專利名稱：冪級數(shù)展開型數(shù)字式預(yù)矯正器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于減少放大器的非線性失真的裝置，尤其是涉及冪級數(shù)展開型數(shù)字式預(yù)矯正器。
背景技術(shù)：
為了以線性調(diào)制方式確實(shí)可靠地進(jìn)行振幅變化的信號的無線發(fā)送，必須對在功率放大器中產(chǎn)生的非線性失真進(jìn)行充分的補(bǔ)償。用于這種目的的預(yù)矯正(pre-distortion)法，是向功率放大器的輸入信號附加能消除在功率放大器中導(dǎo)入的失真成分的逆失真成分，以抵消在功率放大器中產(chǎn)生的失真。要得到好的抵消效果，必須高精度地設(shè)定向輸入信號導(dǎo)入的失真成分的振幅和相位。
實(shí)現(xiàn)預(yù)矯正的一種方法，是利用從檢查表中查出適合于輸入信號的失真成分的檢查表型預(yù)矯正器(例如參照非專利文獻(xiàn)1)。如果要求進(jìn)行更高精度的失真補(bǔ)償，則公知有將功率放大器的非線性特性用冪級數(shù)展開進(jìn)行模型化的冪級數(shù)展開型的預(yù)矯正器(例如參照非專利文獻(xiàn)2)。專利文獻(xiàn)1中所公開的方法是，為了進(jìn)行冪級數(shù)展開型數(shù)字式預(yù)矯正器的自動控制，通過對功率放大器的輸出信號和數(shù)字式預(yù)矯正器中生成的各次數(shù)的失真信號進(jìn)行高速傅立葉變換(FFT)，并分別進(jìn)行頻率變換，算出各次數(shù)的系數(shù)。同樣地，非專利文獻(xiàn)3所公開的方法是，計算在數(shù)字式預(yù)矯正器中生成的信號的公矩陣，將功率放大器的輸出信號和數(shù)字式預(yù)矯正器中生成的信號之差作為誤差信號，控制數(shù)字式預(yù)矯正器的各次數(shù)的系數(shù)。非專利文獻(xiàn)4公開的內(nèi)容是，利用某種載波的導(dǎo)頻信號自動控制冪級數(shù)展開型數(shù)字式預(yù)矯正器，跟蹤功率放大器的溫度變化和經(jīng)年變化。該技術(shù)已經(jīng)被普遍應(yīng)用于車載電話中繼用信號發(fā)送放大器中。
專利文獻(xiàn)1.美國專利第5,164,678號說明書非專利文獻(xiàn)1.H.Girard，and K.Feher，”A new baseband linearizerfor more efficient utilization of earth station amplifiers usedfor QPSK transmission”，IEEE，Select Areas Commun.，Vol.SAC-1，No.1，1983.
非專利文獻(xiàn)2.岡本、野島、大山、“基于IF對預(yù)矯正器的行波管放大器的非線性失真補(bǔ)償法的探討”，電子信息通信學(xué)會技術(shù)研究報告，MW76-112，1976非專利文獻(xiàn)3.G.Lazzarin，S.Pupolin，and A.Sarti，“NonlinearityCompensation in Digital Radio Systems”，IEEE Trans.Commun.，Vol.42，No.2/3/4，F(xiàn)eb/March/April 1994非專利文獻(xiàn)4.T.Nojima，and T.Konno，“Cuber PredistortionLinearizer for Relay Equipment in 800MHz Band Land Mobile TelephoneSystem”，IEEE Trans.Vech.Tech.，Vol.VT-34，No.4，Nov.1985非專利文獻(xiàn)5.H.Ku，D.McKinley，and J.SKenny，“QuantifyingMemory Effects in RF Power Amplifiers”，IEEE Transactions onMicrowave Theory and Techniues，Vol.50，No.12，pp.2843-2849，Decc.2002在現(xiàn)有技術(shù)的冪級數(shù)展開型數(shù)字式預(yù)矯正器中，在功率放大器的輸出得到充分的補(bǔ)償?shù)那闆r下，或利用窄帶調(diào)制波等情況下，可得到良好的失真補(bǔ)償效果?？墒?，要使功率放大器以更高的效率工作，需要進(jìn)一步壓縮輸出補(bǔ)償。也就是說要求預(yù)矯正器具有更高的失真補(bǔ)償能力，使得在大輸入功率時也能保持線性工作。
圖2是對功率放大器的輸出電壓和3次失真成分的相位的相對大小之間的關(guān)系進(jìn)行研究的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。在實(shí)驗(yàn)中，將圖1B所示的中心頻率為fo的具有規(guī)定的振幅和頻率的兩個基波或載波(CW2波)102、104，以各種輸入功率輸入到功率放大器中，然后研究輸出信號。在功率放大器的輸出信號中，除了被放大的基波102、104，還產(chǎn)生非線性失真成分，即3次失真成分106、108。雖然一般還產(chǎn)生3次以上的高次失真成分，但為了便于說明，在圖1(B)中只畫出了3次失真成分。圖2的兩個曲線202、204分別對應(yīng)于如圖1(B)的左側(cè)所示的3次失真成分106和右側(cè)所示的3次失真成分108。理想的情況是，這2個曲線在全部輸出功率上都一致。這是因?yàn)槿绻咭恢?，補(bǔ)償一方的3次失真成分，直接也就補(bǔ)償了另一方的3次失真成分。可是，如果二者不一致，即使補(bǔ)償了一方的3次失真成分，而另一方的3次失真成分未能得到補(bǔ)償，依然殘留在信號中。如圖2所示，大體在功率比較低時，兩者幾乎一致。這與在輸出補(bǔ)償被充分確保的情況下，可得到良好的失真補(bǔ)償效果的事實(shí)相符?？墒牵谳敵龉β蚀蟮那闆r下，兩個曲線202、204不一致，分別取不同的值。即，在輸出補(bǔ)償沒有被充分確保的區(qū)域，很難進(jìn)行失真補(bǔ)償。像這樣，3次(或其以上的成分)失真成分，依頻率的高低而取不同的值，這種現(xiàn)象就是公知的“記憶效果”。利用時變?yōu)V波器的模型處理記憶效果的方法，例如記載于非專利文獻(xiàn)5。
可是，向預(yù)矯正器輸入的信號，有某種程度的隨機(jī)性。而且，對應(yīng)于隨著時間變化的輸入信號，記憶效果的形式也可能不一樣。即，非線性失真成分的頻率依存性也可能隨著時間變化?？墒牵F(xiàn)有技術(shù)的預(yù)矯正器沒有被設(shè)計為能夠充分的與那樣的變化隨動，當(dāng)然也就不能充分地進(jìn)行高精度的失真補(bǔ)償。也有提出使用導(dǎo)頻信號跟蹤失真成分隨時間的變化的?？墒?，導(dǎo)頻信號并不是能隨時得到，必須利用與發(fā)送信號不同的導(dǎo)頻信號進(jìn)行失真補(bǔ)償工作，很難用導(dǎo)頻信號簡單且高精度地進(jìn)行失真補(bǔ)償。該失真補(bǔ)償動作，例如，包括向預(yù)矯正器輸入預(yù)定的導(dǎo)頻信號、向功率放大器輸入預(yù)矯正器的輸出、掃描整個頻率范圍尋找非線性失真成分和調(diào)整各種參數(shù)以抑制發(fā)現(xiàn)的失真成分等，這些步驟和結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜。
