專利名稱：對具有導頻的偏置正交調(diào)幅調(diào)制信號解碼的數(shù)據(jù)引導的頻率和相位鎖定環(huán)的制作方法
優(yōu)先權要求本實用專利申請要求美國臨時專利申請No.60/370295、60/370283以及60/370296的優(yōu)先權，將它們的完整說明結(jié)合到本文中。
背景為了為數(shù)字傳輸、如蜂窩電話或數(shù)字電視廣播提供最廣可能覆蓋，希望使用在空間上彼此分開的多個發(fā)射機。這允許更廣的區(qū)域被覆蓋，采用較少的總廣播功率，以及能夠幫助填補其中來自一個發(fā)射機的傳輸可能被堵塞的暗區(qū)。因此，采用多個發(fā)射機可為實際上任何數(shù)字傳輸提供更廣泛和更完全的覆蓋。
但是，當接收機處于兩個發(fā)射機之間的“接縫”時，采用多個發(fā)射機造成嚴重問題，因為附加信號可能表現(xiàn)為可能與“主要”信號同樣大的“幻像”。此外，破壞性的干擾造成一系列全零或接近全零。
現(xiàn)有接收機技術處理幻像的方法是將其濾除，以便解釋“主要”信號。但是，在多發(fā)射機環(huán)境中，這種策略不可行。設計一種濾除可能為“主要”信號大小的任意大的部分的幻像的系統(tǒng)幾乎沒有意義。此外，在邊緣附近，這種減法策略所能提供的最好結(jié)果是等于較強發(fā)射機的信號的信號強度-來自次要信號的能量被浪費。
即使在幻像小于“主要”信號的100％時，仍然存在前幻像和后幻像的相等概率。在最常見的情況下，最強的信號是沿最直接路徑傳送的信號?；孟裢伞岸鄰絺鞑ァ碑a(chǎn)生，即由沿著從發(fā)射機到接收機的不同長度的路徑傳送的信號部分產(chǎn)生。因此，幻像通常由一個或多個強反射來產(chǎn)生。到達的第一信號通常最直接，因而最強，所以在通常情況下，幻像為后幻像。但是，在多發(fā)射機環(huán)境中，當接收機靠近接縫時，較強的信號可能容易在幻像之后到達。對于從兩個方向到達的信號，有可能更直接的路徑也許是較長的路徑。因此，前幻像將與后幻像同樣可能出現(xiàn)，以及可能是任意強度的。此外，如果發(fā)射機彼此失步即使較小量，其中滯后的一個信號正巧是更近的一個，則接收機可能看作前幻像。
現(xiàn)有技術依靠后幻像為主的假設(即，現(xiàn)有系統(tǒng)一般不設計成處理瑞利衰落)。因此，現(xiàn)有接收機一般在處理多發(fā)射機環(huán)境方面低效或無能，即使幻像與“主要”信號相比足夠小，也是如此。
簡言之，在多發(fā)射機環(huán)境中，“主要”信號在傳輸?shù)慕涌p處變成無意義的概念。為了在多發(fā)射機環(huán)境下有效地工作，數(shù)字接收機必須與不同的范例配合工作。需要一種數(shù)字接收機，它采用加性策略，即，其中，來自一個或多個較大幻像的能量能夠被捕捉并用來幫助同步過程，而不是被濾除或丟棄。這種接收機可對“主要”信號大小的100％的幻像起作用，以及每當幻像超過“主要”信號大小的70％時提供足夠優(yōu)異的性能。由于這個條件可能甚至在具有大量反射表面和掩蔽對象的單發(fā)射機環(huán)境中經(jīng)常出現(xiàn)，因此這種接收機還將在例如城市環(huán)境中提供極大改進的接收。
在典型的發(fā)射機-接收機系統(tǒng)中，從接收機的角度來看，信號的大部分對同步是無用的，因為它不能與白噪聲區(qū)別。封裝在信號中的信息越多，它與白噪聲越相似，所以這是信號所需且必然的特征。然而，必須“浪費”某個帶寬，以便向接收機提供自行定向的方法。通常采用兩種策略之一。在某些系統(tǒng)中，包括導頻信號。這是極窄頻帶中能量的尖峰，極易于接收機拾取。
例如

圖1所示、總體表示為100的鎖相環(huán)是采用導頻使接收機同步的一種典型方式。乘法器110把信號與壓控振蕩器120(“VCO”)的輸出相乘，從而產(chǎn)生拍音(頻率等于導頻信號的頻率與VCO的輸出之差的正弦波)。拍音通過低通濾波器130。濾波器130的輸出在199被放大并輸入VCO 120，從而完成反饋環(huán)路。本領域的技術人員應當理解，低通濾波器130具有競爭設計參數(shù)。濾波器130的帶通越窄，則響應越小，因此環(huán)路100的鎖定越慢。但是，寬帶通的濾波器傳遞更多噪聲，并使環(huán)路100更難完全捕捉。
