專利名稱：雙工器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明總體上涉及雙工器，特別涉及利用表面聲波濾波器的雙工器。
背景技術：
在移動通信設備(尤其是目前800MHz頻段的便攜式電話設備)中使用了各具有兩個表面聲波(SAW)濾波器的多個天線雙工器。用于天線雙工器的這些SAW濾波器需要具有高的功率耐久性以進行穩(wěn)定工作和實現(xiàn)長壽命。相應地，各雙工器的兩個濾波器一般形成有梯型濾波器，該梯型濾波器具有以梯型的方式相連的多個SAW器件，并表現(xiàn)出相對高的功率耐久性。
隨著對更小尺寸的便攜式電話設備和移動通信設備的需求的增長，在尺寸方面可以相對容易做得更小的SAW濾波器對于用于1.9GHz頻段的移動通信系統(tǒng)(例如，北美市場的個人通信業(yè)務(PCS))的天線雙工器是優(yōu)選的。
無論是對于800MHz頻段的設備還是對于1.9GHz頻段的設備都要求制造較小尺寸的天線雙工器?？梢酝ㄟ^在一個基板上形成兩個SAW濾波器來制造較小尺寸的天線雙工器(例如，如在日本專利申請No.2002-237739中所公開的)。
然而，在小基板上形成兩個SAW濾波器而試圖制造較小的設備會產(chǎn)生以下的問題阻帶抑制程度下降，以及發(fā)送信號和接收信號之間的串擾增加。與800MHz頻段的天線雙工器相比，這些問題在1.9GHz頻段的天線雙工器中尤其明顯，因此，難以利用SAW濾波器來制造1.9GHz頻段的天線雙工器。
為了消除發(fā)送信號和接收信號之間的串擾問題，在兩個獨立的基板上形成兩個SAW濾波器來制造天線雙工器。
但是，優(yōu)選地，應該在一個基板上同時形成這些SAW濾波器來制造天線雙工器，原因如下。當兩個SAW濾波器形成在兩個獨立的基板上時，這兩個SAW濾波器的中心頻率會隨著處理批量之間的電極膜厚度和電極指寬度(electrode finger width)的變化而波動。結果，中心頻率之間的間隔的波動是各SAW濾波器的中心頻率的波動的兩倍，導致天線雙工器的特性的大的變化。另一方面，當在一個基板上同時形成兩個SAW濾波器時，這兩個SAW濾波器的中心頻率不受電極膜厚度和電極指寬度的變化的影響。因此，兩個中心頻率之間的間隔變化不大，并且可以獲得具有所希望的濾波器特性的天線雙工器。如上所述，兩個SAW濾波器的中心頻率之間的間隔對各天線雙工器的特性的影響很大。因此，優(yōu)選地在一個基板上同時形成兩個SAW濾波器，以實現(xiàn)更高的合格率。
如前所述，對于較高頻率的天線雙工器和較小尺寸的天線雙工器存在市場需求。然而，如果要滿足這兩個需求，則會增加發(fā)送信號和接收信號之間的串擾。因此，要獲得良好濾波器特性是非常困難的。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目的是提供一種消除了上述缺點的雙工器。
本發(fā)明更具體的目的是提供一種在單個基板上具有兩個或更多個SAW濾波器并呈現(xiàn)優(yōu)異的濾波器特性的雙工器。
本發(fā)明的上述目的可以通過一種雙工器來實現(xiàn)，該雙工器包括形成在一個基板上的兩個表面聲波濾波器，這兩個表面聲波濾波器中的至少一個是梯型濾波器，其中在形成該梯型濾波器中的多個串聯(lián)支路諧振器的多個梳狀電極中，每兩個相鄰的梳狀電極的沿表面聲波傳播方向的中心之間的位置差異等于或小于每兩個相鄰梳狀電極中的具有較多對電極指的梳狀電極的沿該傳播方向的長度的四分之一。
本發(fā)明的上述目的還可以通過一種雙工器來實現(xiàn)，該雙工器包括形成在一個基板上的兩個表面聲波濾波器，這兩個表面聲波濾波器中的至少一個是梯型濾波器，其中在形成該梯型濾波器中的多個串聯(lián)支路諧振器的多個梳狀電極沿垂直于表面聲波傳播方向的方向設置；并且連接一輸入端子和一輸出端子的第一直線偏離垂直于該傳播方向延伸的直線(其中該輸入端子與形成該梯型濾波器的輸入級串聯(lián)支路諧振器的梳狀電極一起整體地形成，該輸出端子與形成該梯型濾波器的輸出級串聯(lián)支路諧振器的梳狀電極一起整體地形成)，因此該第一直線相對于連接設置在容納該基板的封裝中的輸入端子和輸出端子的第二直線的角度小于該第二直線相對于在該基板上沿垂直于表面聲波傳播方向延伸的直線的角度。
本發(fā)明的上述目的還可以通過一種雙工器來實現(xiàn)，該雙工器包括形成在一個基板上的兩個表面聲波濾波器，這兩個表面聲波濾波器中的至少一個是梯型濾波器，其中連接形成該梯型濾波器的輸入級串聯(lián)支路諧振器的梳狀電極的中心和形成該梯型濾波器的輸出級串聯(lián)支路諧振器的梳狀電極的中心的第一直線偏離沿垂直于表面聲波傳播方向的方向延伸的直線，因此該第一直線相對于連接設置在容納該基板的封裝中的輸入端子和輸出端子的第二直線的角度小于該第二直線相對于在基板上沿垂直于表面聲波傳播方向延伸的直線的角度。