而且，還提出了一種今后將在實(shí)用化的無線通信系統(tǒng)中使用寬帶調(diào)制信號的方案。系統(tǒng)要求對跨越數(shù)10MHz以上的寬帶的信號進(jìn)行高精度的失真補(bǔ)償。使用的頻率范圍越大，隨頻率變化的非線性失真成分的變動量也會變大，因此上述的問題將會日益嚴(yán)重。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明了為解決上述問題點(diǎn)中的至少一個而提出，目的在于提供一種能夠?qū)β史糯笃鬟M(jìn)行高精度的非線性失真補(bǔ)償?shù)膬缂墧?shù)展開型數(shù)字式預(yù)矯正器。
根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施方式，能夠提供一種冪級數(shù)展開型數(shù)字式預(yù)矯正器，其特征在于，具有向輸入的數(shù)字信號導(dǎo)入預(yù)定次數(shù)的非線形失真信號的失真信號導(dǎo)入單元，并補(bǔ)償功率放大單元的非線性失真，所述失真信號導(dǎo)入單元具有乘法器單元，對應(yīng)所述次數(shù)對信號進(jìn)行乘方；和有限脈沖響應(yīng)濾波單元，與所述乘法器單元串聯(lián)連接，自適應(yīng)控制單元，接收參照信號，自適應(yīng)控制所述有限脈沖響應(yīng)濾波單元的分接系數(shù)，使得所述參照信號接近期望值。
由于能夠自適應(yīng)控制所述有限脈沖響應(yīng)濾波器的分接系數(shù)，所以能夠提高失真補(bǔ)償精度。
根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施方式，所述參照信號，是從所述數(shù)字信號導(dǎo)出的前饋信號。由于是根據(jù)被放大前的信號進(jìn)行自適應(yīng)控制，所以能夠?qū)崿F(xiàn)控制的高速化。
根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施方式，所述參照信號，是從所述功率放大單元的輸出導(dǎo)出的反饋信號。由于是根據(jù)實(shí)際被放大的信號進(jìn)行自適應(yīng)控制，所以能夠?qū)崿F(xiàn)更高精度的控制。
根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施方式，所述反饋信號，是通過從所述功率放大單元的輸出導(dǎo)出的數(shù)字信號中除去與輸入的數(shù)字信號成比例的和/或與輸入的數(shù)字信號的乘方成比例的信號而形成的。通過除去信號成分中占支配地位的基波成分(線性成分)，能夠抽取出應(yīng)被抑制的非線性成分。
根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施方式，所述參照信號，是由從所述數(shù)字信號導(dǎo)出的前饋信號和從所述功率放大單元導(dǎo)出的反饋信號所形成的。通過具有前饋和反饋通路，能夠?qū)崿F(xiàn)控制的高速化和高精度化。
根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施方式，所述失真信號導(dǎo)入單元具有向輸入的數(shù)字信號導(dǎo)入一定次數(shù)的非線性失真信號的第一失真信號導(dǎo)入單元和導(dǎo)入其他次數(shù)的非線性失真信號的第二失真信號導(dǎo)入單元。能夠?qū)Υ螖?shù)不同的非線性失真進(jìn)行適當(dāng)補(bǔ)償。
根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施方式，在所述乘法器單元的輸入側(cè)和/或輸出側(cè)連接有所述有限脈沖響應(yīng)濾波器。通過適當(dāng)選擇設(shè)置有限脈沖響應(yīng)濾波單元的位置，能夠提高失真抑制或者失真補(bǔ)償精度。
根據(jù)本發(fā)明的冪級數(shù)展開型數(shù)字式預(yù)矯正器，能夠?qū)β史糯笃鬟M(jìn)行高精度的非線性失真補(bǔ)償。


圖1是表示功率放大器的大致的輸入輸出特性和信號頻譜的圖。
圖2是表示對應(yīng)功率放大器輸出電壓的3次失真成分的相位大小的實(shí)驗(yàn)結(jié)果的圖。
圖3是使用了本發(fā)明第一實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的發(fā)送機(jī)的示意圖。
圖4是表示數(shù)字式預(yù)矯正器的詳細(xì)的方框圖。
圖5是一實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的方框圖。
圖6是一實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的方框圖。
圖7是一實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的方框圖。
圖8是表示被線性或非線性地放大了的信號成分的模式化的頻譜圖。
圖9是使用了一實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的發(fā)送機(jī)的部分示意圖。
圖10是使用了一實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的發(fā)送機(jī)的部分示意圖。
圖11表示用于調(diào)整如圖10所示的FIR濾波器的分接系數(shù)的概略的流程圖。
圖12是表示本發(fā)明的第2實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的方框圖。
圖13是表示本發(fā)明的第3實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的方框圖。
圖14是表示一實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的方框圖。
圖15是表示一實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的方框圖。
圖16是表示一實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的方框圖。
圖17是表示一實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的方框圖。
圖18是使用了第3實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的發(fā)送機(jī)的部分示意圖。