應當知道，環(huán)路100的響應由第一乘法器110的頻差輸出來驅(qū)動。誤差的方向僅可通過觀察輸出的時間變化率的斜率來確定。第二濾波器130使正弦波變形，增加近側(cè)的幅度，以及減少另一側(cè)的幅度。收斂通過失真的拍音的這種不對稱來驅(qū)動。
但是，由于拍音的幅度隨著不斷增加的頻差而下降，失真輸出也下降，因此鎖相環(huán)100的響應隨著VCO 120的頻率偏離信號頻率而減小。因此，除非信號剛好接近初始VCO 120的頻率，否則將緩慢收斂或根本不收斂。典型的鎖相環(huán)可在初始VCO 120的頻率處于環(huán)路帶寬的大約3-10倍之內(nèi)時進行捕捉。
用于同步的另一個更健壯的策略是提供一種信號，在這個信號中，數(shù)據(jù)中的信息在頻域中是冗余的。接收機可查找由這種重復所建立的數(shù)據(jù)中的相關以便同步。接收機可采用這種相同技術從來自多個發(fā)射機的信號中查找數(shù)據(jù)中的相關。在數(shù)學方面，重復信號部分之間的相關可通過完全復卷積來識別。卷積自然會校正奈奎斯特頻帶的斜率所產(chǎn)生的不對稱性，使得在積分的極限正好對應于重復數(shù)據(jù)段(以及其負時間圖像)的開始和結(jié)束時出現(xiàn)峰值。
用于執(zhí)行這種卷積的典型現(xiàn)有部件是Costas環(huán)，如圖2所示。Costas環(huán)對復合信號、如QAM信號進行操作。如鎖相環(huán)一樣，第一乘法器210把信號與VCO 220的輸出相乘，但是，如圖2所示，這是復數(shù)乘法，它產(chǎn)生I’(同相)和Q’(正交)輸出。如鎖相環(huán)一樣，第一乘法器的輸出通過低通濾波器230，在其中消除相乘信號的不需要(頻率和)部分。同相和正交部分則由第二乘法器240相乘，從而產(chǎn)生拍音(假定邊帶不平衡-否則它只是DC電壓)。拍音通過第二低通濾波器250，然后在299放大，并返回到VCO 220以完成反饋環(huán)路。因此，在驅(qū)動環(huán)路的收斂的第二乘法器240之后的Costas環(huán)的部分基本上是鎖相環(huán)。因此，與鎖相環(huán)一樣，Costas環(huán)具有收斂慢的缺點。
頻率和相位鎖定環(huán)(“FPLL”)(如圖3所示，以及在授予Citta的美國專利No.4072909中說明，通過引用將它完整地結(jié)合到本文中)提供更快收斂。FPLL具有第一低通濾波器330和第二低通濾波器350，它們執(zhí)行Costas環(huán)中的第二低通濾波器250的功能，分開了求平均功能和噪聲消除功能。因此，第一低通濾波器330可具有較寬的帶通，使得FPLL即使在信號與初始VCO頻率偏離了多達1000倍時也能夠捕獲。第二低通濾波器350可具有較窄的帶通，以便在查找過程中提供良好的平均。第二乘法器340的輸出是具有DC偏置的整流后的正弦波。DC偏置提供方向信息，而不是失真正弦波的積分，它在頻差較大時提供強得多的響應。第二濾波器350的輸出在399被放大并返回到VCO 320，從而完成反饋環(huán)路。
由于FPLL采用復合信息來提供大小和方向信息的方式，因此它更快地進行鎖定，而且低于90度不同相的相位噪聲不中斷該鎖定。但是，F(xiàn)PLL不執(zhí)行數(shù)據(jù)的卷積，因而依靠導頻進行工作。因此，它不適合與例如雙邊帶抑制的信號配合工作。
如題為“數(shù)據(jù)引導頻率捕獲環(huán)”的同時提交的申請(將它完整地結(jié)合到本文中)所公開的以及如圖4所示的數(shù)據(jù)引導頻率捕獲環(huán)(“DDFL”)提供一種數(shù)據(jù)同步環(huán)，它結(jié)合了通過卷積查找重復數(shù)據(jù)中的相關而實現(xiàn)同步的Costas環(huán)的所需特征以及頻率和相位鎖定環(huán)的所需更快收斂。DDFL一般表示為400。第一乘法器410把輸入信號與VCO 420的輸出相乘。第一乘法器410的輸出由第一低通濾波器415進行濾波，然后經(jīng)濾波的輸出由第二乘法器430進行平方。同相分量由第二低通濾波器440進行濾波，然后通過第三乘法器450與正交分量相乘。第三乘法器450的輸出由第三低通濾波器460進行濾波，在499放大并被返回到VCO 420以完成反饋環(huán)路。