本發(fā)明的上述目的還可以通過一種雙工器來實現(xiàn)，該雙工器包括形成在一個基板上的兩個表面聲波濾波器；和設置在該基板上的兩個表面聲波濾波器之間的接地電極。


通過結合附圖閱讀以下的詳細說明，本發(fā)明的其它目的、特征和優(yōu)點將變得更加明了，其中圖1是表示根據(jù)本發(fā)明第一實施例的雙工器的構成的電路圖；圖2是在根據(jù)第一實施例的雙工器中采用的梯型濾波器的俯視圖；圖3是在根據(jù)第一實施例的雙工器中采用的DMS濾波器的俯視圖；圖4是表示圖2中所示的梯型濾波器的濾波器特性和圖3中所示的DMS濾波器的濾波器特性的曲線圖；圖5表示在采用圖2的梯型濾波器作為圖1的雙工器的接收濾波器的情況下觀測到的串擾特性和在采用圖3的DMS濾波器作為圖1的雙工器的接收濾波器的情況下觀測到的串擾特性之間的比較；圖6A是作為根據(jù)本發(fā)明第一實施例的產(chǎn)品的雙工器的俯視圖；圖6B是作為產(chǎn)品的雙工器沿圖6A的線A-A所截取的剖面圖；圖7表示圖6中所示的雙工器的封裝的各端子與圖6所示的雙工器的發(fā)送濾波器和接收濾波器之間的關系；圖8是根據(jù)本發(fā)明第一實施例的另一梯型濾波器的俯視圖；圖9是根據(jù)第一實施例的又一梯型濾波器的俯視圖；圖10是根據(jù)第一實施例的再一梯型濾波器的俯視圖；圖11表示圖9和10中所示的梯型濾波器的濾波器特性；圖12是表示根據(jù)本發(fā)明第一實施例的各梯型濾波器的構成的電路圖；圖13A至13C表示根據(jù)第一實施例的兩個相鄰IDT的中心的位置差異；圖14是表示根據(jù)第一實施例的雙工器的特定示例的方框圖；圖15是表示圖14中所示的DMS濾波器之間的連接的電路圖；圖16是表示從第一實施例的雙工器的發(fā)射端到一天線觀測到的通帶特性和從該天線到第一實施例的雙工器的接收端所觀測到的通帶特性的曲線；圖17是表示從根據(jù)第一實施例的雙工器的發(fā)射端到接收端所觀測到的串擾特性的曲線；圖18是根據(jù)本發(fā)明第二實施例的雙工器的SAW器件芯片的俯視圖；圖19是表示根據(jù)第二實施例的具有接地電極的雙工器的串擾特性以及沒有接地電極的雙工器的串擾特性的曲線；以及圖20A至20C表示根據(jù)本發(fā)明第二實施例的接地電極的另一示例。
具體實施例方式
下面參照附圖介紹本發(fā)明的實施例。
(第一實施例)首先詳細介紹本發(fā)明的第一實施例。圖1是表示根據(jù)該實施例的雙工器1的構成的示意圖。雙工器1具有形成在基板10上的表面聲波(SAW)濾波器(發(fā)射濾波器11和接收濾波器12)。在兩個SAW濾波器11和12之間設置作為用于匹配輸入阻抗的匹配電路的移相器(phase shifter)13，即移相器13設置在將SAW濾波器11和12連接到天線端口15的線路上，所述天線端口15用作為SAW濾波器11和12的公共端子。
在該實施例中，兩個濾波器11和12都可以是梯型濾波器，或者兩個濾波器11和12中的一個可以是耦合多模濾波器。在下列實施例中，發(fā)射濾波器11由圖2中所示的梯型濾波器110實現(xiàn)，而接收濾波器12由圖3中所示的雙模SAW(以下稱為DMS)濾波器120實現(xiàn)。
如圖2所示，梯型濾波器110包括串聯(lián)連接的多個梳狀電極(叉指式換能器；以下稱為IDT)111以及與IDT 111并聯(lián)連接的多個IDT 112。這里，包括連接在串聯(lián)支路中的多個IDT 111的多個諧振器為多個串聯(lián)支路諧振器，而包括連接在并聯(lián)支路中的多個IDT 112的多個諧振器為多個并聯(lián)支路諧振器。在梯型結構中，將這些串聯(lián)支路諧振器設置在串聯(lián)支路中，而將這些并聯(lián)支路諧振器設置在并聯(lián)支路中。
另一方面，耦合多模濾波器比梯型濾波器在更寬的頻率范圍內(nèi)表現(xiàn)很大的阻帶抑制程度。圖3中所示的耦合多模濾波器包括IDT 121和縱向設置的兩個IDT 122，反射電極123設置在該構造的任一端。IDT 121與輸入端相連，而IDT 122與輸出端相連。在如此構成的耦合多模濾波器中，SAW被激勵、傳播和接收。圖3中所示的耦合多模濾波器為雙模SAW(DMS)濾波器120。