圖19是使用了一實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的發(fā)送機(jī)的部分示意圖。
圖20是使用了一實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的發(fā)送機(jī)的部分示意圖。
圖中302-數(shù)字式預(yù)矯正器；304-DAC；306-正交調(diào)制器；308-頻率轉(zhuǎn)換器；310-功率放大器；312-方向性耦合器；314-頻率轉(zhuǎn)換器；316-正交解調(diào)器；318-ADC；320-系數(shù)乘法器；322-加法器；324-失真信號導(dǎo)入部；326-自適應(yīng)控制器；402、412-乘法器；404、414-系數(shù)乘法器；406、407、416-有限脈沖響應(yīng)濾波器；408、417、418-加法器；502-系數(shù)乘法器；504-減法器；506-自適應(yīng)算法部；602-乘法器；604-系數(shù)乘法器；606-減法器；507-自適應(yīng)算法部；702-乘法器；704-系數(shù)乘法器；706-減法器；708、712-系數(shù)乘法器；710、714-減法器；716、718-自適應(yīng)算法部；802-基波成分；803-3次失真成分；805-5次失真成分；1202-數(shù)字式預(yù)矯正器；1204、1210、1220-系數(shù)乘法器；1208、1218-乘法器；1212、1222、1213、1223-有限脈沖響應(yīng)濾波器；1214-、1224-加法器；1226-自適應(yīng)控制器；1326-自適應(yīng)控制器；1404-減法器；1406、1407-自適應(yīng)算法部；1502-系數(shù)乘法器；1504-減法器；1602-乘法器；1604-系數(shù)乘法器；1606、1608-減法器；1702-乘法器；1704系數(shù)乘法器；1706-減法器；1708、1712-系數(shù)乘法器；1710、1714、1720、1722-減法器；1716、1718-自適應(yīng)算法部。
具體實(shí)施例方式
下面，參照

本發(fā)明示教的各個實(shí)施例。圖中的同樣的要素賦予相同的參照序號。概略地講，第一實(shí)施例利用了反饋控制，第二實(shí)施例利用了前饋控制，第三實(shí)施例利用了反饋控制和前饋控制兩者。
圖3是使用了本發(fā)明的第一實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的信號發(fā)送機(jī)的部分示意圖。該發(fā)送機(jī)的發(fā)送通路上，包括數(shù)字式預(yù)矯正器302、數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)304、正交調(diào)制器306、頻率轉(zhuǎn)換器308和功率放大器310。在該發(fā)送機(jī)的反饋通路上，包括方向性耦合器312、頻率轉(zhuǎn)換器314、正交解調(diào)器316、模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)318。而且，數(shù)字式預(yù)矯正器302具有系數(shù)乘法器320、加法器322、失真信號導(dǎo)入部324和自適應(yīng)控制器326。
數(shù)字式預(yù)矯正器302接收圖中左側(cè)所示的數(shù)字發(fā)送信號。數(shù)字發(fā)送信號的I和q分別輸入到數(shù)字式預(yù)矯正器。數(shù)字發(fā)送信號一般是如本實(shí)施例那樣使用基帶信號，但根據(jù)用途也可以使用中間頻帶的信號。把這些信號輸入到系數(shù)乘法器320，對信號的振幅和/或相位進(jìn)行調(diào)整，使其達(dá)到相當(dāng)于如a1所示的適當(dāng)?shù)某Ａ?一般是復(fù)數(shù))。被調(diào)整后的各個信號，被分別輸入到加法器322的一側(cè)的各個輸入端。一方面，失真信號導(dǎo)入部324也接收數(shù)字發(fā)送信號，對應(yīng)同相成分和正交成分分別生成非線性失真信號，并將其輸入到加法器322的另一側(cè)的輸入端。自適應(yīng)控制器326，控制失真信號導(dǎo)入部324的動作。關(guān)于在數(shù)字式預(yù)矯正器302中進(jìn)行的詳細(xì)動作，將在后面敘述。
數(shù)模轉(zhuǎn)換器304，按照同相成分(I)和正交成分(Q)，分別將在數(shù)字式預(yù)矯正器302生成的數(shù)字信號(導(dǎo)入了非線性失真的信號)，轉(zhuǎn)換為模擬信號。
正交調(diào)制器306將按照同相成分(I)和正交成分(Q)分別得到的信號合成為一個調(diào)制信號。該調(diào)制信號y(t)，例如能夠按照下式進(jìn)行合成。
y(t)＝y(tǒng)i(m)cos(2πft)-yq(m)sin(2πft)其中，yi(m)，yq(m)是數(shù)字發(fā)送信號的第M個信號的同相成分和正交成分。
頻率轉(zhuǎn)換器308將基帶或中間頻帶的調(diào)制信號轉(zhuǎn)換為射頻(RF)頻帶的高頻信號(上行轉(zhuǎn)換)。
功率放大器310，將輸入的高頻信號的功率能級放大到適合無線發(fā)送的能級。功率放大器310的輸出信號(被放大的信號)，不僅具有將輸入信號線性放大的信號成分，還具有因非線性放大而產(chǎn)生的失真成分。該非線性失真的影響，由數(shù)字式預(yù)矯正器302在數(shù)字發(fā)送信號被放大之前附加在該數(shù)字發(fā)送信號上的失真信號所抵消。功率放大器310的輸出信號，作為在以后的發(fā)送機(jī)輸出，通過通過天線(未圖示)進(jìn)行無線發(fā)送。
一方面，反饋通路的方向性耦合器312，抽取發(fā)送信號的一部分。頻率轉(zhuǎn)換器314，將該被抽取的信號的頻帶，轉(zhuǎn)換(下行轉(zhuǎn)換)為基帶或者中間頻帶。正交解調(diào)器316將下行轉(zhuǎn)換信號分離為同相成分(I)和正交成分(Q)。模數(shù)轉(zhuǎn)換器318按照同相成分和正交成分將模擬信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，并將其輸入到數(shù)字式預(yù)矯正器302的自適應(yīng)控制器326。
圖4表示數(shù)字式預(yù)矯正器數(shù)字式預(yù)矯正器302的詳細(xì)的方框圖。由于對同相成分和正交成分的信號處理的原理是相同的，所以為簡單起見，只畫出了對其中一種成分(例如同相成分)進(jìn)行處理的要素。在失真信號導(dǎo)入部324的有關(guān)3次失真成分的通路上，具有乘法器402、404和有關(guān)3次失真成分的(FIR3)有限脈沖響應(yīng)濾波器406、408。失真信號導(dǎo)入部324的關(guān)于5次失真成分的通路，包括乘法器412、414、有關(guān)5次失真成分的(FIR5)416、和加法器418。并且可以同樣地設(shè)置未圖示的有關(guān)高次失真成分的通路。
