專利名稱：多頻帶功率放大器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及放大器，具體地說，涉及雙頻帶或三頻帶等多頻帶功率放大器的結構。更具體地說，本發(fā)明涉及不使通信品質(zhì)劣化以及芯片尺寸增大的情況下可以防止多頻帶功率放大器的晶體管特性劣化的結構。
背景技術：
現(xiàn)在，作為移動裝置通信用的功率放大器，廣泛應用采用GaAsMESFET(金屬-半導體場效應晶體管)、GaAsHEMT(高電子遷移率晶體管)以及GaAsHBT(異質(zhì)結雙極晶體管)的MMIC(單片微波IC)或組件(混合IC或多片組件)。這些晶體管中，由于利用砷化鎵(GaAs)或硅化鍺(SiGe)的異質(zhì)結的GaAs-HBT和SiGe-HBT與傳統(tǒng)的FET(場效應晶體管)相比具有以下的優(yōu)點，因而成為現(xiàn)在最受期待的移動裝置通信用的功率元件(1)不需要負的柵極偏置電壓，可以實現(xiàn)單一電源動作；(2)與Si-MOSFET(絕緣柵型場效應晶體管)同樣，即使在漏極(集電極)側(cè)不設置模擬開關，也可以執(zhí)行輸出的開/關動作；以及(3)輸出功率密度高，可以用比FET功率放大器小型的功率放大器獲得規(guī)定的輸出。
作為移動裝置通信的典型的應用有便攜電話系統(tǒng)。作為這樣的便攜電話系統(tǒng)，有現(xiàn)在最廣泛采用的900MHz頻帶便攜電話系統(tǒng)即歐州GSM(全球移動通信系統(tǒng)(GLOBAL SYSTEM FOR MOBILECOMMUNICATION))，以及歐州廣泛采用的1800MHz頻帶便攜電話系統(tǒng)即DCS(數(shù)字無繩系統(tǒng)(DIGITAL CORDLESS SYSTEMS))。這些GSM以及DCS等的通信方式中，采用1W到4W的高輸出的便攜電話，作為其功率放大器，開始采用可發(fā)揮HBT的特征的功率放大器(HBT功率放大器)取代迄今成為主流的Si-MOSFET功率放大器。
圖14是傳統(tǒng)的GSM-DCS雙頻帶功率放大電路的結構的概略示意圖。圖14中，雙頻帶功率放大電路包括激活時接收DCS信號IN_DCS和偏置電壓Vdcc并生成輸出信號OUT_DCS的DCS功率放大器900；激活時接收輸入信號IN_GSM和偏置電壓Vgcc，放大輸入信號IN_GSM并生成輸出信號OUT_GSM的GSM功率放大器902；根據(jù)輸出控制電壓Vpc和模式選擇信號Vmod激活DCS功率放大器900以及GSM功率放大器902的其中一個，且控制激活的功率放大器的偏置電壓的偏置開關904。
對DCS功率放大器900以及GSM功率放大器902分別生成偏置控制電壓Vpc。
該雙頻帶功率放大電路中，在偏置開關904的控制下，根據(jù)模式選擇信號Vmod激活DCS功率放大器900以及GSM功率放大器902的其中一個。DCS功率放大器900的輸出信號OUT_DCS或GSM功率放大器902的輸出信號OUT_GSM通過共用的天線發(fā)送。
圖15是圖14所示的DCS功率放大器900的結構的一例的示意圖。圖15中，DCS功率放大器900包括輸入匹配電路911，接收輸入信號IN_DCS；第1放大級912，放大經(jīng)由輸入匹配電路911提供的信號；第2放大級914，經(jīng)由級間連接電路913接收第1放大級912的輸出信號并放大；第3放大級916，經(jīng)由級間匹配電路915接收第2放大級914的輸出信號并放大；輸出匹配電路917，接收第3放大級916的輸出信號并生成輸出信號OUT_DCS。
輸入匹配電路911由短截線、電阻、電容元件構成，令輸入信號和該功率放大器900的輸入阻抗匹配。向放大級912、914以及916提供集電極偏置電壓Vdc1、Vdc2以及Vdc3。這些放大級912、914以及916分別包含異質(zhì)結雙極晶體管(HBT)Trd1、Trd2，以及Trd3作為各自的功率放大元件。通過穩(wěn)定用的短截線以及電容元件形成的穩(wěn)定電路向這些晶體管Trd1-Trd3的各個集電極結點提供集電極偏置電壓Vdc1、Vdc2以及Vdc3。
各個放大級912、914以及916中，通過經(jīng)由短截線以及電容元件構成的穩(wěn)定電路向功率放大晶體管Trd1、Trd2以及Trd3的集電極提供集電極偏置電壓Vdc1、Vdc2以及Vdc3，可以根據(jù)這些功率放大晶體管Trd1-Trd3的基極電位，穩(wěn)定且高速地變化該集電極電位。
DCS功率放大器900還包括低通濾波器920，接收DCS用偏置電壓Vdcc；偏置電壓控制電路921以及924以及926，根據(jù)來自該低通濾波器920的偏置電壓Vdcc和圖14所示偏置開關904的基極偏置控制電壓VDCS，調(diào)節(jié)功率放大晶體管Trd1、Trd2以及Trd3的基極電壓；模式切換電路922，根據(jù)來自圖17所示偏置開關904的模式選擇信號Vmodd，有選擇地將這些偏置電壓控制電路921、924以及926的輸出偏置電壓固定為接地電壓電平。偏置電壓控制電路921由電阻元件構成。
模式切換電路922包括開關晶體管，后者響應模式選擇信號Vmodd有選擇地導通，通過該開關晶體管的開/截止狀態(tài)，設定功率放大器900的非激活/激活狀態(tài)。
