為復雜。

上述技術難點的存在，需要建立更高效的計算模型，從而實現(xiàn)更高精度的恒流特性。

技術實現(xiàn)要素：

為了解決現(xiàn)有技術的局限性，本發(fā)明提出了一種原邊反饋反激式電源ccm與dcm模式的恒流控制系統(tǒng)，該方法采用平均電流控制方法，控制開關管的導通時間，實現(xiàn)輸出電流恒定，并且在dcm模式和ccm模式都可以使用，在提高恒流精度的同時，可以提高電路的功率應用范圍。

本發(fā)明采用的技術方案是：一種原邊反饋反激式電源ccm與dcm模式的恒流控制系統(tǒng)，其特征在于：包括電流檢測模塊、輸出反饋模塊、電流計算模塊、誤差計算模塊、pid模塊、pwm模塊以及驅動模塊，并與受控的開關電源連接起來構成一個閉環(huán)；采用平均電流控制方法控制開關管的導通時間，實現(xiàn)輸出電流恒定；

電流檢測模塊用于采集實現(xiàn)恒流算法的基本參數(shù)，電流檢測模塊的輸入信號包括pwm模塊給定的開關導通階段原邊采樣電阻電壓vs的平均值vav對應的數(shù)字量vav_dig以及驅動模塊輸出的開關控制信號duty和原邊采樣電阻電壓vs；電流檢測模塊的輸出信號包括一個輸出給pwm模塊的半個開關周期ton_half和開關導通階段原邊采樣電阻電壓vs的平均值vav；電流檢測模塊包括一個dac單元、一個比較器comp1以及一個時間計算單元，dac單元的輸入是pwm模塊給定的開關導通階段原邊采樣電阻電壓vs的平均值vav對應的數(shù)字量vav_dig，dac單元的輸出為對應的開關導通階段采樣電阻電壓vs的平均值vav，其輸出給電流計算模塊，并連接到比較器comp1的負端，比較器comp1的正端連接原邊采樣電阻的電壓vs，時間計算單元的輸入信號分別為驅動模塊輸出的開關控制信號duty和比較器comp1的輸出信號vcomp1，時間計算單元根據(jù)內(nèi)部時鐘信號計算vcomp1＝0，duty＝1時間段的時間長度，該時間段的時間長度即為半個開關周期ton_half，當開關導通時間ton設置為ton_half的兩倍時，vav即為開關管導通時原邊采樣電阻電壓vs的平均值，原邊導通階段平均電流iavp得以設定，從而單個開關周期中電感電流流向輸出端口的時間tr的平均電流iavs及輸出電流平均值io得以設定；

輸出反饋模塊用于采集實現(xiàn)恒流算法的基本參數(shù)、計算單個開關周期中電感電流流向輸出端口的時間tr和模式識別信號flag；輸出反饋模塊的輸入信號包括輔助繞組采樣電壓vsense和驅動模塊輸出的開關控制信號duty，輸出反饋模塊的輸出信號包括單個開關周期中電感電流流向輸出端口的時間tr值和模式識別信號flag，輸出反饋模塊包括一個比較器comp2，比較器comp2的正端連接輔助繞組采樣電壓vsense，比較器comp2的負端接地，根據(jù)比較器comp2的輸出vcomp2得到單個開關周期中電感電流流向輸出端口的時間tr值和模式識別信號flag，并輸出給電流計算模塊；因為對于dcm模式，當副邊電流為0的時候，輔助繞組上的電壓會出現(xiàn)諧振現(xiàn)象，所以在單個開關周期中電感電流流向輸出端口的時間tr值的計算上dcm模式和ccm模式不同，flag＝1表示ccm工作模式，flag＝0表示dcm工作模式，其判斷的依據(jù)就是在次邊電流恢復到0后，輔助繞組上分壓電阻上的電壓是否出現(xiàn)諧振，如果出現(xiàn)諧振，表示處于dcm工作模式，如果沒有出現(xiàn)諧振，表示處于ccm工作模式；

電流計算模塊用于計算輸出電流平均值io，該模塊的輸入信號是輸出反饋模塊的輸出的單個開關周期中電感電流流向輸出端口的時間tr值和模式識別信號flag、電流檢測模塊中dac模塊輸出的開關導通階段原邊采樣電阻電壓vs的平均值vav以及pwm的輸出的正常控制時開關周期ts，輸出信號是輸出電流平均值io，計算公式如式(1)所示：