系數(shù)乘法器320、404、414對輸入的信號乘以由a1、a3、a5等所示的預(yù)定的常量(一般是復(fù)數(shù))。乘法器402對輸入信號進(jìn)行3次乘方并輸出，乘法器412對輸入信號進(jìn)行5次乘方并輸出。FIR3、FIR5將輸入的信號與過去輸入的信號一起加權(quán)平均化并輸出。該加權(quán)又稱為分接系數(shù)(Tap coefficient)。這些數(shù)字濾波器FIR，一般是通過將串聯(lián)連接的多個延遲元件的各輸出乘上各自的加權(quán)，并合成被加的各輸出，而形成輸出信號?；蛘邽榱说玫较嗤妮敵鲂盘?，也可以例如構(gòu)成利用傅立葉變換和反傅立葉變換在頻帶區(qū)間進(jìn)行主要的計算處理的FIR濾波器。這些數(shù)字信號處理，可以利用微處理器、DSP、FPGA和其他的現(xiàn)有的要素進(jìn)行。
下面，對第一實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器302的動作原理進(jìn)行說明。設(shè)輸入到數(shù)字式預(yù)矯正器302的數(shù)字發(fā)送信號為u(m)。這里的m是用于指定取樣數(shù)的參數(shù)。設(shè)取樣間隔為T，則進(jìn)行取樣的時間t的表達(dá)式為t＝mT …(1)。
首先，系數(shù)乘法器320的輸出x1的表達(dá)式為x1＝a1·*u(m) …(2)其次，濾波器FIR3的輸出x3的表達(dá)式為x3＝a3·W3BH·U3(m) …(3)在這里，W3B是由濾波器FIR3的N+1個分接系數(shù)構(gòu)成的N+1維矢量，可表示為W3BH＝(W0(m)、W1(m)、…、WN(m)) …(4)H表示進(jìn)行復(fù)數(shù)共扼轉(zhuǎn)置。U3(m)是輸入到濾波器FIR3的由現(xiàn)在和過去的信號構(gòu)成的N+1維向量，可以表示為U3(m)H＝(u(m)3、u(m-1)3…、u(m-N)3) …(5)。濾波器FIR5的輸出x5也可以表示為X5＝a5·W5BH·U5(m) …(3)在這里，W5B是由濾波器FIR5的N+1個分接系數(shù)構(gòu)成的N+1維矢量，U3(m)是輸入到濾波器FIR3的由現(xiàn)在和過去的信號構(gòu)成的N+1維向量。以下可同樣地根據(jù)需要求出更高次的信號成分x7、x9。
系數(shù)乘法器320的輸出x1，相當(dāng)于將數(shù)字發(fā)送信號線性放大的信號。濾波器FIR3的輸出x3相當(dāng)于非線性放大的信號的3次失真成分。濾波器FIR5的輸出x5也相當(dāng)于非線性放大的信號，不過相當(dāng)于5次失真成分?？赏瑯拥氐玫狡浜蟮母叽问д娉煞?。這些被非線性放大的信號x3、x5、…表示由數(shù)字式預(yù)矯正器302附加到發(fā)送信號中的失真成分。因此，數(shù)字式預(yù)矯正器302的輸出y(m)可以表示為y(m)=Σi=1∞x2i+1(m)---(6).]]>正如在該技術(shù)領(lǐng)域所公知的，非線性失真成分用奇數(shù)次的項(xiàng)表示。如上所述，該輸出信號y(m)只表示同相成分和正交成分的一種。因此，數(shù)字式預(yù)矯正器302的輸出，更準(zhǔn)確地是包含同相成分的yi(m)和正交成分的yq(m)。然后這些各個成分，按照y(t)＝y(tǒng)i(m)cos(2πft)-yq(m)sin(2πft)…(7)被轉(zhuǎn)換為調(diào)制信號y(t)。
如果功率放大器310的輸入信號為y(t)，那么其輸出信號z(t)z(t)=b1y(t)+b3y(t)3+·····=Σi=1∞b2i+1y2i+1(t)]]>…(8)可以用輸入信號的冪級數(shù)表示。I次失真成分用冪級數(shù)展開式(8)的i次項(xiàng)表達(dá)，其中系數(shù)bi相當(dāng)于i次失真成分的影響度。并且，在數(shù)字式預(yù)矯正器302的輸出和功率放大器310的輸入之間，存在上述的元件304、306、308等。但是，需要注意的是，由于基于這些元件的信號形式的變化不屬于本發(fā)明的信號處理的本質(zhì)，故省略，將數(shù)字式預(yù)矯正器302的輸出和功率放大器310的輸入都作為y(t)進(jìn)行說明。
從方向性耦合器312抽取的信號，在頻率轉(zhuǎn)換器314進(jìn)行下行轉(zhuǎn)換，通過正交解調(diào)器316分解為同相成分和正交成分。這些信號通過模數(shù)轉(zhuǎn)換器318的轉(zhuǎn)換，按照各個成分分別形成輸入到數(shù)字式預(yù)矯正器302的反饋信號。這些反饋信號是在數(shù)字式預(yù)矯正器302中被監(jiān)測的信號，按成分分別被圖示為ZMON(I)(M)，ZMON(Q)(M)。簡單起見，將其中的一種稱為反饋信號Zmon(m)。根據(jù)(8)式，反饋信號Zmon(m)可表示為Zmon(m)＝b1y(m)+b3y(m)3+b5y(m)5+…(11)。
進(jìn)而，若使用y(m)的表達(dá)式(6)，則可以表達(dá)為Zmon(m)＝b1(x1+x3+x5+…)+b3(x1+x3+x5+…)3+b5(x1+x3+x5+…)5+… (12)下面，說明系數(shù)乘法器320的輸出信號x1(在導(dǎo)入失真信號導(dǎo)入部324的失真信號之前的信號)。在僅將該信號x1輸入功率放大器310的情況下而得到的輸出信號z1，包含通過信號x1被線性放大而生成的線性成分和通過信號x1被非線性放大而生成的非線性成分。輸出信號z1可表達(dá)為z1＝c1x1(m)+c3x1(m)3+c5x1(m)5+…(13)在這里，ci是功率放大器310的被推測的i次冪級數(shù)展開系數(shù)。冪級數(shù)展開系數(shù)ci，可以從功率放大器的輸入輸出特性求出。
由(12)式減去(13)式，則有表達(dá)式Zmon(m)-z1(m)
＝(b1-c1)x1(m)+(b3-c3)x13+(b5-c5)x15+…+b1(x3(m)+x5(m)+…)+b3(x3(m)3+x5(m)3+…)+b5(x3(m)5+x5(m)5+…)+… (14)。
這里，令功率放大器的推測冪級數(shù)展開系數(shù)ci和實(shí)際的冪級數(shù)展開系數(shù)bi相等(bi＝ci)、并省略高次項(xiàng)，則(14)式可以表示為zmon(m)-z1(m)=b1x3(m)+b1x3(m)+·····=b1Σi=1∞x2i+1(m)=Σi=1∞e2i+1---(15).]]>另外，雖然不同用途的產(chǎn)品有不同的要求，但也可以省略x7(m)、x9(m)…等高于5次的項(xiàng)。如上所述，Zmon(m)-z1(m)相當(dāng)于僅僅將在數(shù)字式預(yù)矯正器302的失真信號導(dǎo)入部324生成的失真信號成分x3(m)、x5(m)通過功率放大器310線性放大而得到的輸出信號。(15)式的各項(xiàng)相當(dāng)于有關(guān)3次、5次、…各次數(shù)的誤差信號e2i+1，為了減小這些值，對濾波器FIR3、FIR5等的分接系數(shù)進(jìn)行相應(yīng)地調(diào)整。由此，能夠結(jié)合失真成分的頻率依賴性和時間變動自動地進(jìn)行分接系數(shù)的調(diào)整，能夠非常有效地進(jìn)行預(yù)矯正。