如題為“數(shù)據(jù)引導頻率和相位鎖定環(huán)”的同時提交的申請(將它完整地結(jié)合到本文中)所公開的以及如圖5所示且總體表示為500的數(shù)據(jù)引導頻率和相位鎖定環(huán)(“DDFPLL”)提供比DDFL更健壯的數(shù)據(jù)同步環(huán)。
如上所述，幻像現(xiàn)象可能在信號中產(chǎn)生一系列全零或接近全零，尤其是在包含大量反射表面的城市環(huán)境中。雖然DDFL和DDFPLL提供用于使接收機同步的健壯機制，但幻像可能破壞在奈奎斯特斜率中包含重復數(shù)據(jù)的信號的部分。應當理解，導頻信號是奇函數(shù)，而奈奎斯特頻帶中的冗余信息是偶函數(shù)。因此，任何單一幻像不可能同時消除導頻信號以及數(shù)據(jù)中的冗余度。因此，對于能夠通過導頻信號或數(shù)據(jù)中冗余度來實現(xiàn)同步的系統(tǒng)，使鎖定失效所需的幻像的最小配置需要一個附加幻像。
因此，需要一種系統(tǒng)和方法，通過響應阻止其它方式來捕獲的信道失真而鎖定到導頻信號或奈奎斯特斜率中的冗余，從而使數(shù)字接收機同步。本發(fā)明主要針對這種需要。
發(fā)明概述根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)包括信號輸入；VCO；第一到第十乘法器；窄帶通濾波器；第一到第四低通濾波器；以及第一和第二加法器。VCO具有同相和正交輸出。第一乘法器具有作為輸入的信號輸入以及VCO的同相和正交輸出。第一乘法器還具有第一輸出。第二乘法器具有作為輸入的所述第一輸出，第二乘法器還具有第二輸出。窄帶通濾波器具有作為輸入的所述第二輸出。窄帶通濾波器還具有第三輸出。第三乘法器具有作為輸入的第三輸出。第三乘法器還具有作為第三輸出的卷積的第四輸出。第四乘法器具有作為輸入的所述第四輸出。第四乘法器還具有第五輸出。第一低通濾波器具有作為輸入的第五輸出的同相分量。第一低通濾波器還具有第一濾波輸出。第五乘法器具有作為輸入的第一濾波輸出和第五輸出的正交分量。第五乘法器還具有第六輸出。第一加法器具有作為輸入的第二輸出和第三輸出。第一加法器還具有作為第二輸出與第三輸出之差的第七輸出。第六乘法器具有作為輸入的第七輸出，第六乘法器還具有作為第七輸出的卷積的第八輸出。第七和第八乘法器具有作為輸入的第八輸出。第七和第八乘法器還分別具有第九和第十輸出。第二和第三低通濾波器分別具有作為輸入的第九和第十輸出的同相部分。第二和第三低通濾波器分別具有第二和第三濾波輸出。第九和第十乘法器分別具有作為輸入的第二和第三濾波輸出，以及分別具有第九和第十輸出的正交部分。第九和第十乘法器還分別具有第十一和第十二輸出。第二加法器具有作為輸入的第六、第十一和第十二輸出。第二加法器還具有第十三輸出。第四低通濾波器具有作為輸入的第十三輸出。第四低通濾波器還具有第十四輸出。第十四輸出被返回到VCO以完成反饋環(huán)路。
根據(jù)本發(fā)明的第二實施例的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)包括信號輸入、VCO、第一到第五乘法器、窄帶通濾波器、第一到第三低通濾波器以及第一和第二加法器。VCO具有同相和正交輸出。第一乘法器具有作為輸入的信號輸入以及VCO的同相和正交輸出。第一乘法器還具有第一輸出。窄帶通濾波器具有作為輸入的第一輸出。窄帶通濾波器還具有第二輸出。第二乘法器具有作為輸入的第二輸出。第二乘法器還具有作為第二輸出的卷積的第三輸出。第一低通濾波器具有作為輸入的第三輸出的同相分量。第一低通濾波器還具有第一濾波輸出。第三乘法器具有作為輸入的第一濾波輸出和第三輸出的正交分量。第三乘法器還具有第四輸出。第一加法器具有作為輸入的第一輸出和第二輸出。第一加法器還具有作為第一輸出與第二輸出之差的第五輸出。第四乘法器具有作為輸入的第五輸出。第四乘法器還具有作為第五輸出的卷積的第六輸出。第二低通濾波器具有作為輸入的第五輸出的同相部分。第二低通濾波器具有第二濾波輸出。第五乘法器具有作為輸入的第二濾波輸出和第五輸出的正交部分。第五乘法器還具有第六輸出。第二加法器具有作為輸入的第四和第六輸出。第二加法器還具有第七輸出。第三低通濾波器具有作為輸入的第七輸出。第三低通濾波器還具有第八輸出。第八輸出被返回到VCO以完成反饋環(huán)路。