其中，vav是開關導通階段原邊采樣電阻電壓vs的平均值，rs是采樣電阻的阻值，np是原邊繞組的匝數(shù)，ns是副邊繞組的匝數(shù)，tr是單個開關周期中電感電流流向輸出端口的時間，ts是正?？刂茣r開關周期；

誤差計算模塊包括精確數(shù)值給定單元、減法器、偏差計算及偏差變化率計算單元，減法器正端連接精確數(shù)值給定單元輸出的模擬數(shù)值常量iref，該值根據(jù)系統(tǒng)的設計指標而給定，減法器負端連接電流計算模塊輸出的電路輸出電流平均值io，減法器的輸出通過偏差計算單元得到二進制的當前采樣周期的電壓偏差數(shù)字量εμ(tn)，將其通過偏差變化率計算單元與上一個采樣周期二進制電壓偏差數(shù)字量εμ(tn-1)相減得到二進制數(shù)字量的偏差變化率△εμ(tn)；

pid模塊包括微分、比例、積分及求和四個運算單元，積分與比例單元的輸入為偏差計算單元輸出的二進制的電壓偏差量εμ(tn)，微分單元的輸入為偏差變化率計算單元輸出的二進制的偏差變化率△εμ(tn)，將微分、比例、積分三個運算單元的輸出在求和運算單元中求和，輸出補償結果為二進制的數(shù)字量vpi；

pwm模塊的輸入為pid模塊輸出的補償結果vpi以及電流檢測模塊輸出的半個開關導通時間ton_half；通過pid模塊補償結果vpi值和輸出信號vav_dig，其為開關導通階段原邊采樣電阻電壓vs的平均值vav對應的數(shù)字量，用于電流檢測模塊的信息處理并計算得到正常控制時開關周期ts以及開關導通時間ton，開關導通時間ton的計算公式如式(2)所示：

ton＝2×ton_half(2)

其中，ton_half是電流檢測模塊設定的半個開關周期，當開關導通時間ton設置為ton_half的兩倍，原邊電感電流平均值等于設定值vav對應的電流，實現(xiàn)平均電流控制，并將開關導通時間ton輸出給驅動模塊，正?？刂茣r開關周期ts值是pwm模塊根據(jù)輸入信號計算得到的下一個開關周期的長度，而開關導通時間ton則限定了功率管的導通時間；

驅動模塊的輸入為pwm模塊輸出的正?？刂茣r開關周期ts及開關導通時間ton，ton值限定了功率管的導通時間，而原邊采樣電阻上的最大電流是正比于功率管的導通時間的，因此ton也就限定了原邊采樣電阻上的最大電流，結合上述正?？刂茣r開關周期ts和開關導通時間ton兩個輸入信號，驅動模塊輸出占空比波形，即開關控制信號duty，該開關控制信號duty控制功率管的柵極，實現(xiàn)對環(huán)路的控制；同時開關控制duty也是電流檢測模塊以及輸出反饋模塊進行信息處理的一個輸入信號；重復上述過程進行循環(huán)控制開關電源功率管的開通和關斷，以使系統(tǒng)更加穩(wěn)定，從而獲得更高的恒流精度。

本發(fā)明的優(yōu)點及顯著效果：

1、通過簡單的dac單元與比較器，精確控制開關管的導通時間，可以應用于ccm與dcm，本發(fā)明的控制實現(xiàn)方法上簡單，靈活，易于實現(xiàn)，免去了對于輸出電壓的采樣電路，降低了電源開發(fā)成本。

2、本發(fā)明能適用于隔離式或者非隔離開關電源電路結構，具備通用性，可復用性和可移植性。

附圖說明

圖1a是本發(fā)明控制方法的系統(tǒng)結構框圖；

圖1b是電流檢測模塊的結構框圖；

圖2a是dcm模式下輸出反饋模塊工作原理的示意圖；

圖2b是ccm模式下輸出反饋模塊工作原理的示意圖；

圖3a是dcm模式下電流計算模塊計算模型的示意圖；

圖3b是ccm模式下電流計算模塊計算模型的示意圖；

圖4是具有本發(fā)明的多模式控制反激變換器的閉環(huán)電路結構圖實例。

具體實施方式

本發(fā)明提高開關電源恒流精度的控制系統(tǒng)如圖1a及圖4，基于包括電流檢測模塊、輸出反饋模塊、電流計算模塊、誤差計算模塊、pid模塊、pwm模塊以及驅動模塊構成的控制系統(tǒng)，該控制系統(tǒng)與受控的開關電源連接起來構成一個閉環(huán)。