進(jìn)一步說明在失真信號導(dǎo)入部324生成的3次失真成分x3。從所述的Zmon(m)-z1(m)，減去推測的大于5次的高次項(xiàng)的影響，得到關(guān)于3次失真成分的誤差信號e3(m)。
e3(m)=zmon(m)-z1(m)-c1Σi=2∞x2i+1(m)=b1x3(m)-(b1-c1)Σi=2∞x2i+1(m)---(16)]]>這里，令功率放大器的被推測的冪級數(shù)展開系數(shù)ci和實(shí)際的冪級數(shù)展開系數(shù)bi相等，則誤差信號e3(m)可以被簡化表示為e3(m)＝b1x3(m)…(17)。
通過使誤差信號e3(m)變小地自動調(diào)整濾波器FIR3的分接系數(shù)，能夠在失真信號導(dǎo)入部324生成可在功率放大器310中對被導(dǎo)入的3次失真成分進(jìn)行有效的補(bǔ)償?shù)氖д娉煞謝3。同樣，關(guān)于5次失真成分的誤差信號e5(m)也可以簡化表示為
e5(m)＝b1x5(m)…(18)。
通過使誤差信號e5(m)變小地自動調(diào)整濾波器FIR5的分接系數(shù)，能夠在失真信號導(dǎo)入部324生成可在功率放大器310中對被導(dǎo)入的5次失真成分進(jìn)行有效的補(bǔ)償?shù)氖д娉煞謝5。其后，可同樣地生成能夠有效地抵消更高次的失真的失真成分x2i+1。
所述的誤差信號，在自適應(yīng)控制中應(yīng)該是盡可能小的評價函數(shù)。根據(jù)關(guān)于誤差信號的數(shù)學(xué)式(17)、(18)，可知它們不包含熱噪音和隨機(jī)性誤差。因此，在分接系數(shù)的自適應(yīng)控制中，可以使與熱噪音無關(guān)的誤差信號變得很小。對于自適應(yīng)控制自身，可以采用已有的各種算法。作為具體的例子，可以使用最快下降法、LMS法、RLS法等，也可以使用卡爾曼濾波器等。
圖5是一實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的方框圖。在本實(shí)施例中僅考慮了3次失真成分，忽略了5次及5次以上的失真成分。本實(shí)施例中的自適應(yīng)控制器326包括系數(shù)乘法器502、減法器504、自適應(yīng)算法部506。反饋信號Zmon表示為Zmon(m)＝b1(x1+x3)+b3(x1+x3)3+… (19)。
系數(shù)乘法器502的輸出為c1x1，其相當(dāng)于上述的z1。因此，減法器504的輸出表示由Zmon(m)-z1(m)_(b1-c1)x1+b1x3＝b1x3＝e3所表達(dá)的誤差信號。其中，利用了b1＝c1的條件。自適應(yīng)算法部506接收該誤差信號e3，為了使誤差信號e3變小而自動調(diào)整濾波器FIR3406的分接系數(shù)。該調(diào)整通過執(zhí)行如上所述的自適應(yīng)算法來進(jìn)行。
圖6是一實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的方框圖。在本實(shí)施例中僅考慮了3次失真成分，忽略了5次及5次以上的失真成分。本實(shí)施例中的自適應(yīng)控制器326，在系數(shù)乘法器502、減法器504、自適應(yīng)算法部507的基礎(chǔ)上還包括3次乘法器602、系數(shù)乘法器604、減法器606。反饋信號Zmon表示為Zmon(m)＝b1(x1+x3)+b3(x1+x3)3+…(20)。
系數(shù)乘法器502的輸出為c1x1，系數(shù)乘法器604的輸出為c3x13兩者之和相當(dāng)于上述的z1。因此，減法器606的輸出表示由Zmon(m)-z1(m)_(b1-c1)x1+(b3-c3)x3+b1x3＝b1x3＝e3表達(dá)的誤差信號。其中，利用了b1＝c1、b3＝c3的條件。自適應(yīng)算法部507接收該誤差信號e3，為了使其變小而自動調(diào)整濾波器FIR3406的分接系數(shù)。本實(shí)施例中，與圖5所示例不同，由于還參考了所述(14)式中的(b3-c3)x3項(xiàng)，所以能夠以比圖5所示例更高的精度求出誤差信號e3。
圖7是一實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的方框圖。在本實(shí)施例中不僅考慮了3次失真成分，還考慮了5次失真成分。本實(shí)施例中的自適應(yīng)控制器326在包括系數(shù)乘法器502、減法器504、3次乘法器602、系數(shù)乘法器604、減法器606、FIR3用自適應(yīng)算法部716的基礎(chǔ)上，還包括5次乘法器702、系數(shù)乘法器704、減法器706、系數(shù)乘法器708、減法器710、系數(shù)乘法器712、減法器714和FIR5自適應(yīng)算法部718。反饋信號Zmon表示為Zmon(m)＝b1(x1+x3+x5)+b3(x1+x3+x5)3+b5(x1+x3+x5)5+… ……(21)減法器706的輸出為Zmon(m)-(c1x1+c3x13+c5x15)＝(b1-c1)x1+(b3-c3)x13+(b5-c5)x15+b1x3+b1x5…(22)，與上述(14)式相當(dāng)。系數(shù)乘法器708的輸出為c1x5，所以減法器710的輸出為(b1-c1)x1+(b3-c3)x13+(b5-c5)x15+b1x3+(b1-c1)x5＝b1x3＝e3，成為關(guān)于3次失真成分的誤差信號。其中，利用了b1＝c1、b3＝c3、b5＝c5的條件。自適應(yīng)算法部716接收該誤差信號e3，為了使其變小而自動調(diào)整濾波器FIR3406的分接系數(shù)。
一方面，系數(shù)乘法器712的輸出為c1x3，所以減法器714的輸出為(b1-c1)x1+(b3-c3)x13+(b5-c5)x15+(b1-c1)x3+b1x5＝b1x5＝e5，成為關(guān)于5次失真成分的誤差信號。其中，利用了b1＝c1、b3＝c3、b5＝c5的條件。自適應(yīng)算法部718接收該誤差信號e5，使其變小地自動調(diào)整濾波器FIR5416的分接系數(shù)。
利用頻譜圖說明上述動作?；鶐У姆答佇盘朲mon，利用FFT如圖8(A)模型化地表示的那樣，包括線性放大的基波成分802、非線性放大的3次失真成分803和5次失真成分805。在將關(guān)于基波的信號x1進(jìn)行3次乘方或5次乘方并乘以適當(dāng)?shù)南禂?shù)，并將其結(jié)果(z1)從反饋信號Zmon中減去后，則如圖8(B)所示的那樣，基波802和非線性失真成分的一部分被除去。由于殘余的5次失真成分，可作為系數(shù)乘法器708的輸出而得到，所以通過減法器710進(jìn)一步把其減去，可得到如圖8(c)所示的3次失真成分e3。另外，由于3次失真成分作為系數(shù)乘法器712的輸出而被得到，所以通過減法器714將其減去，則可以抽取出5次失真成分e5。