根據(jù)本發(fā)明的第三實施例的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)包括導頻引導的捕獲環(huán)和數(shù)據(jù)引導的鎖相環(huán)。導頻引導的捕獲環(huán)具有導頻輸入和導頻輸出。數(shù)據(jù)引導的鎖相環(huán)具有數(shù)據(jù)輸入和數(shù)據(jù)輸出。導頻輸出和數(shù)據(jù)輸出被用來產(chǎn)生反饋信號，該信號是導頻輸入和數(shù)據(jù)輸入的非線性組合。
附圖簡介圖1是先有技術的鎖相環(huán)。
圖2是先有技術的Costas環(huán)。
圖3是先有技術的頻率和相位鎖定環(huán)。
圖4是數(shù)據(jù)引導的頻率捕獲環(huán)。
圖5是數(shù)據(jù)引導的頻率和相位鎖定環(huán)。
圖6是根據(jù)本發(fā)明的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)。
圖7是曲線圖，說明根據(jù)本發(fā)明的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)中的導頻檢測器和數(shù)據(jù)檢測器的各個相關信號的大小。
圖8是根據(jù)本發(fā)明的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)的分別在導頻檢測器和數(shù)據(jù)檢測器中相關的同相和正交分量的曲線圖。
圖9說明根據(jù)本發(fā)明的一個備選實施例的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)。
優(yōu)選實施例的詳細說明為了便于理解本發(fā)明的原理，現(xiàn)在將參照附圖中所示的實施例，并用具體語言來描述它。但是要理解，絕不是以此來對本發(fā)明的范圍進行限定，以及所述裝置的變更和修改、本文所述的本發(fā)明原理的其它應用在此被認為是本發(fā)明所涉及領域的技術人員一般會想到的。
根據(jù)本發(fā)明的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)(“DPDFPLL”)提供極健壯的捕獲，即使面對最壞的接收環(huán)境，包括具有多個幻像和全零的城市環(huán)境。此外，DPDFPLL提供健壯連續(xù)的控制信號，即使面對全零的情況下，而不管其相位如何。DPDFPLL通過同時利用導頻信號和偏置QAM信號的兩種奈奎斯特斜率中的信號冗余度進行工作。如DDFL和DDFPLL一樣，在鎖定期間，DPDFPLL結(jié)合Costas環(huán)以及頻率和相位鎖定環(huán)的所需特征；DDFPLL采用頻域中的數(shù)據(jù)冗余度進行同步，例如在雙邊帶抑制信號中，但具有象FPLL一樣收斂的輸出，而且不會被把信號相位移動90度以下的噪聲所中斷。另外，DPDFPLL包括利用導頻信號進行同步的環(huán)路。這些環(huán)路共同產(chǎn)生一種提供獨特的健壯頻率捕獲和相位鎖定的電路。
根據(jù)本發(fā)明的一個優(yōu)選實施例的DPDFPLL如圖6所示且總體表示為600。輸入信號和VCO 620的輸出通過第一乘法器610相乘。第一乘法器610的輸出通過第二乘法器618與固定頻率相乘。在此優(yōu)選實施例中，這個頻率為符號率的1/4，因為這僅要求與1和-1相乘，以及因為它提供兩個奈奎斯特斜率的相關的最大分離，但應當理解，在理論上可采用任何頻率。
第二乘法器618的輸出被發(fā)送到第一加法器622以及導頻濾波器625。導頻濾波器625是以預計導頻信號所處的頻率為中心的窄帶通濾波器。導頻濾波器625的輸出則被用于導頻捕獲環(huán)(如下面的進一步說明)以及還用于從兩個數(shù)據(jù)引導的捕獲環(huán)中所用的信號中消除導頻(如以下的進一步說明)。
導頻濾波器625的輸出按照以下方式用于導頻捕獲環(huán)導頻信號由第三乘法器670進行卷積。第三乘法器670的輸出通過第四頻移乘法器672進行頻移。第四頻移乘法器672反轉(zhuǎn)第二頻移乘法器618的作用。本領域的技術人員非常清楚，在此優(yōu)選實施例中，第四頻移乘法器與符號率的3/4相乘，以便反轉(zhuǎn)第一乘法器610執(zhí)行的與符號率的相乘。應當理解，第二頻移乘法器618的功能是允許這對數(shù)據(jù)引導的捕獲環(huán)通過偏移其相應的功率譜、使它們不以同一原點為中心來同時查找兩個奈奎斯特斜率中的數(shù)據(jù)的相關。因此，對于導頻捕獲環(huán)自身的操作，不需要第二和第四頻移乘法器618和672，但允許它與兩個數(shù)據(jù)引導的捕獲環(huán)配合起作用。