根據(jù)圖14所示模式選擇信號Vmod，由偏置開關904生成模式選擇信號Vmodd。模式選擇信號Vmodd為H電平時，模式切換電路922的開關晶體管變成導通狀態(tài)，這些功率放大晶體管Trd1、Trd2以及Trd3的基極電壓固定為接地電壓或基極發(fā)射極間電壓電平，這些功率放大晶體管Trd1-Trd3全部設定成截止狀態(tài)。
另一方面，模式選擇信號Vmodd為L電平時，該模式切換電路922中的開關晶體管變成非導通狀態(tài)，來自偏置開關904的偏置控制電壓VDCS經(jīng)由偏置電壓控制電路(電阻元件)921提供給初級的功率放大晶體管Trd1的基極，另外，由偏置電壓控制電路924以及926向功率放大晶體管Trd2以及Trd3的基極提供根據(jù)偏置電壓Vdcc和偏置控制電壓VDCS的電壓電平的偏置電壓。功率放大晶體管Trd1、Trd2以及Trd3根據(jù)這些基極偏置電壓，放大由前級的匹配電路向基極提供的信號。根據(jù)偏置控制電壓VDCS對放大級914以及916的放大率進行調(diào)節(jié)。
該圖15中，虛線框930表示的部分通常由一個半導體芯片構成，該外部配置有短截線以及電容。
最終級的功率放大晶體管Trd3經(jīng)由輸出匹配電路917生成輸出信號OUT_DCS，經(jīng)由次級的耦合器向天線送出信號。從而，該最終級的功率放大晶體管Trd3的驅(qū)動能力與前級的功率放大晶體管Trd1及Trd2相比大很多。該最終級的功率放大晶體管Trd3的集電極結點通常經(jīng)由焊盤與外部配置的短截線連接。輸出結點中配置開環(huán)短截線，調(diào)節(jié)輸出電容負載，穩(wěn)定該最終級的放大級916的輸出信號。
圖16是圖14所示GSM功率放大器904的結構的一例的示意圖。圖16中，GSM功率放大器904包括輸入匹配電路951，接收GSM輸入信號IN_GSM；第1放大級952，放大經(jīng)由輸入匹配電路951提供的信號；第2放大級954，經(jīng)由級間匹配電路953接收該第1放大級952的輸出信號并放大；第3放大級956，經(jīng)由級間匹配電路955接收該第2放大級954的輸出信號并放大；輸出匹配電路957，將第3放大級956的輸出信號向輸出結點傳送。
第1放大級952包含功率放大晶體管Trg1，第2放大級954包含功率放大晶體管Trg2，第3放大級956包含功率放大晶體管Trg3。功率放大晶體管Trg1的集電極經(jīng)由短截線和電容元件形成的穩(wěn)定電路接收集電極控制電壓Vgc1。功率放大晶體管Trg2的集電極經(jīng)由短截線以及電容元件構成的穩(wěn)定電路接收集電極控制電壓Vgc2。功率放大晶體管Trg3的集電極經(jīng)由電容元件以及短截線構成的穩(wěn)定電路接收集電極控制電壓Vgc3。
GSM功率放大器904還包括低通濾波器960，接收偏置電壓Vgcc；偏置電壓控制電路(電阻元件)961，用以將來自圖14所示偏置開關904的偏置控制電壓VGSM向功率放大晶體管Trg1的基極提供；偏置電壓控制電路964，根據(jù)偏置電壓Vgcc和偏置控制電壓VGSM，調(diào)節(jié)功率放大晶體管Trg2的基極偏置電壓；偏置控制電路966，根據(jù)偏置電壓Vgcc和偏置控制電壓VGSM，調(diào)節(jié)功率放大晶體管Trg3的基極偏置電壓；模式切換電路962，根據(jù)來自圖14所示偏置開關904的模式選擇信號Vmodg，將偏置控制電壓VGSM驅(qū)動到接地電壓電平，將這些功率放大晶體管Trg1、Trg2以及Trg3設定為非導通狀態(tài)。
模式切換電路962包含開關晶體管，后者響應模式選擇信號Vmodg有選擇地導通。通過該開關晶體管的導通/截止狀態(tài)，可將GSM功率放大器有選擇地設定為非激活/激活狀態(tài)。
圖14所示偏置開關904根據(jù)模式選擇信號Vmod生成模式選擇信號Vmodg。該模式選擇信號Vmodg為H電平時，模式切換電路962中，開關晶體管變成導通狀態(tài)，偏置控制電壓VGSM變成接地電壓電平的L電平，功率放大晶體管Trg1變成非導通狀態(tài)。另外，偏置控制電路964及966中，各個輸出電壓變成功率放大晶體管Trg2及Trg3的基極·發(fā)射極間電壓，這些功率放大晶體管Trg2及Trg3也變成非導通狀態(tài)。從而該狀態(tài)中，GSM功率放大器904的功率放大動作被停止。
另一方面，模式選擇信號Vmodg若變成L電平，則模式切換電路962中的開關晶體管變成截止狀態(tài)，由偏置電壓控制電路961、964以及966根據(jù)偏置電壓VGSM及偏置控制電壓Vgcc對功率放大晶體管Trg1、Trg2、Trg3的基極電壓進行偏置，在基極接收來自各個前級的匹配電路的信號并進行放大動作。
圖15及圖16所示功率放大器900及904具有僅僅其處理頻率不同的3級的放大級。由于最終級的功率放大晶體管Trd3及Trg3的集電極與輸出焊盤連接，經(jīng)由輸出匹配電路957以大驅(qū)動力驅(qū)動輸出負載，因而其電流驅(qū)動能力變得很大。
偏置開關902接收分別與DCS模式及GSM模式對應的偏置控制電壓Vpcd及Vpcg，且接收模式選擇信號Vmodd及Vmodg，根據(jù)模式選擇信號激活DCS功率放大器900及GSM功率放大器904的其中一個。
通過由該偏置開關902有選擇地激活功率放大器900及904的其中一個，可以用1800MHz頻帶的DCS及900MHz頻帶的GSM進行通信。