圖9是使用了一實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的發(fā)送機(jī)的局部示意圖。本實(shí)施例與結(jié)合圖3、圖4所說明的內(nèi)容大體相同。但是在有限脈沖響應(yīng)濾波器FIR3FIR5的輸出與乘法器402、412的輸入連接的這一點(diǎn)上，與將這些濾波器的輸入與乘法器的輸出側(cè)連接的圖4的例子不同。乘法器402、404等，可以作為功率放大器310的一部分而建立對應(yīng)關(guān)聯(lián)。例如，有功率放大器310的輸出側(cè)(例如MOSFET的漏極側(cè))的結(jié)構(gòu)和動作對非線性失真的影響比輸入側(cè)(例如柵極側(cè))更大的情況。在這種情況下，根據(jù)FIR濾波器被設(shè)置在乘法器之前或之后，功率放大器310的非線性失真的產(chǎn)生方式將會不同，或在失真信號導(dǎo)入部生成的失真成分的精度將會不同。在圖9中，通過在乘法器402、412的輸入側(cè)設(shè)置FIR濾波器，可達(dá)到抑制非線性失真或者提高失真成分的精度的效果。更進(jìn)一步，在圖10所示的例子中，通過在乘法器402、412的輸入側(cè)和輸出側(cè)的兩側(cè)設(shè)置FIRF3406、FIRB3407、FIRF5416、FIRB5417，實(shí)現(xiàn)了對非線性失真的抑制或者失真成分的精度的提高。
圖11表示用于調(diào)整如圖10所示的FIR濾波器的分接系數(shù)的概略流程圖。從步驟1102開始進(jìn)行控制。在步驟1104，選擇關(guān)于I次失真成分的(i為大于等于3的奇數(shù))的設(shè)置在乘法器的輸入側(cè)的濾波器FIRF，并將該濾波器的分接系數(shù)確定為控制對象。例如，選擇關(guān)于3次失真成分的FIRF3406。在步驟1106，通過使誤差信號ei為最小值地進(jìn)行自適應(yīng)控制，自動確定分接系數(shù)。在步驟1108，判定關(guān)于設(shè)置在乘法器的輸入側(cè)的全部濾波器FIRF的分接系數(shù)是否已被調(diào)整。如果存在未調(diào)整的濾波器，使次數(shù)i增加并返回步驟1104，重復(fù)同樣的步驟。在步驟1108，如果沒有未調(diào)整的濾波器FIRF，則進(jìn)至步驟1110。
在步驟1110，選擇關(guān)于i次失真成分的設(shè)置在乘法器的輸出側(cè)的濾波器FIRB，并將該濾波器的分接系數(shù)確定為控制對象。例如，選擇關(guān)于3次失真成分的FIRFB407。在步驟1112，通過使誤差信號ei為取最小值地進(jìn)行自適應(yīng)控制，自動確定分接系數(shù)。在步驟1114，判定關(guān)于設(shè)置在乘法器的輸入側(cè)的全部濾波器FIRF的分接系數(shù)是否已被調(diào)整。如果存在未被調(diào)整的濾波器，則使次數(shù)i增加并返回步驟1110，重復(fù)同樣的步驟。在步驟1114，如果沒有未調(diào)整的濾波器FIRB，則進(jìn)至步驟1116，結(jié)束流程。
本實(shí)施例雖然是先調(diào)整乘法器輸入側(cè)的濾波器的分接系數(shù)，然后再調(diào)整輸出側(cè)的濾波器的分接系數(shù)，但也可以顛倒順序。但不能采用同時調(diào)整輸入側(cè)和輸出側(cè)的順序。這是因?yàn)椋绻M(jìn)行同時調(diào)整，則會增加在調(diào)整過程中變化的參數(shù)，延長得出適當(dāng)?shù)慕馑枰臅r間以及增加運(yùn)算負(fù)擔(dān)。
圖12是表示本發(fā)明第2實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的方框圖。本實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器1202，可以替代圖3所示的數(shù)字式預(yù)矯正器302使用。數(shù)字式預(yù)矯正器1202在與基波相關(guān)的通路上具有系數(shù)乘法器1204和加法器1206，在前饋通路上具有自適應(yīng)控制器1226。數(shù)字式預(yù)矯正器1202在與3次失真成分相關(guān)的通路上，具有乘法器1208、系數(shù)乘法器1210、有限脈沖響應(yīng)濾波器FIR31212和加法器1214。在與5次失真成分相關(guān)的通路上，具有乘法器1218、系數(shù)乘法器1220、有限脈沖響應(yīng)濾波器FIR51222和加法器1224。以下可同樣地設(shè)置未圖示的有關(guān)高次失真成分的通路。
系數(shù)乘法器1204、1210、1220等將輸入的信號與用a1，a3，a5表示的規(guī)定的常量(一般是復(fù)數(shù))相乘。3次乘法器1208對輸入信號進(jìn)行3次乘方并輸出，5次乘法器1218對輸入信號進(jìn)行5次乘方并輸出。FIR3、FIR5將輸入的信號與過去輸入的信號一起加權(quán)平均化并輸出。
對第2實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器1202的動作原理進(jìn)行說明。設(shè)輸入到數(shù)字式預(yù)矯正器1202的數(shù)字發(fā)送信號為u(m)。這里的m是用于指定取樣數(shù)的參數(shù)。設(shè)取樣間隔為T，則進(jìn)行取樣的時間t的表達(dá)式為t＝mT…(23)系數(shù)乘法器1204的輸出x1的表達(dá)式為x1＝a1·u(m) …(24)濾波器FIR3的輸出x3的表達(dá)式為x3＝a3·W3BH·U3(m) …(25)在這里，W3B是由濾波器FIR3的N+1個分接系數(shù)構(gòu)成的N+1維矢量，可表示為W3BH＝(W0(m)、W1(m)、…、WN(m)) …(26)H表示進(jìn)行復(fù)數(shù)共扼轉(zhuǎn)置。U3(m)是輸入到濾波器FIR3的由現(xiàn)在和過去的信號構(gòu)成的N+1維向量，可以表示為U3(m)H＝(u(m)3、u(m-1)3…、u(m-N)3)…(27)。
同樣，濾波器FIR5的輸出x5也可以表示為X5＝a5·W5BH·U5(m)在這里，W5B是由濾波器FIR5的N+1個分接系數(shù)構(gòu)成的N+1維矢量，U5(m)是輸入到濾波器FIR3的由現(xiàn)在和過去的信號構(gòu)成的N+1維向量。以下可同樣地根據(jù)需要求出更高次的信號成分x7、x9、…。