第四乘法器672的同相輸出則由低通濾波器進行濾波，然后再通過第五乘法器676與正交輸出相乘，如典型的頻率和相位鎖定環(huán)中那樣。第五乘法器676的輸出則被發(fā)送到第二加法器658，它在其中與數(shù)據(jù)引導的捕獲環(huán)對的輸出相加，下面將進行描述。
導頻濾波器625的輸出按照以下方式用于一對數(shù)據(jù)引導的捕獲環(huán)導頻濾波器625的輸出通過第一加法器622從第二乘法器618的輸出中減去。得到的信號由第六乘法器630進行卷積。第六乘法器630的輸出用來通過一對頻率捕獲環(huán)進行同步。該信號被發(fā)送到第七頻移乘法器632以及第八頻移乘法器634。在該優(yōu)選實施例中，這些乘法器產(chǎn)生的頻移為符號率的和3/4，但是應當理解，這是由第二乘法器618強加的頻移功能。(第七和第八頻移乘法器632和634之間的差值始終為周期。)頻移乘法器632和634的輸出的同相部分由低通濾波器642和644進行濾波，然后再分別通過第九乘法器652和第十乘法器654與相移乘法器632和634的輸出的相應正交部分相乘。第九和第十乘法器652和654的輸出由第二加法器658相加。
第二加法器658的輸出由第三低通濾波器660進行濾波、在699放大并被返回到VCO 620以完成反饋環(huán)路。
應當理解，數(shù)據(jù)和導頻頻率和相位鎖定環(huán)600包括與導頻引導的頻率捕獲環(huán)結(jié)合的、類似于圖5所示的DDFPL。導頻引導的頻率捕獲環(huán)包括復數(shù)乘法器670、頻移乘法器672、低通濾波器674以及乘法器676。頻移乘法器672被添加到典型的先有技術的頻率引導的捕獲環(huán)，以便有效地將它與數(shù)據(jù)引導的環(huán)結(jié)合，如上所述。
圖7和圖8說明組合數(shù)據(jù)引導的鎖相環(huán)與導頻引導的捕獲環(huán)的重要優(yōu)點。圖7是曲線圖，說明通過一個完整周期時作為全零幻像的相位的函數(shù)的、電路600中的導頻檢測器和數(shù)據(jù)檢測器的各個相關信號的大小(即分別從導頻引導的環(huán)路以及從數(shù)據(jù)引導的環(huán)路輸入加法器658的信號的大小)。曲線710是數(shù)據(jù)檢測器的相關信號的大小，以及曲線720是導頻檢測器的大小。當全零與導頻完全對齊時，導頻被消除，以及導頻檢測器不提供任何反饋信號。同樣，當全零正確對齊時，數(shù)據(jù)檢測器被清零。數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)的顯著健壯性部分源于以下事實這些零沒有對齊-每當導頻檢測器被清零時，數(shù)據(jù)檢測器具有好的響應，反之亦然。因此，任何單一幻像絕對不可能完全使導頻檢測和數(shù)據(jù)檢測為零。
圖8說明允許導頻引導的環(huán)路和數(shù)據(jù)引導的環(huán)路有效結(jié)合的原理。圖8是分別在導頻檢測器810和數(shù)據(jù)檢測器820中的相關的同相和正交分量(即分別為乘法器676的輸入以及乘法器652和654的輸入)的曲線圖。通過第一個四分之一周期(點A到E)，導頻檢測器和數(shù)據(jù)檢測器的輸出可以簡單地相加。也就是說，相關器670和630的輸出的同相和正交分量可以被相加，然后再通過單個乘法器相乘。但是，數(shù)據(jù)檢測器在點E通過零，此后反轉(zhuǎn)符號。在點E與點G之間，總和仍然驅(qū)動收斂，但比單獨的導頻檢測器更弱。在點G，導頻檢測器和數(shù)據(jù)檢測器正好彼此抵消，從而產(chǎn)生零。經(jīng)過點G，總和實際上在驅(qū)使脫離鎖定。
但是，通過非線性地結(jié)合導頻檢測器和數(shù)據(jù)檢測器，可產(chǎn)生沒有任何零的鎖相信號。這是可能的，因為如圖8所示，導頻檢測器的信號與數(shù)據(jù)檢測器的信號之間的相位關系始終相同或者正好彼此異相180°。因此，如果數(shù)據(jù)檢測器的信號在180°異相的周期部分中被反相，則結(jié)果是沒有零的平滑信號。這正是DDFPL所作的，如題為“數(shù)據(jù)引導的頻率和相位鎖定環(huán)”的同時提交的申請中所述。因此，DDFPL的輸出可直接與導頻引導的鎖相環(huán)的輸出結(jié)合，如優(yōu)選實施例中由加法器658所進行的操作一樣。