如圖1b所示，電流檢測模塊包括一個dac單元，一個比較器comp1，以及一個時間計算單元。dac單元的輸入是pwm模塊給定的vav_dig(其為原邊采樣電阻電壓vs的平均值vav對應的數(shù)字量),輸出為對應的開關管導通階段采樣電阻電壓vs的平均值vav。比較器comp1的正端接原邊采樣電流電阻的電壓vs，負端接開關管導通階段原邊采樣電阻電壓vs的平均值vav，輸出信號vcomp1輸入到時間計算單元。時間計算單元的輸入信號分別為驅動模塊輸出的開關控制信號duty，比較器的輸出信號vcomp1，該模塊根據(jù)內(nèi)部時鐘信號計算vcomp1＝0，duty＝1時間段ton_half的時間長度，其設置為半個開關導通時間，當開關導通時間ton設置為ton_half的兩倍時，vav即為開關管導通階段采樣電阻電壓vs的平均值。電流檢測模塊的輸出結果是控制開關導通時間ton的重要參數(shù)。

如圖1a及圖4所示，輸出反饋模塊用于采集實現(xiàn)恒流算法的基本參數(shù)、計算次級電感電流的占空比，包括一個比較器comp2，比較器comp2的正端連接輔助繞組采樣電壓vsense，比較器comp2的負端接地，根據(jù)比較器comp2的輸出vcomp2得到單個開關周期中電感電流流向輸出端口的時間tr值和模式識別信號flag。在tr值的計算上dcm模式和ccm模式不同，下面結合圖例分別介紹dcm模式和ccm模式下的tr計算原理和模式識別信號flag判斷原理。對于dcm模式，如圖2a所示，當副邊電流為0的時候，輔助繞組上的電壓會出現(xiàn)諧振現(xiàn)象，為了更為精確的計算tr值，運用以下計算模型。在一個完整開關周期內(nèi)，根據(jù)vsense的波形，一個開關周期可以分為三個工作區(qū)域，當duty＝1即為第一工作區(qū)域，用enable＝0來表示；當enable＝0，vcomp2＝1時，進入第二工作區(qū)域，用enable＝1來表示；當enable＝1,vcomp2＝0時，進入第三工作區(qū)域，用enable＝2來表示。首先計算enable＝1的時間長度，記為tr_tempdcm,并引入一個臨時變量temp來計算enable＝2后第一個諧振半周期t_half,當duty＝1時，temp為0；當temp＝0，vcomp2＝1時，temp變?yōu)?；當temp＝1，vcomp2＝0時，temp變?yōu)?；當temp＝2，vcomp2＝1時，temp變?yōu)?；如此一來，temp＝2的時間長度即為enable＝2后第一個諧振半周期t_half，所以得到dcm模式下tr如(3)式

tr＝tr_tempdcm-t_half/2(3)

對于ccm模式，如圖2b所示，根據(jù)內(nèi)部時鐘信號計算enable＝1的時間長度,記為tr_tempccm，tr_tempccm即是tr值，如(4)式

tr＝tr_tempccm(4)

flag＝1表示ccm工作模式，flag＝0表示dcm工作模式，flag的初值設為1，即默認為ccm模式，如果開關控制信號duty為0期間，出現(xiàn)vcomp2＝0,則把flag設為0，表明電路進入了dcm工作模式。

電流計算模塊主要計算電路輸出電流平均值io。該模塊的輸入信號是輸出反饋模塊輸出的單個開關周期中電感電流流向輸出端口的時間tr，電流檢測模塊中dac模塊輸出的開關導通階段原邊采樣電阻電壓vs的平均值vav以及pwm模塊輸出的正常控制時開關周期ts,輸出信號是電路輸出電流平均值io。dcm模式下的計算模型如圖3a所示，ccm模式下的計算模型如圖3b所示,兩種模式采用相同的計算模型，所以無論dcm模式還是ccm模式，當開關管導通時間ton設置為電流檢測模塊輸出的ton_half的兩倍時，易得(5)式