本實(shí)施例的自適應(yīng)控制器1226，接收輸入到數(shù)字式預(yù)矯正器1202的數(shù)字發(fā)送信號u(m)，并根據(jù)接收的數(shù)字發(fā)送信號u(m)和過去的加權(quán)，生成新的加權(quán)。例如，關(guān)于3次失真成分的加權(quán)W3B由遞推式W3B(m)＝W3B(m-1)+F3B(u(m)) …(28)確定。這里的F3B是依賴于數(shù)字發(fā)送信號u(m)的N+1維的更新向量。隨著使用的自適應(yīng)算法部的不同而不同。例如，使用維納霍夫法等，由數(shù)字發(fā)送信號u(m)算出矩陣要素，求出共方差矩陣R，再將該共方差矩陣R與現(xiàn)在和過去的數(shù)字發(fā)送信號U(m)H＝(u(m)、u(m-1)…、u(m-N))相乘，求出下一個加權(quán)W3B。關(guān)于加權(quán)的初始值，例如可以預(yù)先測定功率放大器310的失真成分的頻率依存性，事先設(shè)定在自適應(yīng)算法部中。另外，也可以預(yù)先設(shè)初始值為0，使自適應(yīng)算法部邊運(yùn)行邊學(xué)習(xí)。
根據(jù)本實(shí)施例，由于沒有反饋回路，可以能夠快速地調(diào)整分接系數(shù)。而且，由于也不需要反饋通路所必需的信號處理要素，所以可以用簡潔的結(jié)構(gòu)進(jìn)行自適應(yīng)控制。只是從提高精度的角度出發(fā)，還是希望采用基于反饋回路的第一實(shí)施例。
圖13是表示本發(fā)明的第3實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的方框圖。本實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器1302，可以替代圖3所示的數(shù)字式預(yù)矯正器302進(jìn)行使用。數(shù)字式預(yù)矯正器1202除了具有圖12所示的裝置同樣的要素之外，自適應(yīng)控制器1326還接收反饋信號。換句話說，第三實(shí)施例中，具有關(guān)于反饋控制的回路和關(guān)于前饋控制的回路。
自適應(yīng)控制器1326一邊接收從前饋回路接收的數(shù)字發(fā)送信號u(m)(前饋信號)，一邊從反饋回路接收從實(shí)際通過功率放大器310的信號中導(dǎo)出的反饋信號u(m)’。然后，為了使前饋信號u(m)和反饋信號u(m)’的差值e(m)為最小值而對濾波器的分接系數(shù)進(jìn)行自適應(yīng)控制。
E(m)＝u(m)-u(m)’ …(29)由于這樣求出的誤差信號，也不包含熱噪聲和隨機(jī)性的誤差，所以能夠以極高的精度進(jìn)行自適應(yīng)控制。關(guān)于分接系數(shù)或者加權(quán)，例如由例如遞推式W3B(m)＝W3B(m-1)+F3B(e(m))…(30)確定。這里的F3B是依賴于誤差信號e(m)的N+1維的更新向量。隨著使用的自適應(yīng)算法部的不同而不同。3次失真成分及3次失真成分以上的加權(quán)也可以用同樣的方法算出。
圖14是表示一實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的方框圖。在本實(shí)施例中，與圖5所示的實(shí)施例一樣，僅考慮了3次失真成分，忽略了5次及5次以上的失真成分。本實(shí)施例中的自適應(yīng)控制器1326，包括減法器1404和自適應(yīng)算法部1406。在模擬區(qū)域或者數(shù)字區(qū)域，將本實(shí)施例的反饋信號的功率能級調(diào)整為合適的能級。雖然在哪個區(qū)域調(diào)整功率能級都可以，但例如在模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)318能夠進(jìn)行接收的功率范圍(動作范圍)并不充分大的情況下，優(yōu)選在數(shù)字區(qū)域進(jìn)行功率能級的調(diào)整。這是由于在ADC的動作區(qū)域小的情況下，如果將ADC的輸入信號的功率能級調(diào)整為小的值，那么ADC的輸出信號的精度會劣化。而且，由于功率放大器310的增益是已知的，因此能夠準(zhǔn)確地知道應(yīng)該將反饋信號的功率能級調(diào)整到何種程度。
減法器1404將前饋信號u(m)和被調(diào)整為適當(dāng)能級的反饋信號u(m)’的差值e(m)輸入給自適應(yīng)算法部1406。自適應(yīng)算法部1406接收差值e(m)，并對濾波器FIR3406的分接系數(shù)進(jìn)行調(diào)整，以減小該差值。該調(diào)整通過運(yùn)行如上所述的已知的自適應(yīng)算法進(jìn)行。
圖15是表示一實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的方框圖。在本實(shí)施例中，與圖5所示的實(shí)施例一樣，僅考慮了3次失真成分，忽略了5次及5次以上的失真成分。本實(shí)施例中的自適應(yīng)控制器1326包括系數(shù)乘法器1502、減法器1504、自適應(yīng)算法部1406和減法部1404。減法器1404將前饋信號u(m)和反饋信號u(m)’的差值e(m)輸入給自適應(yīng)算法部1406。自適應(yīng)算法部1406接收該誤差信號e(m)(＝(b1-c1-1/a1)x1+b1x3＝b1x3)，例如根據(jù)上述(30)式自動調(diào)整濾波器FIR31212的分接系數(shù)，使該誤差信號變?yōu)樽钚≈怠?br> 圖16是表示一實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的方框圖。在本實(shí)施例中，與圖6所示的實(shí)施例一樣，僅考慮了3次失真成分，忽略了5次及5次以上的失真成分。本實(shí)施例中的自適應(yīng)控制器1326在包括系數(shù)乘法器1502、減法器1504、自適應(yīng)算法部1407的基礎(chǔ)上還包括3次乘法器1602、系數(shù)乘法器1604和減法部1606、1608。減法器1608生成誤差信號e(m)(＝(b1-c1-1/a1)x1+(b3-c3)x13+b1x3＝b1x3)，并輸入給自適應(yīng)算法部1407。自適應(yīng)算法部1407接收該誤差信號e(m)，例如根據(jù)上述(30)式自動調(diào)整濾波器FIR31212的分接系數(shù)，使其變?yōu)樽钚≈怠?br> 圖17是表示一實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的方框圖。在本實(shí)施例中，與圖7所示的實(shí)施例一樣，不僅考慮了3次失真成分，也考慮了5次失真成分。本實(shí)施例中的自適應(yīng)控制器1326在包括系數(shù)乘法器1502、減法器1504、3次乘法器1602、系數(shù)乘法器1604、減法部1606、FIR3用自適應(yīng)算法部1716的基礎(chǔ)上，還包括5次乘法器1702、系數(shù)乘法器1704、減法器1706、系數(shù)乘法器1708、減法器1710、系數(shù)乘法器1712、減法器1714、FIR5用的自適應(yīng)算法部1718和減法器1720、1722。減法器1720生成與3次失真相關(guān)的誤差信號e3(m)，并輸入給自適應(yīng)算法部1716。自適應(yīng)算法部1716接收該誤差信號e3(m)，自動調(diào)整濾波器FIR31212的分接系數(shù)，使其變?yōu)樽钚≈?。并且減法器1722生成誤差信號e5(m)，并輸入給自適應(yīng)算法部1718。自適應(yīng)算法部1718接收該誤差信號e5(m)，自動調(diào)整濾波器FIR51222的分接系數(shù)，使其變?yōu)樽钚≈怠?次及7次以上也同樣構(gòu)成，利用誤差信號調(diào)整分接系數(shù)。