應當理解，也可采用結(jié)合導頻檢測器和數(shù)據(jù)檢測器的輸出的其它非線性方式。例如，乘法器可用來在適當?shù)陌胂辔黄陂g直接對數(shù)據(jù)檢測器的信號的同相部分進行反相。這種配置實際上需要比優(yōu)選實施例略少的硬件(少一個乘法器)，但此實施例收斂效率較低。
應當理解，雖然導頻信號通常位于偏置QAM信號的奈奎斯特下頻帶中，但它也可位于奈奎斯特上頻帶中。在這種情況下，頻移乘法器應該被反轉(zhuǎn)，使得第一乘法器610與符號率的3/4相乘，以及第四乘法器618與符號率的相乘。
同樣要理解，電路600可適合與QAM信號配合使用，其中以導頻為中心。在這種情況下，不需要任何頻移乘法器(包括第七頻移乘法器632，以下將進一步論述)，也不需要低通濾波器642和第九乘法器652，因為導頻和數(shù)據(jù)已經(jīng)被分離。
本領域的技術人員還應理解，可結(jié)合其它基于導頻的鎖相環(huán)和數(shù)據(jù)引導的鎖相環(huán)，從而產(chǎn)生根據(jù)本發(fā)明的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)。例如，圖9說明根據(jù)本發(fā)明的一個備選實施例的DPDFPLL電路900，其中具有比優(yōu)選實施例的電路600略微簡單一些的硬件，其中，相應元件被相應地編號(因此電路600中的VCO 620在電路900中編號為920)。電路900包括與導頻捕獲環(huán)(包括復數(shù)乘法器970、低通濾波器974以及乘法器976)結(jié)合的、類似于圖4所示的DDFL(包括復數(shù)乘法器930、低通濾波器942以及乘法器952)。DDFL具有與優(yōu)選實施例中的DDFPL相同的、在半周期中對輸出進行反相(例如相對于Costas環(huán))的特性，使得它在根據(jù)本發(fā)明的電路中以與優(yōu)選實施例中所用的DDFPL相似的方式工作。應當理解，電路900中的DDFL和導頻捕獲環(huán)具有相同的硬件配置，其輸入的差異是它們唯一的區(qū)別。
本領域的技術人員會清楚，其它備選實施例可同樣地通過導頻信號與雙邊帶抑制數(shù)據(jù)信號的相關的非線性組合來形成。
其它某些備選實施例可通過替換和/或置換這些實施例中任一個的元件來形成。例如，圖6所示的電路600的元件可以被替代和/或置換，從而產(chǎn)生大量等效備選實施例電路。在此實例中，應當理解，放大器699實際上可以結(jié)合到濾波器660中。本領域的技術人員會知道，這些濾波器通常包括對濾波引起的信號強度的偏置減小的放大。應當理解，該放大可同樣由獨立放大器在濾波之前或之后執(zhí)行。
此外，應當理解，許多乘法器實際上可以是實質(zhì)上更簡單的硬件部件。例如，VCO可以只產(chǎn)生振蕩1s和-1s的信號。在這種情況下，包括第一復數(shù)乘法器610的乘法器所需的電位乘法僅限于符號的改變。同樣，包括第二乘法器630的兩個實數(shù)乘法器把同一個輸入與其自身相乘。因此，可能輸出的范圍只包含輸入域的可能性的一半。因此，這個功能可以更易于由提供輸入的平方的查找表來執(zhí)行而不是由要求更多門電路的實際乘法器來執(zhí)行。硬件的其它簡化是可行的，并且是本領域的技術人員非常清楚的。
雖然已經(jīng)在附圖和以上說明中詳細地說明和描述了本發(fā)明，但它們被認為是描述性而不是限制性的，應當理解，僅給出了優(yōu)選實施例以及被認為有助于進一步說明如何實現(xiàn)和使用優(yōu)選實施例的其它某些實施例。在本發(fā)明的實質(zhì)范圍之內(nèi)的所有變更和修改希望受到保護。
權利要求