圖17是包含雙頻帶功率放大電路的便攜電話機的重要部分結構的概略示意圖。圖17中，便攜電話機包括電池電源980，向DCS功率放大器900供給集電極偏置電壓Vdc1-Vdc3和偏置電壓Vdcc，向GSM功率放大電路902供給集電極偏置電壓Vgc1-Vgc3和偏置電壓Vgcc；高頻耦合器982，作為傳送DCS功率放大器900的輸出信號的頻帶隔離器；高頻耦合器984，作為傳送GSM功率放大電路902的輸出信號的頻帶隔離器；選擇電路986，根據(jù)未圖示的模式選擇信號選擇該高頻耦合器982及984的輸出信號的其中一個并傳送到天線988；輸出控制電路990，監(jiān)視高頻耦合器982的輸出信號，根據(jù)該監(jiān)視結果生成偏置控制電壓Vpcd；輸出控制電路992，監(jiān)視高頻耦合器984的輸出信號，根據(jù)該監(jiān)視結果生成偏置控制電壓Vpcg。
這些輸出控制電路990及992的偏置控制電壓Vpcd及Vpcg向偏置開關904提供，該偏置開關904根據(jù)這些偏置控制電壓Vpcd及Vpcg，調(diào)節(jié)功率放大電路900及902的基極偏置電壓VDCS及VGSM的電壓電平。
GSM及DCS的用途中，要求功率放大器處理1W以上的大輸出功率。從而，為了降低電壓調(diào)節(jié)器中的功率損失，由電池電源980直接向該功率放大電路900及902提供偏置電壓Vdc1-Vdc3、Vdcc、Vgc1-Vgc3及Vgcc。
另外，DCS功率放大電路900的輸出信號經(jīng)由高頻耦合器982及選擇電路985向天線988傳送，另外，GSM功率放大電路902的輸出信號經(jīng)由高頻耦合器984及選擇電路986向天線988傳送。這些功率放大電路900及902的輸出端子和天線端之間，通常不采用國內(nèi)的便攜電話(例如PDC(個人數(shù)字蜂窩))等中一般采用的隔離器。該隔離器配置成在天線端子988的輸出阻抗變動時，用以抑制這些功率放大電路900及902的輸出負載阻抗的變動。GSM以及DCS的用途中，為了小型化及降低輸出損失，不采用這樣的隔離器，僅僅采用高頻耦合器982及984。
從而，對于功率放大器900及902，存在有當該電池電源980充電時，高電源電壓狀態(tài)及天線端子988的負載變動的影響直接施加到功率放大器900及902的過于苛刻的使用狀態(tài)。在這樣的高電源電壓時，在接收大輸出負載變動的場合，集電極損失增大，該電流損失引起發(fā)熱，導致構成功率放大晶體管的晶體管元件的不均一動作。這是因為，功率放大晶體管由多個單位晶體管元件構成，該單位晶體管元件的集電極電流的分布引起動作溫度條件的差異，由該溫度條件的差異導致該功率放大晶體管的不均一動作。
特別是，最終級的功率放大晶體管Trg3或Trd3內(nèi)部的單一晶體管元件內(nèi)的不均一動作引起所謂電流集中，即一部分的單位晶體管元件的動作電流占該最終級晶體管全體的動作電流的大部分。結果，導致突發(fā)動作時的脈沖內(nèi)輸出功率的變動，最壞情況下會導致最終級功率放大晶體管的破壞。
這樣的發(fā)熱引起的電流集中的問題是靠近芯片配置多個單位晶體管元件以獲得大輸出功率的功率放大器特有的問題。
圖18是圖15及圖16所示功率放大器的芯片布局的概略示意圖。圖18中，DCS功率放大器900及GSM功率放大器902分別在半導體芯片999的2個分割區(qū)域形成。該半導體芯片上配置圖15及圖16中虛線框所示的電路。
DCS功率放大器900的初級功率的功率放大晶體管Trd1配置于晶體管形成區(qū)域PWD1，2級功率放大晶體管Trd2配置于晶體管形成區(qū)域PWD2。這些晶體管形成區(qū)域PWD2及PWD1之間配置了匹配電路配置區(qū)域IMD12，用以形成獲得功率放大器Trd1及Trd2的級間匹配的級間匹配電路912。
該DCS功率放大器900中，還將用以獲得2級功率放大晶體管Trd2和3級(最終)功率放大晶體管Trd3的級間匹配的級間匹配電路915配置于匹配電路配置區(qū)域IMD23。通過該匹配電路配置區(qū)域IMN23，與晶體管形成區(qū)域PWD1、PWD2以及匹配電路配置區(qū)域IMD12相對，配置了配置有最終級的功率放大晶體管Trd3的晶體管形成區(qū)域PWD3。晶體管形成區(qū)域PWD1、匹配電路形成區(qū)域IMN12以及晶體管形成區(qū)域PWD2配置成一列，匹配電路配置區(qū)域IMN23配置成與這些區(qū)域PWD1、IMN12以及PWD2鄰接。
初級功率放大晶體管Trd1由例如2個單位晶體管元件構成，2級功率放大晶體管Trd2由例如10個單位晶體管元件構成。最終級的功率放大晶體管Trd3由例如6×10個單位晶體管元件構成。
空區(qū)域EPY配置成與配置有最終級的功率放大晶體管Trd3的晶體管形成區(qū)域PWD3鄰接。與這些空區(qū)域EPY和晶體管形成區(qū)域PWD3相對，配置了配置有DCS用輸出焊盤的焊盤區(qū)域OBD。由于該最終級的功率放大晶體管Trd3的驅(qū)動電流大，該輸出信號線的布線寬度也大，因而該焊盤區(qū)域OBD中配置多個焊盤，以取得足夠大的輸出布線寬度。
GSM功率放大器902的初級功率的功率放大晶體管Trg1配置于晶體管形成區(qū)域PWG1，2級功率放大晶體管Trg2配置于晶體管形成區(qū)域PWG2。這些晶體管形成區(qū)域PWG1及PWG2之間，配置了配置有級間匹配電路953的匹配電路配置區(qū)域IMG12。這些區(qū)域PWG1、IMG12及PWG2配置成一列。