圖18是使用了第3實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的發(fā)送機(jī)的局部示意圖。如圖所示，對同相成分(I)和正交成分(Q)分別進(jìn)行自適應(yīng)控制。
圖19是使用了第3實(shí)施例的數(shù)字式預(yù)矯正器的發(fā)送機(jī)的局部示意圖。本實(shí)施例與圖13等說明的裝置大體相同，在有限脈沖響應(yīng)濾波器FIR3、FIR5的輸出與乘法器1210、1220的輸入連接的點(diǎn)上，與將這些濾波器的輸入與乘法器的輸出側(cè)連接的圖13的例子不同。本實(shí)施例與圖9所示的例子相同，通過在乘法器1210、1212的輸入側(cè)設(shè)置FIR濾波器，實(shí)現(xiàn)對非線性失真的抑制或者失真成分的精度的提高。更進(jìn)一步，在圖20所示的例子中，通過在乘法器1210、1212的輸入側(cè)和輸出側(cè)兩側(cè)設(shè)置濾波器FIRF31213、FIRB31212、FIRF51223、FIRB51222，實(shí)現(xiàn)對非線性失真的抑制或者失真成分的精度的提高。
權(quán)利要求
1.一種冪級數(shù)展開型數(shù)字式預(yù)矯正器，用于對功率放大單元的非線性失真進(jìn)行補(bǔ)償，其包括失真信號產(chǎn)生單元，被設(shè)置成向提供給所述數(shù)字式預(yù)矯正器的數(shù)字輸入信號導(dǎo)入預(yù)定次數(shù)的非線性失真分量，所述失真信號產(chǎn)生單元具有乘法器單元，被設(shè)置成將所述數(shù)字輸入信號升高至與所述非線性失真分量的預(yù)定次數(shù)相一致的冪次；和有限脈沖響應(yīng)濾波單元，與所述乘法器單元串聯(lián)連接；自適應(yīng)控制單元，接收參照信號，并自適應(yīng)地調(diào)節(jié)所述有限脈沖響應(yīng)濾波單元的分接系數(shù)，使得所述參照信號達(dá)到期望值。
2.如權(quán)利要求1所述的數(shù)字式預(yù)矯正器，其特征在于，所述自適應(yīng)控制單元，根據(jù)現(xiàn)在及過去輸入到該數(shù)字式預(yù)矯正器的數(shù)字信號確定所述分接系數(shù)。
3.如權(quán)利要求1所述的數(shù)字式預(yù)矯正器，其特征在于，所述參照信號是一反饋信號，該反饋信號是通過從根據(jù)所述功率放大單元的輸出導(dǎo)出的第二信號減去與所述數(shù)字輸入信號或與該數(shù)字輸入信號的冪成比例的第一信號來獲得的。
4.如權(quán)利要求1所述的數(shù)字式預(yù)矯正器，其特征在于，所述參照信號是根據(jù)所述數(shù)字輸入信號導(dǎo)出的前饋信號與根據(jù)所述功率放大單元的輸出導(dǎo)出的反饋信號中的至少一個信號。
5.如權(quán)利要求4所述的數(shù)字式預(yù)矯正器，其特征在于，所述自適應(yīng)控制單元接收作為參照信號的所述前饋信號和所述反饋信號，并調(diào)節(jié)所述有限脈沖響應(yīng)濾波單元的分接系數(shù)，以減小所述前饋信號與所述反饋信號之差。
6.如權(quán)利要求1所述的數(shù)字式預(yù)矯正器，其特征在于，所述失真信號產(chǎn)生單元被設(shè)置成，將多個不同次數(shù)的非線性失真分量導(dǎo)入所述數(shù)字輸入信號中。
7.如權(quán)利要求6所述的數(shù)字式預(yù)矯正器，其特征在于，所述失真信號產(chǎn)生單元具有多組串聯(lián)連接的乘法器單元和有限脈沖響應(yīng)濾波單元，每組被設(shè)置給與所述多個不同次數(shù)的非線性失真分量相對應(yīng)的多條路徑中的一條。
8.如權(quán)利要求1所述的數(shù)字式預(yù)矯正器，其特征在于，所述乘法器單元的輸出與所述有限脈沖響應(yīng)濾波單元的輸入相連接。
9.如權(quán)利要求1所述的數(shù)字式預(yù)矯正器，其特征在于，所述有限脈沖響應(yīng)濾波單元輸出與所述乘法器單元的輸入相連接。
10.如權(quán)利要求1所述的數(shù)字式預(yù)矯正器，其特征在于，所述失真信號產(chǎn)生單元還具有與所述乘法器單元串聯(lián)連接的第2有限脈沖響應(yīng)濾波單元，并且其中一個有限脈沖響應(yīng)濾波單元置于所述乘法器單元之前，而其中另一個有限脈沖響應(yīng)濾波單元置于所述乘法器單元之后。
11.一種發(fā)送器，包括功率放大單元，用于放大數(shù)字發(fā)送信號；和數(shù)字式預(yù)矯正器，與所述功率放大單元相連接，并使用冪級數(shù)展開模型對所述功率放大單元的非線性失真進(jìn)行補(bǔ)償，所述數(shù)字式預(yù)矯正器包括失真信號產(chǎn)生單元，被設(shè)置成向在被輸入給所述功率放大單元之前提供給所述數(shù)字式預(yù)矯正器的數(shù)字發(fā)送信號導(dǎo)入預(yù)定次數(shù)的非線性失真分量，所述失真信號產(chǎn)生單元具有乘法器單元，被設(shè)置成將所述數(shù)字發(fā)送信號升高至與所述非線性失真分量的預(yù)定次數(shù)相一致的冪次；和有限脈沖響應(yīng)濾波單元，與所述乘法器單元串聯(lián)連接；和自適應(yīng)控制單元，被設(shè)置成接收參照信號，并自適應(yīng)地調(diào)節(jié)所述有限脈沖響應(yīng)濾波單元的分接系數(shù)，使得所述參照信號達(dá)到期望值。
全文摘要
本發(fā)明提供一種能對功率放大器進(jìn)行高精度的非線性失真補(bǔ)償?shù)膬缂墧?shù)展開型數(shù)字式預(yù)矯正器。本發(fā)明的冪級數(shù)展開型數(shù)字式預(yù)矯正器具有向輸入的數(shù)字信號導(dǎo)入預(yù)定次數(shù)的非線形失真信號的失真信號導(dǎo)入單元，所述失真信號導(dǎo)入單元具有按照所述次數(shù)對信號進(jìn)行乘方的乘法器和與所述乘法器串聯(lián)連接的有限脈沖響應(yīng)濾波器。并且所述預(yù)矯正器還具有自適應(yīng)控制單元，其接收參照信號，對所述有限脈沖響應(yīng)濾波器的分接系數(shù)進(jìn)行自適應(yīng)控制，使所述參照信號接近期望值。由于對所述有限脈沖響應(yīng)濾波器的分接系數(shù)進(jìn)行自適應(yīng)控制，所以能夠提高失真補(bǔ)償精度。
文檔編號H03F1/32GK1649260SQ20051000672
公開日2005年8月3日 申請日期2005年1月31日 優(yōu)先權(quán)日2004年1月29日
發(fā)明者鈴木恭宜, 水田信治, 山尾泰 申請人:株式會社Ntt都科摩