由于梯型濾波器110為具有由IDT 111和112形成的作為阻抗元件的SAW諧振器的電路，因此由于雜散電容(stray capacitance)的負面影響，使得梯型濾波器110的阻帶抑制程度沒有耦合多模濾波器(例如DMS濾波器120)的大。因此，雙工器1的SAW濾波器11和12之一由耦合多模濾波器(例如DMS濾波器12)實現(xiàn)，以減少發(fā)射信號和接收信號之間的串擾。這種結構將在下面參照圖4和5進行說明。
圖4表示梯型濾波器110的濾波器特性和DMS濾波器120的濾波器特性。在本說明書中，梯型濾波器110和DMS濾波器120將被作為1.9GHz帶通濾波器進行說明。如從圖4明顯看出的，梯型濾波器110和耦合多模濾波器120在某一頻帶中各表現(xiàn)出非常小的插入損失。因此，根據(jù)通帶插入損失，可以認為梯型濾波器110和耦合多模濾波器120具有相同的濾波器特性。至于低頻側(由圖4中的虛線所包圍的區(qū)域表示)的阻帶抑制，DMS濾波器120超過梯型濾波器110約10dB。
圖5示出了為了檢查在高頻濾波器(接收濾波器12)為DMS濾波器120的情況下從發(fā)射端到接收端的串擾而進行的模擬以及為了檢查在接收濾波器12為梯型濾波器110的情況下從發(fā)射端到接收端的串擾而進行的模擬的結果。在這些模擬中，雙工器1的低頻濾波器(發(fā)射濾波器11)為梯型濾波器110。
如從圖5中明顯看出的，與將梯型濾波器110作為接收濾波器12的情況相比，將DMS濾波器120作為接收濾波器12提高了抑制程度，尤其是低頻區(qū)域(由圖5中的虛線所包圍的區(qū)域表示)的抑制程度。這是因為在這個區(qū)域中DMS濾波器120的阻帶抑制程度大于梯型濾波器110的阻帶抑制程度(還可參見圖4)。從該結果判斷，顯然利用具有作為雙工器1的兩個SAW濾波器之一的DMS濾波器120(或任何耦合多模濾波器)的結構可以在串擾方面獲得更優(yōu)異的特性。
但是，耦合多模濾波器在功率耐久性方面比梯型濾波器差。因此，如果兩個SAW濾波器11和12都由耦合多模濾波器形成，則雙工器1的功率耐久性大大降低。為了保持高的功率耐久性同時提高濾波器特性，優(yōu)選地采用DMS濾波器120作為兩個SAW濾波器11和12中的一個。
梯型濾波器110和DMS濾波器120(尤其是IDT 111、112、121和122)應該優(yōu)選地由具有相同膜厚的相同金屬材料制成。這有效地簡化了設計和制造工藝，還消除了由于各處理批量之間的電極膜厚和電極指寬度的變化而引起的兩個SAW濾波器11和12的中心頻率的自動變化。因此，同時形成發(fā)射濾波器11和接收濾波器12產(chǎn)生了在制造過程中引起的電極膜厚和電極指寬度的變化方面的相互關系。結果，還在兩個濾波器11和12之間的中心頻率的變化方面表現(xiàn)出相關性。由于彼此同步變化的兩個SAW濾波器11和12的中心頻率之間的差異不會顯著改變，所以可以很容易地獲得所希望的濾波器特性，并且可以提高雙工器1的合格率。
例如，形成兩個SAW濾波器11和12的IDT 111、112、121和122可以是由主要含有鋁(Al)的金屬材料制成的電極膜。然而，還可以形成主要含有鋁(Al)以外的金屬材料的單層結構，或者形成包括多個這種單層的多層結構。例如，鋁(Al)以外的金屬材料可以是鈦(Ti)、銅(Cu)、金(Au)、鉬(Mo)、鎢(W)、鉭(Ta)、鉻(Cr)、鉑(Pt)、釕(Ru)或銠(Rh)。
例如，其上形成有兩個SAW濾波器11和12的基板10可以是作為42旋轉Y-切斷板的42 Y-切斷X-傳播鉭酸鋰的壓電單晶基板(以下稱為LT基板)，或作為42旋轉Y-切斷板的42 Y-切斷X-傳播鈮酸鋰的壓電單晶基板(以下稱為LN基板)?；?0還可以是由諸如晶體的壓電材料構成的壓電元件基板(以下稱為壓電基板)。利用LT基板，插入損失很小。利用使用39到44旋轉Y-切斷板的LT基板，插入損失也很小。然而，更優(yōu)選地，使用41到43旋轉Y-切斷板。
下面將更詳細地介紹具有由梯型濾波器110形成的SAW濾波器11和12之一的上述結構。利用該結構，可以制造小尺寸的雙工器，而沒有各SAW濾波器的特性的退化。
圖6A和6B表示根據(jù)本實施例的作為具有安裝在封裝101上的兩個SAW濾波器11和12的產(chǎn)品的雙工器100的結構。在圖6A和6B中，與圖1中所示的雙工器1相同的那些元件由與圖1的相應元件相同的標號表示。圖6A是雙工器100的俯視圖，圖6B是雙工器100沿圖6A的線A-A所截取的剖面圖。