配置有級間匹配電路955的匹配電路配置區(qū)域IMG23配置成與這些區(qū)域PWG1、PWG2及IMG12鄰接。
最終級的功率放大晶體管Trg3形成于晶體管形成區(qū)域PWG3，后者與匹配電路配置區(qū)域IMG23鄰接且與晶體管形成區(qū)域PWD3及空區(qū)域EPY配置成一列。
功率放大晶體管Trg1由例如4個單位晶體管元件構成，2級功率放大晶體管Trg2由例如16個單位晶體管元件構成。最終級的功率放大晶體管Trg3由例如10×10個單位晶體管元件構成。
與晶體管形成區(qū)域PWG3鄰接，設置了配置有GSM用輸出焊盤的輸出焊盤區(qū)域OBG。
功率放大器900及902集成在半導體芯片999上。如圖18所示，這些DCS功率放大器900及902中，通過使形成對應的構成要素的區(qū)域進行并列配置，可有效地配置實質(zhì)上電路結構相同的功率放大器900及902，并簡化該布局。
如該圖18所示，功率放大器900及902中的最終級的功率放大晶體管與初級及2級的功率放大晶體管相比，其電流驅(qū)動力大，占有較大的芯片面積。
圖19是這些功率放大器900及902的最終級的功率放大晶體管Trd3及Trg3的結構的概略示意圖。這些最終級輸出放大晶體管Trd3及Trg3只是其中包含的晶體管元件數(shù)不同，圖19中表示一個功率放大晶體管的結構。
圖19中，最終級輸出放大晶體管包含排列成m行n列的單位晶體管Tr11-Tr1n至Trm1-Trmn。這些單位晶體管Tr11-Tr1n至Trm1-Trmn分別由異質(zhì)結雙極晶體管(HBT)構成。
分別與單位晶體管行對應配置副集電極線SCL1-SCLm，另外，分別與單位晶體管元件行對應配置副基極線SBL1-SBLm。副基極線SBL1-SBLm分別連接到主基極線MBL，后者分別通過結點A及B接收來自基極偏置電壓控制電路的基極偏置電壓和來自前級的級間匹配電路的高頻輸入(RF輸入)。副集電極線SCL1-SCLm共同連接到與輸出結點C連接的主集電極線MCL。
單位晶體管Tr11-Tr1n-Trm1-Trmn的各個基極分別通過基極鎮(zhèn)流電阻Rb11-Rb1n至Rbm1-Rbmn與對應的副基極線SBL1-SBLm連接。另外，單位晶體管Tr11-Tr1n至Trm1-Trmn的各個發(fā)射極分別通過發(fā)射極鎮(zhèn)流電阻Re11-Re1n至Rem1-Remn與接地結點連接。
這些鎮(zhèn)流電阻Rb11-Rb1n至Rbm1-Rbmn以及Re11-Re1n至RRem1-Remn在溫度上升時，集電極電流增大的場合，進行負反饋，降低對應的單位晶體管的基極·發(fā)射極間電壓，抑制該集電極電流的增大。這些多個單位晶體管構成的雙極晶體管稱為多觸點雙極晶體管。
圖20是圖19所示最終級的功率放大晶體管的布局的概略示意圖。圖20中，形成單位晶體管Tr的單位元件區(qū)域11-17、21-27、31-37、41-47、51-57以及61-67配置成6行。這些單位元件區(qū)域分割成3個框BA、BB及BC?？駼A、BB及BC分別包括排列成2行配置的單位元件區(qū)域。
單位元件mm11-17、21-27、31-37、41-47、51-57以及61-67中分別形成HBT，包括發(fā)射極區(qū)域、集電極區(qū)域以及基極區(qū)域。
對排列成1行而配置的單位元件區(qū)域(單位晶體管Tr)共同配置各個副發(fā)射極布線5c1-5c6，連接到對應行中配置的單位元件區(qū)域的發(fā)射極區(qū)域。這些副發(fā)射極布線5c1-5c6與單位晶體管形成區(qū)域的兩側(cè)沿列方向延伸配置的發(fā)射極布線5a及5b連接。這些發(fā)射極布線5a及5b與供給接地電壓的接地結點連接。副發(fā)射極布線5c1-5c6和形成單位晶體管Tr的區(qū)域重疊的區(qū)域中，由例如外延層形成發(fā)射極鎮(zhèn)流電阻。
在各個框BA-BC中，在對應框的單位元件區(qū)域共同配置基極布線2b1-2b3。這些副基極布線2b1-2b3延伸到對應框中配置成2行的單位元件區(qū)域間的區(qū)域，通過基極鎮(zhèn)流電阻7與對應框的單位元件區(qū)域的基極區(qū)域連接。
這些副基極布線2b1-2b3分別與基極布線2a連接。該基極布線2a還與高頻信號輸入部分1連接。該高頻信號輸入部分1通過級間匹配電路從前級的放大級接收高頻輸入(RF輸入)。另外，來自對應的偏置電壓控制電路的基極偏置控制電壓傳送到該基極布線2a。單位元件區(qū)域11-17～61-67中形成的單位晶體管Tr是異質(zhì)結雙極晶體管HBT，基極電流Ib1、Ib2以及Ib3傳送到這些副基極布線2b1、2b2以及2b3。
而且，與單位元件區(qū)域的各行對應，副集電極布線4b1、4b6共同配置于對應行的單位元件區(qū)域。這些各個副集電極布線4b1-4b6共同連接到對應行的單位元件區(qū)域的集電極區(qū)域。這些副集電極布線4b1-4b6共同與集電極布線4a連接。集電極布線4a與輸出高頻信號的輸出部分3連接，從該輸出部分3輸出高頻信號(RF輸出)。
副集電極布線4b1-4b6中將向集電極布線4a提供的集電極電流分流，分別傳送集電極電流Ic1-Ic6。
HBT中，集電極電流隨著溫度的上升而上升。從而，在該溫度上升無法停止的場合，集電極電流進一步上升，該增加電流又引起溫度上升，發(fā)生電流無限制增加的所謂熱散逸。為了防止該熱散逸，配置基極鎮(zhèn)流電阻7以及未圖示的發(fā)射極鎮(zhèn)流電阻以抑制集電極電流的增大。特別是，通過將發(fā)射極鎮(zhèn)流電阻以及基極鎮(zhèn)流電阻7連接到各單位晶體管Tr，可抑制由單位晶體管Tr形成的多觸點雙極晶體管的熱分布等的不均一性引起的集電極電流Ic的不均一分布。