1.一種數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)，它具有符號率并且包括信號輸入；具有同相和正交輸出的VCO；第一乘法器，具有作為輸入的所述信號輸入以及所述VCO的所述同相和正交輸出，所述第一乘法器還具有第一輸出；第二乘法器，具有作為輸入的所述第一輸出，所述第二乘法器還具有第二輸出；窄帶通濾波器，具有作為輸入的所述第二輸出，所述窄帶通濾波器還具有第三輸出；第三乘法器，具有作為輸入的所述第三輸出，所述第三乘法器還具有作為所述第三輸出的卷積的第四輸出；第四乘法器，具有作為輸入的所述第四輸出，所述第四乘法器還具有第五輸出；第一低通濾波器，具有作為輸入的所述第五輸出的同相分量，所述第一低通濾波器還具有第一濾波輸出；第五乘法器，具有作為輸入的所述第一濾波輸出和所述第五輸出的正交分量，所述第五乘法器還具有第六輸出；第一加法器，具有作為輸入的所述第二輸出和所述第三輸出，所述第一加法器還具有作為所述第二輸出與所述第三輸出之差的第七輸出；第六乘法器，具有作為輸入的所述第七輸出，所述第六乘法器還具有作為所述第七輸出的卷積的第八輸出；第七和第八乘法器，具有作為輸入的所述第八輸出，所述第七和第八乘法器還分別具有第九和第十輸出；第二和第三低通濾波器，分別具有作為輸入的所述第九和第十輸出的同相部分，所述第二和第三低通濾波器分別具有第二和第三濾波輸出；第九和第十乘法器，分別具有作為輸入的所述第二和第三濾波輸出，以及分別具有所述第九和第十輸出的正交部分，所述第九和第十乘法器還分別具有第十一和第十二輸出；第二加法器，具有作為輸入的所述第六、第十一和第十二輸出，所述第二加法器還具有第十三輸出；以及第四低通濾波器，具有作為輸入的所述第十三輸出，所述第四低通濾波器還具有第十四輸出；其中，所述第十四輸出被返回到所述VCO以完成反饋環(huán)路。
2.如權利要求1所述的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)，其特征在于所述第二乘法器乘以所述符號率的1/4；所述第四乘法器乘以所述符號率的3/4；以及所述第七和第八乘法器分別乘以所述符號率的1/4和3/4。
3.如權利要求1所述的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)，其特征在于，所述第七和第八乘法器乘以差值等于所述符號率的1/2的固定頻率。
4.如權利要求1所述的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)，其特征在于，所述第二和第四乘法器乘以總和等于所述符號率的固定頻率。
5.如權利要求1所述的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)，其特征在于，所述第二乘法器僅乘以1和-1。
6.如權利要求1所述的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)，其特征在于，所述窄帶通濾波器以預計的導頻頻率為中心。
7.一種數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)，包括信號輸入；具有同相和正交輸出的VCO；第一乘法器，具有作為輸入的所述信號輸入以及所述VCO的所述同相和正交輸出，所述第一乘法器還具有第一輸出；窄帶通濾波器，具有作為輸入的所述第一輸出，所述窄帶通濾波器還具有第二輸出；第二乘法器，具有作為輸入的所述第二輸出，所述第二乘法器還具有作為所述第二輸出的卷積的第三輸出；第一低通濾波器，具有作為輸入的所述第三輸出的同相分量，所述第一低通濾波器還具有第一濾波輸出；第三乘法器，具有作為輸入的所述第一濾波輸出和所述第三輸出的正交分量，所述第三乘法器還具有第四輸出；第一加法器，具有作為輸入的所述第一輸出和所述第二輸出，所述第一加法器還具有作為所述第一輸出與所述第二輸出之差的第五輸出；第四乘法器，具有作為輸入的所述第五輸出，第四乘法器還具有作為所述第五輸出的卷積的第六輸出；第二低通濾波器，具有作為輸入的所述第五輸出的同相部分，所述第二低通濾波器具有第二濾波輸出；第五乘法器，具有作為輸入的所述第二濾波輸出和所述第五輸出的正交部分，所述第五乘法器還具有第六輸出；第二加法器，具有作為輸入的所述第四和第六輸出，所述第二加法器還具有第七輸出；以及第三低通濾波器，具有作為輸入的所述第七輸出，所述第三低通濾波器還具有第八輸出；其中，所述第八輸出被返回到所述VCO以完成反饋環(huán)路。
8.如權利要求7所述的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)，其特征在于所述第二乘法器乘以所述符號率的1/4；所述第四乘法器乘以所述符號率的3/4；以及所述第七和第八乘法器分別乘以所述符號率的1/4和3/4。