其中，iavp是原邊導通階段的平均電流,vav是開關管導通階段原邊采樣電阻電壓vs的平均值。rs是采樣電阻的阻值。

在得到原邊導通階段的平均電流iavp后，tr階段的平均電流iavs與iavp的關系如(6)式

iavp×np＝iavs×ns(6)

其中np是原邊繞組的匝數(shù)，ns是副邊繞組的匝數(shù)。

次級電流在時間上取平均可以得到輸出電流平均值io，如(7)式

電流計算模塊的輸出為電路輸出電流平均值io。

誤差計算模塊包括精確數(shù)值給定單元、減法器、偏差計算及偏差變化率計算單元，減法器正端連接精確數(shù)值給定單元輸出的模擬數(shù)值常量iref，該值根據(jù)系統(tǒng)的設計指標而給定，減法器負端連接電流計算模塊輸出的電路輸出電流平均值io，減法器的輸出通過偏差計算單元得到二進制的當前采樣周期的電壓偏差數(shù)字量εμ(tn)，將其通過偏差變化率計算單元與上一個采樣周期二進制電壓偏差數(shù)字量εμ(tn-1)相減得到二進制數(shù)字量的偏差變化率△εμ(tn)。

pid模塊包括微分、比例、積分及求和四個運算單元，積分與比例單元的輸入為二進制的電壓偏差εμ(tn)，微分單元的輸入為二進制的偏差變化率△εμ(tn)，將微分、比例、積分三個運算單元的輸出在求和運算單元中求和，求和運算模塊輸出補償結果為二進制的數(shù)字量vpi。

pwm模塊的輸入為pid模塊的補償結果vpi以及電流檢測模塊輸出的半個開關導通時間ton_half。通過pid模塊補償結果vpi值，輸出信號vav_dig，其為開關導通階段原邊采樣電阻電壓vs的平均值vav對應的數(shù)字量，并用于電流檢測模塊的信息處理；并計算得到正常控制時開關周期ts以及開關導通時間ton，并將其輸出給驅動模塊。其中正?？刂茣r開關周期ts值是pwm模塊根據(jù)輸入信號計算得到的下一個開關周期的長度，而開關導通時間ton則限定了功率管的導通時間。開關導通時間ton的計算如(8)式

ton＝2×ton_half(8)

當開關導通時間ton設置為ton_half的兩倍，原邊導通階段的平均電流iavp得以設定，從而單個開關周期中電感電流流向輸出端口tr階段的平均電流iavs及輸出電流平均值io得以設定，電路實現(xiàn)高精度恒流。

驅動模塊包括一個rs觸發(fā)器和兩個時間計數(shù)單元。當電路啟動時，時間計數(shù)單元1開始計數(shù)，當其計數(shù)值等于正?？刂茣r開關周期ts時，產(chǎn)生一個clk_set脈沖，置位rs觸發(fā)器，開關管打開，時間計數(shù)單元1復0并開始重新計數(shù)，與此同時時間計數(shù)器2開始計數(shù)，當其計數(shù)值等于開關導通時間ton時，產(chǎn)生一個clk_reset脈沖，復位rs觸發(fā)器，開關管關斷，時間計數(shù)單元2復0并等待下一次計數(shù)。rs觸發(fā)器的輸出的占空比信號即為開關控制信號duty,該信號接功率管的柵極，實現(xiàn)對環(huán)路的控制。同時開關控制信號duty也是電流檢測模塊以及輸出反饋模塊進行信息處理不可或缺的一個重要輸入信號。重復上述過程進行循環(huán)控制開關電源功率管的開通和關斷，以使系統(tǒng)更加穩(wěn)定，從而獲得更高的恒流精度。

以上內(nèi)容是結合具體的優(yōu)選實施方式對本發(fā)明所作的進一步詳細說明，不能認定本發(fā)明的具體實施只局限于這些說明，在此描述的本發(fā)明可以有許多變化(在其他開關電源中都可以使用恒流算法控制)，這種變化不能人為偏離本發(fā)明的精神和范圍。因此，所有對本領域技術人員顯而易見的改變，都應包括在本權利要求書的涵蓋范圍之內(nèi)。