配置這樣的晶體管元件的場合，在副集電極布線4b1-4b6中設定相等的布線阻抗，使流經(jīng)其中的集電極電流Ic1-Ic6大致變得均一。該場合，如圖20中圓形區(qū)域8中所示，在動作時，驅(qū)動電流引起溫度的分布，即晶體管陣列的中央部分溫度高、外圍部分中溫度低。
發(fā)生這樣的溫度分布時，在晶體管陣列的中央部分的單位元件區(qū)域34及44的區(qū)域中發(fā)生集電極電流集中的可能性高。發(fā)生這樣的集電極電流的集中時，集電極電流Ic1-Ic6的合計的集電極電流的大部分流過單位元件區(qū)域34及44中形成的單位晶體管，該單位元件區(qū)域34及44的單位晶體管的動作電流占該最終級功率放大晶體管的動作電流的大部分。
從而，單位元件區(qū)域34及44中流過大的集電極電流時，該圓形區(qū)域8中發(fā)生熱散逸，單位元件區(qū)域34及44的晶體管被破壞，從集電極布線4a向發(fā)射極布線5a及5b流過大電流，導致發(fā)生整個功率放大晶體管被破壞的問題。
為了避免這樣的多觸點雙極晶體管中的電流集中，擴大單位晶體管的間隔，抑制單位晶體管間的熱干涉，以相互熱絕緣的狀態(tài)配置單位晶體管，可有效降低全體的熱電阻。但是，該場合中，最終級功率放大晶體管的布局面積增大，占芯片的大部分面積的最終級功率放大晶體管的面積增大，從而導致芯片尺寸增大的問題。
特別是，GaAs等的化合物半導體形成的HBT放大器的場合的成本比Si-MOSFET高，減小芯片面積從價格來說是很重要的。
另外，雙頻帶功率放大電路中，由于GSM功率放大器及DCS功率放大器不同時動作，因而GSM功率放大器及DCS功率放大器的最終級功率放大晶體管的單位晶體管可交互配置，如特開2001-102460號公報所公開的。在該結構的場合，由于單位晶體管的鄰接晶體管不動作，等價于放寬了單位晶體管的間距條件，相應地減小了熱電阻，可抑制發(fā)熱。
但是，GSM利用900MHz的頻帶，另外，DCS利用1800MHz的頻帶。從而，在這樣交互配置單位晶體管的結構中，利用GSM功率放大器的場合下，其諧波通過最終級的功率放大晶體管的電容耦合傳送到DCS功率放大器的輸出結點，如圖17所示，經(jīng)由耦合器982及選擇電路986，來自DCS功率放大器的諧波噪聲分量疊加到該GSM發(fā)送信號，導致發(fā)送品質(zhì)劣化的問題。
另外，只是為了減小芯片面積，而在各個區(qū)域以足夠的間距條件形成DCS用及GSM用的輸出晶體管的單位晶體管，且這些DCS用輸出晶體管形成區(qū)域和GSM用輸出晶體管形成區(qū)域相互靠近配置的場合，同樣會因布線間的耦合電容引起噪聲疊加，導致發(fā)送品質(zhì)劣化的問題。另外，該場合中，從減小芯片面積的觀點看，由于單位晶體管的間距無法取足夠大，因而仍然無法充分解決電流集中的問題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供不降低發(fā)送品質(zhì)且可減小芯片尺寸的多頻帶功率放大電路。
本發(fā)明的其他目的在于提供可避免電流集中并減小芯片尺寸的多頻帶功率放大電路。
本發(fā)明的第1觀點的放大器包括第1輸出晶體管，具有多個第1單位晶體管元件，用以輸出第1頻帶的信號；第2輸出晶體管，具有多個第2單位晶體管元件，用以輸出與第1頻帶不同的第2頻帶的信號；第1輸出晶體管的輸出結點和第2輸出晶體管的輸出結點之間配置的電感元件。
本發(fā)明的第2觀點的放大器包括第1輸出晶體管，具有多個第1單位晶體管元件，用以輸出第1頻帶的信號；第2輸出晶體管，具有配置成與多個第1單位晶體管元件相互包圍的多個第2單位晶體管元件，輸出第2頻帶的信號。
第1輸出晶體管和第2輸出晶體管的輸出結點之間配置有電感元件。即使在分別構成第1及第2輸出晶體管的單位晶體管元件靠近配置的場合中，對于諧波分量，通過該電感元件和寄生電容形成共振電路，輸出結點間用高阻抗連接，可防止第2輸出晶體管的諧波分量通過電容耦合經(jīng)由第1輸出晶體管傳送。從而，不會降低發(fā)送品質(zhì)。第1單位晶體管元件和第2單位晶體管元件靠近配置，可減小第1及第2輸出晶體管的占有面積，降低芯片占有面積。
特別是，晶體管元件形成區(qū)域內(nèi)中第1及第2單位晶體管元件混合配置，即使令這些單位晶體管元件的實際間距長、熱電阻小，也可以防止因諧波分量的電容耦合引起噪聲分量的發(fā)生。從而，不降低發(fā)送品質(zhì)，可更有效地減小芯片尺寸，另外也可防止電流集中引起元件破壞的發(fā)生。
另外，通過將單位晶體管元件配置成相互包圍，由于動作中的單位晶體管元件中不存在熱邊界，因而該動作中的晶體管區(qū)域中發(fā)生熱擴散，可抑制熱集中的發(fā)生，從而防止電流集中的發(fā)生。
另外，在第1及第2輸出晶體管的單位晶體管元件交互配置的場合，同時動作的單位晶體管元件可以在該晶體管形成區(qū)域內(nèi)分散配置，可相應減小熱電阻，抑制發(fā)熱，另外，可縮短單位晶體管元件的間距，從而減小芯片尺寸。


圖1是本發(fā)明的實施例1的雙頻帶功率放大電路的芯片布局的概略示意圖。
圖2是說明圖1所示電感元件的功能的圖。
圖3是本發(fā)明的實施例2的最終級功率放大晶體管的單位晶體管的配置的概略示意圖。