9.如權利要求7所述的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)，其特征在于，所述第七和第八乘法器乘以差值等于所述符號率的1/2的固定頻率。
10.如權利要求7所述的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)，其特征在于，所述第二和第四乘法器乘以總和等于所述符號率的固定頻率。
11.如權利要求7所述的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)，其特征在于，所述第二乘法器僅乘以1和-1。
12.如權利要求7所述的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)，其特征在于，所述窄帶通濾波器以預計的導頻頻率為中心。
13.一種適合對具有導頻的偏置QAM調(diào)制信號進行解碼的數(shù)據(jù)引導的頻率和相位鎖定環(huán)。
14.一種數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)，包括導頻引導的捕獲環(huán)，具有導頻輸入和導頻輸出；數(shù)據(jù)引導的鎖相環(huán)，具有數(shù)據(jù)輸入和數(shù)據(jù)輸出；其中，所述導頻輸出和所述數(shù)據(jù)輸出被用來產(chǎn)生反饋信號，所述反饋信號是所述導頻輸入和所述數(shù)據(jù)輸入的非線性組合。
15.如權利要求14所述的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)，其特征在于，所述數(shù)據(jù)引導的鎖相環(huán)是DDFL。
16.如權利要求14所述的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)，其特征在于，所述數(shù)據(jù)引導的鎖相環(huán)是DDFPL。
17.如權利要求14所述的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)，其特征在于，通過在各相位的前一半期間把所述導頻輸入和數(shù)據(jù)輸入直接相加，以及通過在各相位的后一半期間把所述導頻輸入和所述數(shù)據(jù)輸入其中之一的同相部分反相、并把所述結(jié)果與所述導頻輸入和所述數(shù)據(jù)輸入其中另一個相加，從而執(zhí)行所述非線性組合。
18.如權利要求14所述的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)，其特征在于，所述非線性組合通過以下步驟來執(zhí)行相關所述導頻輸入以產(chǎn)生導頻相關值；相關所述數(shù)據(jù)輸入以產(chǎn)生數(shù)據(jù)相關值；把所述導頻相關值與所述數(shù)據(jù)相關值組合。
19.如權利要求14所述的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)，其特征在于還包括多個頻移乘法器。
20.如權利要求19所述的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)，其特征在于，所述多個頻移乘法器包括第一乘法器和第二乘法器，它們乘以差值等于所述符號率的1/2的固定頻率。
全文摘要
用于具有導頻信號的偏置QAM調(diào)制信號的數(shù)據(jù)和導頻引導的頻率和相位鎖定環(huán)包括導頻捕獲環(huán)和一對數(shù)據(jù)引導的捕獲環(huán)。導頻由導頻濾波器從主要信號中提取，然后供導頻捕獲環(huán)使用，以及用于從送到數(shù)據(jù)引導的捕獲環(huán)的信號中消除導頻。導頻和兩個數(shù)據(jù)引導的捕獲環(huán)的輸出被相加并被返回到VCO以完成反饋環(huán)路。
文檔編號H03D3/24GK1647476SQ03807914
公開日2005年7月27日 申請日期2003年4月2日 優(yōu)先權日2002年4月5日
發(fā)明者R·W·茨塔, S·M·羅普雷斯托, J·夏, W·張 申請人:麥克羅納斯半導體公司