如圖6A和6B所示，雙工器100包括分別與外部天線、發(fā)射電路和接收電路相連的天線端口15、發(fā)射端口16、和接收端口17。在這種結構中，發(fā)射端口16設置在接收端口17的相對側。在形成在封裝101中的腔102中，具有形成在基板10上的發(fā)射濾波器11和接收濾波器12的SAW器件芯片10A以面朝上的狀態(tài)安裝，即以其中具有形成在其上的SAW濾波器11和12的IDT 111、112、121和122的表面(上表面)面向上的狀態(tài)。同時，SAW器件芯片10A的下表面與封裝101的腔102的底面接合，以使得封裝101和SAW器件芯片10A彼此固定。形成在基板10上并電連接到IDT 111、112、121和122的輸入/輸出端子也通過引線104電連接到形成在腔102中的輸入/輸出端子和接地端子(以下統(tǒng)稱為端子103)。簡言之，在雙工器100中，SAW器件芯片10A面朝上安裝在封裝101的腔102中，并且IDT 111、112、121和122的輸入/輸出端子引線鍵合到封裝101的端子103上。
為了保持腔102的容量或尺寸同時防止封裝101變大，優(yōu)選地，端子103只設置在腔102的兩側。這里，將編號“0”到“9”分配給封裝的多個端子103，如圖7所示?？紤]到發(fā)射端口16和發(fā)射濾波器11的位置，優(yōu)選地使用端子“2”或“3”作為與發(fā)射電路相連的發(fā)射濾波器11的輸入端子。此外，考慮到接收端口17和接收濾波器12的位置，優(yōu)選地使用端子“8”或“9”作為與接收電路相連的接收濾波器12的輸出端子。通過這種設置，可以使得連接這些端子的引線104盡可能的短，并且可以減少各濾波器的插入損失。此外，優(yōu)選地，使用端子“6”或“5”作為發(fā)射濾波器11的輸出端子和接收濾波器12的輸入端子，其中該輸出端子和該輸入端子都與天線端口15相連。由此，可以減小輸入端子“2”或“3”和輸出端子“8”或“9”之間的相互作用。簡言之，發(fā)射濾波器11的封裝101的輸入端子和輸出端子優(yōu)選地為端子103，發(fā)射濾波器11通過側面與端子103對角地跨接，并且接收濾波器12的封裝101的輸入端子和輸出端子優(yōu)選地為端子103，接收濾波器12通過側面對角地與端子103跨接。通過這種設置，減少了端子103之間的相互作用，并且可以減少各濾波器的插入損失。
在這種結構中，連接發(fā)射濾波器11的封裝101的輸入端子和輸出端子之一的直線X1對角地穿過SAW器件芯片10A的發(fā)射濾波器11。同樣，連接接收濾波器12的封裝101的輸入端子和輸出端子之一的直線X2對角地穿過SAW器件芯片10A的接收濾波器12。發(fā)射濾波器11和/或接收濾波器12的結構可以由圖8中所示的梯型濾波器110a形成。在梯型濾波器110a中，由IDT 111形成的串聯(lián)支路諧振器沿這些直線傾斜設置。更具體地說，連接輸入級IDT 111和輸出級IDT 111的直線偏離垂直于SAW傳播方向延伸的直線，因此連接輸入級串聯(lián)支路諧振器的IDT 111的中心和輸出級串聯(lián)支路諧振器的IDT 111的中心的直線相對于連接設置在容納基板10的封裝101的輸入端子和輸出端子的直線(X1/X2)的角度小于連接封裝101的輸入端子和輸出端子的直線(X1/X2)相對于垂直于SAW傳播方向的方向的角度。由此，可以使得將與輸入級IDT 111整體形成的輸入端子111a連接到封裝101的輸入端子的引線104、和將與輸出級IDT 111整體形成的輸出端子111b連接到封裝101的輸出端子的引線104更短，并且可以相應地減少插入損失。這里，各IDT 111以及各IDT 112的SAW傳播方向與基板(LT基板)10的X方向一致。因此，上述結構具有相對于串聯(lián)支路諧振器的SAW傳播方向(即基板10的X方向)傾斜設置的串聯(lián)支路諧振器。
在圖8所示的結構中，由IDT 112形成的并聯(lián)支路諧振器設置在連接串聯(lián)支路諧振器的直線的相同側。結果，無效區(qū)(dead space)變大，并且梯型濾波器的芯片面積也變大。為了避免這個問題，圖9中所示的梯型濾波器110b將輸入級并聯(lián)支路諧振器的IDT 112和輸出級并聯(lián)支路諧振器IDT 112設置在連接串聯(lián)支路諧振器的直線的相反側。通過這種設置，可以減少無效區(qū)，并且可以相應地減小芯片面積。此外，由于減小了SAW濾波器的芯片面積，所以兩個SAW濾波器可以位于彼此相距更遠的距離處。這樣，還可以減少發(fā)射濾波器11和接收濾波器12之間的串擾。