圖4是本發(fā)明的實施例2的最終級功率放大晶體管的單位晶體管的布局的更具體的示意圖。
圖5是本發(fā)明的實施例3的最終級功率放大晶體管的單位晶體管的布局的概略示意圖。
圖6是圖5所示布線布局中寄生電容的概略示意圖。
圖7是本發(fā)明的實施例3的單位晶體管的布局的更具體的示意圖。
圖8是本發(fā)明的實施例4的最終級功率放大晶體管的單位晶體管的布局的概略示意圖。
圖9是本發(fā)明的實施例4的最終級功率放大晶體管的單位晶體管的布局的更具體的示意圖。
圖10是本發(fā)明的實施例5的最終級功率放大晶體管的單位晶體管的布局的概略示意圖。
圖11的11A及11B是單位晶體管列的熱分布的概略示意圖。
圖12是圖10所示單位晶體管配置中熱分布的概略示意圖。
圖13是本發(fā)明的實施例5的單位晶體管的布局的更詳細示意圖。
圖14是傳統(tǒng)的雙頻帶功率放大電路的構成的概略示意圖。
圖15是圖14所示DCS功率放大器的電路結構的一例的示意圖。
圖16是圖14所示GSM功率放大器的電路結構的一例的示意圖。
圖17是采用傳統(tǒng)的雙頻帶功率放大電路的便攜裝置的重要部分結構的概略示意圖。
圖18是傳統(tǒng)的雙頻帶功率放大器中最終級功率放大晶體管的芯片布局的概略示意圖。
圖19是傳統(tǒng)的功率放大器的最終級功率放大晶體管的構成的概略示意圖。
圖20是圖19所示單位晶體管的布局的示意圖。
具體實施例方式圖1是本發(fā)明的實施例1的DCS/GSM用雙頻帶功率放大電路的芯片布局的概略示意圖。圖1所示雙頻帶功率放大電路與圖18所示雙頻帶功率放大電路在以下點中其布局不同。即，分別構成DCS用功率放大器的最終級的輸出放大晶體管Trd3和GSM用功率放大器的最終級的功率放大晶體管Trg3的單位晶體管(Tr)混合配置在最終輸出放大晶體管形成區(qū)域PW3內(nèi)。
通過該最終輸出放大晶體管形成區(qū)域PW3，DCS用焊盤區(qū)域PBD和GSM用焊盤區(qū)域PBG相對進行配置。DCS用焊盤區(qū)域PBD的焊盤與DCS最終級功率放大晶體管的集電極連接的輸出布線連接，輸出輸出信號OUT_DCS。
DSM用焊盤區(qū)域PBG包含的焊盤與GSM用最終級功率放大晶體管的集電極連接的輸出布線連接，輸出輸出信號OUT_GSM。
通過相對地配置DCS焊盤區(qū)域PBD和GSM焊盤區(qū)域PBG，DCM信號輸出結點和GSM信號輸出結點可盡可能地分離，防止它們的電容耦合，確立頻帶間的隔離。
而且，該GSM用焊盤區(qū)域PBG及DCS用焊盤區(qū)域PBD的焊盤(輸出布線)通過電感元件Lcc及電容元件Ccc的串聯(lián)體相互連接。該圖1所示雙頻帶功率放大電路的芯片布局中，其他布局與圖18所示雙頻帶功率放大電路的芯片布局相同，對應部分附上同一參照編號，省略其詳細說明。
最終輸出放大晶體管形成區(qū)域PW3中，通過混合配置構成DCS功率放大晶體管和GSM功率放大晶體管的單位晶體管，可以使同時動作的單位晶體管間的距離變長，降低熱電阻，防止由熱集中引起電流集中。另外，混合配置單位晶體管，不必加長鄰接單位晶體管間的距離以降低熱電阻，因而與傳統(tǒng)相比可以較短，且與傳統(tǒng)相比可以減小最終級功率放大晶體管的合計的面積。
DCS用焊盤區(qū)域PBD的焊盤與用該最終輸出放大晶體管形成區(qū)域PW3中配置的單位晶體管構成的功率放大晶體管Trd3的集電極連接。另一方面，GSM用焊盤區(qū)域PBG的焊盤與最終輸出放大晶體管形成區(qū)域PW3中配置的功率放大晶體管Trg3的集電極連接。
如上述，最終輸出放大晶體管形成區(qū)域PW3中，混合配置有構成功率放大晶體管Trd3及Trg3的單位晶體管。后面將詳細說明具體的布局，由于相互連接這些單位晶體管的DCS用副集電極線及DSM用副集電極線靠近配置，因此這些布線間存在耦合電容。
圖2是最終級的功率放大晶體管Trd3及Trg3的輸出部分結構的電氣的等價電路圖。圖2中，功率放大晶體管Trd3及Trg3的集電極結點CND及CNG之間連接有寄生電容Cpr。另一方面，這些集電極結點CND及CNG之間串聯(lián)連接有電容元件Ccc及電感元件Lcc。電容元件Ccc是用以防止功率放大晶體管Trd3及功率放大晶體管Trg3的直流集電極偏置電壓經(jīng)由電感元件傳送的直流切斷用(交流短路)電容元件。從而，該電容元件Ccc的高頻區(qū)域中的阻抗分量與這些寄生電容Cpr及電感元件Lcc的阻抗分量相比可以忽略。該場合，集電極結點CNG及CND間的阻抗Z用下式表示。
Z＝1/(j·ω·Cpr+1/j·ω·Lcc)當共振條件成立時，阻抗Z的絕對值達到最大。該共振條件由下式表示。
ω＝1/(Lcc·Cpr)從而，若選擇1800MHz作為該共振頻率ω，則GsM的功率放大器動作，即使存在該輸出頻帶的900MHz的2次諧波分量即1800MHz的分量，也可通過該并聯(lián)共振電路電氣分離集電極結點CND及CNG。從而，可防止2次諧波分量從功率放大晶體管Trg3的集電極結點CNG傳送到功率放大晶體管Trd3的集電極結點CND。
從而，通過將該共振頻率ω設定成DCS的頻帶的頻率分量，GSM動作時，可通過并聯(lián)共振電路使得集電極結點CND及CNG之間的阻抗無限大，防止2次諧波分量傳送到諧波分量的DCS功率放大器的輸出結點。從而，通常的雙頻帶放大電路中，如圖17所示，在次級設置高頻耦合器以及選擇電路，即使是該GSM功率放大器的輸出信號從高頻耦合器經(jīng)由選擇電路傳送到天線端子的場合，也能夠可靠地防止諧波噪聲分量從該DCS功率放大器的輸出結點經(jīng)由高頻耦合器982以及選擇電路986傳送到天線。