圖10示出了梯型濾波器的示例，其中防止了芯片面積的增加，并且縮短了連接輸入級串聯(lián)支路諧振器的輸入端子111a和封裝101的輸入端子的引線104以及連接輸出級串聯(lián)支路諧振器的輸出端子111B和封裝101的輸出端子的引線104。在圖10所示的梯型濾波器110c中，串聯(lián)支路諧振器橫向對準，這就是說，串聯(lián)支路諧振器沿垂直于SAW傳播方向(X方向)的方向對準。在該梯型濾波器110c中，輸入端子110a位于從輸出端子110b的位置延伸的水平線之外，以使得連接輸入端子111a的中心和輸出端子111b的中心的直線可以變得大致平行于直線X1/X2(連接封裝101的輸入端子和輸出端子的直線)。換言之，連接輸入端子111a和輸出端子111b的直線偏離垂直于SAW傳播方向延伸的直線，因此連接與輸入級串聯(lián)支路諧振器的IDT 111整體形成的輸入端子111a的中心和與輸出級串聯(lián)支路諧振器的IDT 111整體形成的輸出端子111b的中心的直線相對于連接容納基板10的封裝101的輸入端子和輸出端子的直線(X1/X2)的角度小于連接封裝101的輸入端子和輸出端子的直線(X1/X2)相對于在基板10上垂直于SAW傳播方向的方向的角度。由于這種結構不具有相對于SAW器件芯片10A傾斜設置的串聯(lián)支路諧振器，所以可以使芯片面積小于圖8中所示的梯型濾波器110a的芯片面積。因此，在該結構中，發(fā)射濾波器11和接收濾波器12可位于彼此相距更遠的距離處。因此，可以減少發(fā)射信號和接收信號之間的串擾。
圖11示出了圖9中所示的梯型濾波器110b和圖10中所示的梯型濾波器110c的濾波器特性。在本說明書中，每一種梯型濾波器110b和110c都是符合PCS(個人通信業(yè)務)標準的具有1850到1910MHz的發(fā)射頻段的發(fā)射濾波器，并且中心頻率為1880MHz。圖9中所示的梯型濾波器110b和圖10中所示的梯型濾波器110c都具有由S-P-P-S-S-P-P-S表示的排列的四級結構，其中每一個S表示串聯(lián)支路諧振器，每一個P表示并聯(lián)支路諧振器，如圖12所示。在該結構中，中心的IDT 111在第二級串聯(lián)支路諧振器S和第三級串聯(lián)支路諧振器S之間共享。此外，輸入端的IDT 112在第一級并聯(lián)支路諧振器P和第二級并聯(lián)支路諧振器P之間共享。同樣，輸出端的IDT 112在第三級并聯(lián)支路諧振器P和第四級并聯(lián)支路諧振器P之間共享。
如從圖11明顯看出的，具有橫向對準的串聯(lián)支路諧振器的梯型濾波器110c具有小于梯型濾波器110b的插入損失。鑒于此，梯型濾波器110c具有更優(yōu)選的濾波器特性。
在本實施例中，形成串聯(lián)支路諧振器的IDT 111橫向對準，也就是，在以下條件(也參見圖11)下對準。不僅在圖2和圖8至10中所示的梯型濾波器110、110a、110b和110c中，而且在具有形成串聯(lián)支路諧振器的三個或更多個IDT 111的任何梯型濾波器中，在(N-2)或更多對IDT 111中的每一對的中心之間的沿SAW傳播方向的位置差異應該等于或小于具有較多對電極指(即具有較多IDT電極指)的IDT 111沿SAW傳播方向的長度的四分之一。
考慮(N-2)或更多對IDT 111的中心的原因如下。在理想的設置中，在每兩個相鄰的IDT 111的中心之間不存在位置差異，也就是說，在(N-1)對IDT 111的中心之間不存在位置差異。然而，只要在(N-2)對IDT 111的中心之間不存在位置差異，就可以實現(xiàn)小尺寸和保持插入損失較小。因此，如上所述，至少(N-2)對IDT 111應該具有沒有位置差異的中心。
下面將參照圖13A至13C說明IDT 111之間沿SAW傳播方向的位置差異應該等于或小于具有較多對電極指的IDT 111沿SAW傳播方向的長度的四分之一的原因。為了減少插入損失，每兩個相鄰的IDT(由圖13A至13C中的標號111-1和111-2表示)應該優(yōu)選地具有準確地位于沿SAW傳播方向的相同位置的中心，如圖13A所示。然而，為了減小梯型濾波器的芯片面積，必須允許一定的誤差余量。如果相鄰的IDT 111-1和111-2的中心之間的位置差異大于具有較多對電極指的IDT 111沿SAW傳播方向的長度的一半，如圖13B所示，則這兩個IDT 111-1和111-2的重疊面積小于非重疊面積，并且認為IDT 111-1和111-2彼此偏離。在這種偏離狀態(tài)下，插入損失增加。因此，優(yōu)選地將中心之間的位置差異限制為小于具有較多對電極指的IDT沿SAW傳播方向的長度的一半的長度。因此，可以將相鄰IDT 111-1和111-2的中心之間的位置差異等于具有較多對電極指的IDT 111沿SAW傳播方向的長度的一半的狀態(tài)看作為用于確定串聯(lián)支路諧振器是否沿直線設置的標準。如果相鄰的IDT 111-1和111-2的中心之間的位置差異小于具有較多對電極指的IDT 111沿SAW傳播方向的長度的一半，則可以認為這些串聯(lián)支路諧振器橫向設置，也就是說沿直線設置。簡言之，在直線對準狀態(tài)下允許的誤差余量小于具有較多對電極指的IDT 111沿SAW傳播方向的長度的一半。為了進一步減少插入損失，在本實施例中，將誤差余量減小為小于具有較多對電極指的IDT111沿SAW傳播方向的長度的四分之一的長度。