最終輸出放大晶體管形成區(qū)域PW3中，混合配置最終級功率放大晶體管Trd3及Trg3的單位晶體管，這些單位元件區(qū)域的實際的間距條件變小，與各自配置DCS用最終級功率放大晶體管及GSM用最終級功率放大晶體管的結構相比，減小了最終輸出放大晶體管形成區(qū)域PW3的占有面積。另外，由于同時動作的單位晶體管間的距離變長，等價于減小了熱電阻，抑制了發(fā)熱，防止由發(fā)熱引起電流集中。通過單位晶體管的混合配置，即使存在寄生電容Cpr，通過在輸出結點間配置電感元件Lcc、用該電感元件Lcc和寄生電容對GSM的2次諧波分量形成無限大的阻抗，也能夠可靠地防止噪聲分量疊加到GSM發(fā)送信號，改善發(fā)送品質(zhì)。
另外，該電感元件Lcc的電感值可以適當設定成與實際的寄生電容Cpr的電容值對應。另外，電容元件Ccc可用于實現(xiàn)切斷集電極結點CND的偏置電壓的直流分量的機能，其電容值可設定成在1800NHz的頻帶中，令阻抗分量的絕對值1/ω·Ccc與電感元件Lcc的阻抗分量的絕對值ω·Lcc相比可忽略不計的足夠小的值。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明的實施例1，雙頻帶方式功率放大電路中，最終級的功率放大晶體管的單位晶體管混合配置在同一晶體管形成區(qū)域內(nèi)，且它們的輸出級的功率放大晶體管的輸出結點之間配置電感元件，使得其與寄生電容形成并聯(lián)共振電路，可以減小芯片尺寸且防止2次諧波分量引起的噪聲疊加到發(fā)送信號，并在不降低發(fā)送品質(zhì)及不導致電流集中的情況下減小芯片尺寸。
圖3是本發(fā)明的實施例2的最終級的功率放大晶體管的單位晶體管Tr的配置的概略示意圖。圖3中，單位晶體管Tr配置成多個行和列。圖3中，作為一例，表示了單位晶體管Tr配置成6行7列的布局。
該晶體管陣列中，排列成奇數(shù)行R#1、R#3以及R#5的單位晶體管Tr用作DCS功率放大器的最終級功率放大晶體管。另一方面，排列成偶數(shù)行R井2、R#4以及R#6的單位晶體管Tr用作GSM功率放大器的最終級功率放大晶體管的構成要素。圖3中，用作DCS功率放大晶體管的構成要素的單位晶體管Tr用符號“D”表示，用作GSM功率放大器的最終級功率放大晶體管的構成要素的單位晶體管Tr用符號“G”表示。
單位晶體管D的集電極共同連接到DCS輸出信號線3b，單位晶體管G的集電極共同連接到GSM輸出信號線3a。這些輸出信號線3a以及3b之間，串聯(lián)連接有切斷直流用的電容元件Ccc和與晶體管陣列的寄生電容共同構成并聯(lián)共振電路的電感元件Lcc。
圖3所示單位晶體管陣列中，沿列方向交互配置DCS用的單位晶體管D和GSM用的單位晶體管G。DCS功率放大器和GSM功率放大器選擇其一進行動作。例如，DCS用單位晶體管D動作時，GSM用單位晶體管G為非動作狀態(tài)，不進行電流驅(qū)動。從而，等價于DCS單位晶體管D的列方向的間距變長，可以減小該列方向的熱電阻，防止熱集中，相應地減少電流集中。
即使單位晶體管Tr以最小間距Pmin排列，DCS用單位晶體管D以及GSM用單位晶體管G的列方向的間距為2Pmin，與各個DCS用單位晶體管D及GSM用單位晶體管G分別配置在不同區(qū)域的場合相比，可以以最小間距配置單位晶體管，減小占功率放大器大面積的最終級晶體管的配置區(qū)域的面積，并減小芯片尺寸。
另外，通過利用電感元件Lcc，相互連接DCS用單位晶體管D及GSM用單位晶體管G各自的集電極區(qū)域的布線即使靠近配置，也可以通過集電極布線間寄生電容和電感元件Lcc形成對GSM的2次諧波的并聯(lián)共振電路。從而，即使發(fā)送900MHz的GSM頻帶的發(fā)送信號，對于該2次諧波分量，并聯(lián)共振電路的阻抗為無限大，防止來自GSM輸出信號線3a的GSM2次諧波分量漏泄到DCS輸出信號線3b上(并聯(lián)共振電路的共振頻率設定成DCS頻帶)。
圖4是本發(fā)明實施例2的最終級功率放大晶體管的布局更具體的示意圖。圖4中，單位晶體管Tr排列配置成6行7列。第1行R#1中，分別配置形成單位晶體管Tr的單位元件區(qū)域11-17，第2行R#2中，配置單位元件區(qū)域21-27。第3行R#3中，配置單位元件區(qū)域31-37，第4行R#4中，在行方向上排列配置單位元件區(qū)域41-47。第5行R#5中，在行方向上排列配置單位元件區(qū)域51-57，第6行R#6中，在行方向上排列配置單位元件區(qū)域61-67。
這些各個單位元件區(qū)域11-17至61-67中，形成用異質(zhì)結雙極晶體管HBT構成的單位晶體管Tr，并分別形成基極區(qū)域、集電極區(qū)域以及發(fā)射極區(qū)域。
各個行R#1-R#6中，沿行方向配置副發(fā)射極布線5c1-5c6。這些副發(fā)射極布線5c1-5c6分別通過發(fā)射極鎮(zhèn)流電阻電氣連接到對應行的單位晶體管元件區(qū)域的發(fā)射極區(qū)域。圖4中，這些發(fā)射極鎮(zhèn)流電阻由外延層構成，在2維布局中配置成與各副發(fā)射極布線5c1-5c6重合。這些發(fā)射極鎮(zhèn)流電阻也可以用擴散電阻構成。