在至少(N-2)對相鄰的IDT 111的中心之間沿SAW傳播方向的位置差異小于具有較多對電極指的IDT 111沿SAW傳播方向的長度的四分之一(見圖10)的情況下，將形成并聯(lián)支路諧振器的IDT 112設置在連接形成串聯(lián)支路諧振器的IDT 111的直線的一側，因此可以減小梯型濾波器110c的芯片面積。盡管優(yōu)選地在連接IDT 111的直線的一側設置所有的IDT 112，但是通過以下述方式設置IDT 112也可以一定程度地減小芯片面積在連接IDT 111的直線的一側的IDT 112的數(shù)量比連接IDT 111的直線的另一側的IDT 112的數(shù)量多兩個或更多個。
現(xiàn)將參照圖14至17詳細介紹將上述構造應用于圖6中所示的雙工器100的特定示例。在該特定示例中，雙工器100被設計為在PCS中使用的1.9GHz頻段的天線雙工器。
圖14是表示雙工器100的構成的電路圖。在該特定示例中，基板10為LT基板。形成在基板10上的發(fā)射濾波器11形成有具有圖2中所示的四個串聯(lián)支路諧振器的四級梯型濾波器110。形成這些串聯(lián)支路諧振器的多個IDT 111沿直線橫向設置。形成在基板10上的接收濾波器12為具有并聯(lián)連接的DMS多級結構的濾波器，其中三個IDT 121和122設置成一行，如圖3所示，并且配備有反射器的DMS濾波器120a至120f與這三個IDT 121和122的兩側并聯(lián)連接，其中DMS濾波器120a到120c連接到一側，而DMS濾波器120e至120f連接到另一側，由此實現(xiàn)兩級DMS并聯(lián)連接結構。圖15示出了DMS濾波器120a至120f之間的連接。盡管圖15中所示的結構具有單相位輸入/輸出結構，但是也可以采用平衡輸入/輸出結構。此外，移相器13設置在接收濾波器12的輸入端和天線端口之間。
形成梯型濾波器110和DMS濾波器120a至120f的IDT 111、112、121、122(參見圖2和3)為在基板10上同時制造的單層結構。IDT 111、112、121、122中的每一個都具有由主要含有鋁(Al)的電極材料制成的單層，并且IDT 111、112、121和122中的每一個的膜厚h為0.18μm。
圖16表示從雙工器100的發(fā)射端到天線所觀測的帶通特性(即發(fā)射濾波器11的帶通特性)和從天線到雙工器100的接收端所觀測的帶通特性(即接收濾波器12的帶通特性)。如從圖16中明顯看出的，插入損失在發(fā)射頻段中為-3.5dB或更小，而在接收頻段中為-4dB或更小。抑制程度在發(fā)射頻段中為-50dB或更大，而在接收頻段中為-45dB或更大。這些結果證明，可以在實際應用中采用該特定示例的雙工器100。
圖17示出了從雙工器100的發(fā)射端到接收端所觀測的串擾特性。如從圖17中明顯看出的，在發(fā)射頻段中串擾被抑制為-50dB或更大，而在接收頻段中被抑制為-42dB或更大。這些結果證明，該特定示例的雙工器100具有優(yōu)異的特性，并且可以在實際應用中采用。
(第二實施例)現(xiàn)將參照圖18詳細介紹本發(fā)明的第二實施例。圖18是根據(jù)本實施例的雙工器的SAW器件芯片20A的俯視圖。在SAW器件芯片20A中，將其上形成有兩個SAW濾波器11和12的表面看作為上表面。
如圖18所示，除了被接地的接地電極210形成在由發(fā)射濾波器11和接收濾波器12夾在中間的區(qū)域中之外，本實施例的SAW器件芯片20A具有與第一實施例的SAW器件芯片10A相同的結構。
在將發(fā)射濾波器11的IDT 111和112以及接收濾波器12的IDT 121和122形成在基板10的相同表面上(如同本實施例和第一實施例的結構)的情況下，可能會通過基板10在發(fā)射濾波器11和接收濾波器12之間引起電流泄漏。結果，在發(fā)射信號和接收信號之間產(chǎn)生串擾，并且濾波器特性惡化。為了避免這種不希望的情況，將接地電極210設置在發(fā)射濾波器11和接收濾波器12之間，如圖18所示。通過接地電極210，可以防止漏電流從發(fā)射濾波器11流到接收濾波器12中，反之亦然。這樣，可以減少串擾。圖19示出了其上沒有形成接地電極210的SAW器件芯片(該SAW器件芯片具有與第一實施例的SAW器件芯片10A相同的結構)的串擾特性和其上形成有接地電極210的SAW器件芯片20A的串擾特性。如從圖19中明顯看出的，具有接地電極210的SAW器件芯片20A表現(xiàn)出更好的串擾特性，尤其是在高頻區(qū)而不是在發(fā)射區(qū)，即在與接收頻段相對應的區(qū)域中(參見圖17)。
圖20A至20C示出了接地電極的其它示例。雖然在圖18所示的結構中接地電極210只設置在發(fā)射濾波器11和接收濾波器12之間的一個小的區(qū)域中，但是也可以采用比發(fā)射濾波器11面對接收濾波器12的一側或接收濾波器12面對發(fā)射濾波器11的一側(沿垂直于SAW傳播方向的方向)更長的接地電極210a。在這種情況下，接地電極210a應該位于使得發(fā)射濾波器11和接收濾波器12彼此完全阻斷的位置。還可以采用圖20B中所示的接地電極210b和圖20C中所示的接地電極210c。接地電極210b和210c中的每一個具有比發(fā)射濾波器11面對接收濾波器12的一側或接收濾波器12面對發(fā)射濾波器11的一側(沿垂直于SAW傳播方向的方向)的長度的一半更長的長度。在這種情況下，接地電極210b和210c中的每一個應該位于使得發(fā)射濾波器11和接收濾波器12彼此阻斷一半的位置。此外，根據(jù)本實施例的各接地電極的形狀不限于圖18和圖20A到20C中所示的矩形(或正方形)形狀，也可以具有圓形(或橢圓形)形狀。此外，可以對本實施例的各接地電極進行各種改進。
本實施例的接地電極210(或者210a、210b、或210c)可以在形成發(fā)射濾波器11和接收濾波器12的IDT 111、112、121和122時形成。這里，接地電極210可以采用與IDT 111、112、121和122相同的電極材料。
利用根據(jù)本實施例的上述結構，可以減小發(fā)射端和接收端之間的串擾，并且可獲得經(jīng)改善的濾波器特性。本實施例的其它方面與第一實施例的相同，因此，這里省略了它們的說明。
(第三實施例)現(xiàn)將詳細介紹本發(fā)明的第三實施例。如在第一實施例中那樣，在本實施例中，發(fā)射濾波器11為梯型濾波器110，并且在本實施例中接收濾波器12為DMS濾波器。在上述第一實施例中，發(fā)射濾波器11和接收濾波器12的IDT 111、112、121和122中的每一個是由主要含有鋁(Al)的電極材料制成的單層結構。
通常，優(yōu)選地形成具有高的功率耐久性的電極膜的發(fā)射濾波器11的IDT 111和112，因為與接收濾波器12相比通常將更大的功率施加給發(fā)射濾波器11。鑒于此，在本實施例中，IDT 111和112使用具有相對高的功率耐久性的電極膜形成。
更具體地說，具有高的功率耐久性的電極膜的實例包括金屬膜，這些金屬膜各具有鋁-銅/銅/鋁-銅(Al-Cu/Cu/Al-Cu)的三層結構、其中疊層有主要含有鋁(Al)和鈦的材料的多層結構、鋁-鎂(Al-Mg)疊層結構、或鋁-銅-鎂(Al-Cu-Mg)的疊層結構。
當發(fā)射濾波器11(梯型濾波器110)的IDT 111和112由上述電極材料形成時，可以有效地通過相同的制造工藝形成具有相同層結構的接收濾波器12(DMS濾波器120)的IDT 121和122。由此，提高了雙工器1的功率耐久性。由于從發(fā)射濾波器11泄漏的電功率流入接收濾波器12，所以接收濾波器12必須具有一定程度的功率耐久性。由于使用具有與如上所述的發(fā)射濾波器11相同的功率耐久性的電極膜形成接收濾波器12，可以提高接收濾波器12(DMS濾波器120)的功率耐久性。此外，通過相同的工藝形成為相同層結構的發(fā)射濾波器11和接收濾波器12的IDT 111、112、121和122的優(yōu)點不僅在于可以簡化制造工藝，而且在于可以抑制由于電極厚度變化和電極指寬度變化而導致的濾波器特性的變化。
利用根據(jù)本實施例的上述結構，即使在具有單層或多層結構的IDT111、112、121和122由鋁(Al)以外的電極材料制成時，以與第一實施例相同的方式也可以減少發(fā)射信號和接收信號之間的串擾。因此，可以制造具有優(yōu)異的濾波器特性的雙工器。
然而，當使用具有上述疊層結構的電極膜形成IDT 111、112、121和122時，因為電阻大于在由單層鋁(Al)膜形成IDT 111、112、121和122的情況下的電阻，所以濾波器插入損失增加。為了解決這個問題，在本實施例中并聯(lián)連接耦合多模濾波器(例如，DMS濾波器120a至120f)，如圖14和15中所示的第一實施例的結構那樣。通過這種方式，接收濾波器12的電阻變得更小，并且可以相應地減少濾波器插入損失。本實施例的其它方面與第一實施例的相同，因此這里省略了它們的說明。
盡管已經(jīng)示出和介紹了本發(fā)明的一些優(yōu)選實施例，但是本領域的技術人員應該理解，在不脫離本發(fā)明的原理和精神的情況下可以對這些實施例進行各種變化，本發(fā)明的范圍在權利要求書及其同等物中限定。
權利要求
1.一種雙工器，其包括形成在一個基板上的兩個表面聲波濾波器，所述兩個表面聲波濾波器中的至少一個為梯型濾波器，其中在形成所述梯型濾波器中的多個串聯(lián)支路諧振器的多個梳狀電極中，每兩個相鄰梳狀電極沿表面聲波傳播方向的中心之間的位置差異等于或小于每兩個相鄰梳狀電極中的具有較多對電極指的梳狀電極沿所述傳播方向的長度的四分之一。
2.根據(jù)權利要求1所述的雙工器，其中，形成所述多個串聯(lián)支路諧振器的梳狀電極的數(shù)量N是三個或更多個，N是整數(shù)；并且在至少(N-2)對相鄰梳狀電極中，所述位置差異等于或小于每兩個相鄰梳狀電極中的具有較多對電極指的梳狀電極沿所述傳播方向的長度的四分之一。
3.根據(jù)權利要求1所述的雙工器，其中，連接與形成所述梯型濾波器的輸入級串聯(lián)支路諧振器的梳狀電極整體形成的輸入端子和與形成所述梯型濾波器的輸出級串聯(lián)支路諧振器的梳狀電極整體形成的輸出端子的第一直線偏離垂直于所述傳播方向延伸的直線，以使得所述第一直線相對于連接設置在容納基板的封裝中的輸入端子和輸出端子的第二直線的角度小于所述第二直線相對于在所述基板上垂直于所述表面聲波傳播方向延伸的直線的角度。
4.一種雙工器，其包括形成在一個基板上的兩個表面聲波濾波器，所述兩個表面聲波濾波器中的至少一個為梯型濾波器，其中形成所述梯型濾波器中的多個串聯(lián)支路諧振器的多個梳狀電極沿垂直于表面聲波傳播方向的方向設置；并且連接與形成所述梯型濾波器的輸入級串聯(lián)支路諧振器的梳狀電極整體形成的輸入端子和與形成所述梯型濾波器的輸出級串聯(lián)支路諧振器的梳狀電極整體形成的輸出端子的第一直線偏離垂直于所述傳播方向延伸的直線，使得所述第一直線相對于連接設置在容納所述基板的封裝中的輸入端子和輸出端子的第二直線的角度小于所述第二直線相對于在所述基板上垂直于表面聲波傳播方向延伸的直線的角度。
5.根據(jù)權利要求4所述的雙工器，其中，所述梯型濾波器由所述第一直線分為兩部分，形成多個并聯(lián)支路諧振器的多個梳狀電極在這兩個部分之間的數(shù)量差為兩個或更多個。
6.一種雙工器，其包括形成在一個基板上的兩個表面聲波濾波器，所述兩個表面聲波濾波器中的至少一個為梯型濾波器，其中連接形成所述梯型濾波器的輸入級串聯(lián)支路諧振器的梳狀電極的中心和形成所述梯型濾波器的輸出級串聯(lián)支路諧振器的梳狀電極的中心的第一直線偏離垂直于表面聲波傳播方向延伸的直線，使得所述第一直線相對于連接設置在容納所述基板的封裝中的輸入端子和輸出端子的第二直線的角度小于所述第二直線相對于在基板上垂直于所述表面聲波傳播方向延伸的直線的角度。
7.根據(jù)權利要求6所述的雙工器，其中形成所述梯型濾波器的輸入級并聯(lián)支路諧振器的梳狀電極和形成輸出級并聯(lián)支路諧振器的梳狀電極設置在連接形成所述梯型濾波器的所述多個串聯(lián)支路諧振器的多個梳狀電極的直線的兩個相對側。
8.一種雙工器，其包括形成在一個基板上的兩個表面聲波濾波器；和設置在所述基板上的所述兩個表面聲波濾波器之間的接地電極。
9.根據(jù)權利要求8所述的雙工器，其中所述接地電極的長度等于或大于彼此相對的所述兩個表面聲波濾波器的各相對側的長度的一半。
10.根據(jù)權利要求8所述的雙工器，其中所述接地電極的長度等于或大于彼此相對的所述兩個表面聲波濾波器的各相對側的長度，所述接地電極位于使得所述兩個表面聲波濾波器彼此完全阻斷的位置。
11.根據(jù)權利要求1所述的雙工器，其中所述基板為旋轉Y-切斷X-傳播鉭酸鋰基板。
全文摘要
一種雙工器，其包括形成在一個基板上的兩個表面聲波濾波器，所述兩個表面聲波濾波器中的至少一個為梯型濾波器。在該雙工器中，在形成所述梯型濾波器中的多個串聯(lián)支路諧振器的多個梳狀電極中，每兩個相鄰梳狀電極沿表面聲波傳播方向的中心之間的位置差異等于或小于每兩個相鄰梳狀電極中的具有較多對電極指的梳狀電極沿所述傳播方向的長度的四分之一。
文檔編號H03H9/25GK1543063SQ200410037580
公開日2004年11月3日 申請日期2004年4月28日 優(yōu)先權日2003年4月28日
發(fā)明者潤 堤, 堤潤, 井上將吾, 吾, 志, 松田隆志, 上田政則, 則 申請人:富士通媒體部品株式會社, 富士通株式會社