副發(fā)射極布線5c1-5c6與在該晶體管元件陣列外部沿列方向上延伸配置的發(fā)射極布線5a及5b連接。這些發(fā)射極布線5a及5b與供給接地電壓的接地結點連接。DCS用功率放大晶體管及GSM用功率放大晶體管的發(fā)射極通過未圖示的發(fā)射極鎮(zhèn)流電阻共同連接到接地結點。
晶體管元件區(qū)域11-17至61-67的各個基極區(qū)域與基極鎮(zhèn)流電阻7電氣連接。單位晶體管行R#1、R#3以及R#5中，在行方向上延伸，分別配置了副基極布線2b1、2b2以及2b3，它們通過各個對應行中的基極鎮(zhèn)流電阻與對應行的單位元件區(qū)域的基極區(qū)域電氣連接。單位元件行R#2、R#4以及R#6中，在行方向上延伸，配置GSM用的副基極布線2a1、2a2以及2a3，它們通過各個對應行中的基極鎮(zhèn)流電阻7與對應行的單位元件區(qū)域的基極區(qū)域電氣連接。
GSM用副基極布線2a1-2a3共同經(jīng)由通孔8a與在列方向上延伸配置的GSM用基極布線1a連接。另外，DCS用副基極布線2b1～2b3經(jīng)由通孔8b與在列方向上延伸配置的DCS用基極布線1b電氣連接。在DCS基極布線1b中傳送DCS用輸入信號以及DCS用基極偏置電壓。在GSM用基極布線1a中傳送來自前級的級間匹配電路的GSM信號和來自基極偏置電壓控制電路的基極偏置電壓。這些基極布線1a及1b互相鄰接，在列方向上延伸配置。
對應單位元件區(qū)域的各個列，DCS用副集電極布線4b1-4b7在列方向上延伸配置，另外，與副集電極布線4b1-4b7相互鄰接，且在列方向上延伸配置有GSM用副集電極布線4a1-4a7。這些副集電極布線4b1-4b7分別經(jīng)由通孔8b與對應列中的DCS用單位元件區(qū)域的集電極區(qū)域電氣連接。另外，副集電極布線4a1-4a7分別經(jīng)由通孔8a與對應列中的GSM用單位元件區(qū)域的集電極區(qū)域電氣連接。
從而，該配置中，DCS用的通孔8b在列方向中隔行配置，另外，GSM用的通孔8a在列方向中隔行配置。
副集電極布線4b1-4b7連接到在晶體管元件陣列的一側(cè)沿列方向上延伸配置的DCS用集電極布線3b，另外，副集電極布線4a1-4a7連接到該晶體管元件陣列上與DCS用集電極布線3b相對地在列方向上延伸配置的集電極布線3a。集電極布線3a及3b之間串聯(lián)連接有直流切斷用(交流短路用)的電容元件Ccc和電感元件Lcc。
圖4中，副集電極布線4a1-4a7和副集電極布線4b1-4b7相互鄰接并在列方向上延伸，且在行方向上交互配置。
如該圖4所示，單位晶體管的元件區(qū)域的布局中，由于副集電極布線4b1-4b7及4a1-4a7分別配置于各列，雖然副集電極布線引起面積增大，但是通過在列方向中交互配置GSM用單位晶體管和DCS用單位晶體管，可以使GSM用單位晶體管的列方向的距離以及DCS用單位晶體管的列方向的距離變大，即使令單位晶體管元件的列方向的間距變得很小，由于熱電阻變得很小，因而可以防止熱集中。因而，與DCS用晶體管及GSM用晶體管分別配置在不同區(qū)域的場合相比，最終級的功率放大晶體管的合計尺寸可以顯著降低，減小芯片尺寸。
另外，DCS用副集電極布線4b1-4b7和GSM用副集電極布線4a1-4a7相互鄰接地進行配置，即以所謂“叉指型”的形狀配置副集電極布線，集電極間的寄生電容變得比較大。該場合，通常產(chǎn)生稱為頻帶間隔離的問題。即，GSM動作時產(chǎn)生的900MHz的2倍的諧波分量1800MHz通過DCS的輸出級匹配電路，其一部分可能從天線輻射。這是因為，由于DCS/GSM用功率放大電路中只配置了耦合器而沒有配置類似PDC的頻帶間隔離器，通過混合配置的叉指型電容的形成，有可能容易地產(chǎn)生該頻帶間隔離的問題。
DCS用副集電極布線4b1-4b7及GSM用集電極布線4a1-4a7的寄生電容產(chǎn)生的集電極布線3a及3b間的布線間電容和電感元件Lcc形成并聯(lián)共振電路，在DCS頻帶中進行共振動作。從而，對于GSM動作時發(fā)生的GSM2次諧波分量，該并聯(lián)共振電路的阻抗變成無限大，可以防止GSM的2次諧波從DCS集電極布線3b經(jīng)由輸出級匹配電路漏泄。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明的實施例2，GSM用單位晶體管及DCS用單位晶體管在列方向中交互配置，最終級功率放大晶體管的合計尺寸幾乎不增加，可以有效地防止熱集中引起的電流集中，避免單位晶體管的燒毀等的問題。
另外，外部配置有用以構成DCS頻帶中的并聯(lián)共振電路的電感元件Lcc，即使DCS用副集電極布線和GSM用副集電極布線鄰接地進行配置的場合，通過該并聯(lián)共振電路也可以可靠地防止GSM諧波漏泄到DCS輸出部分，確實防止頻帶間隔離的劣化，抑制發(fā)送品質(zhì)的劣化。
另外，對于DCS單位晶體管和GSM單位晶體管的配置順序，只要是沿列方向交互排列這些單位晶體管，則其配置順序可以是任意的。
另外，分別構成DCS最終級功率放大晶體管和GSM最終級功率放大晶體管的單位晶體管的數(shù)目可以分別根據(jù)DCS功率放大器以及GSM功率放大器所要求的功率條件適當設定，這些最終級功率放大晶體管的單位晶體管的數(shù)目可以相同也可以不同(參照圖18)。
圖5是根據(jù)本發(fā)明的實施例3的單位晶體管的配置的概略示意圖。圖5中，單位晶體管排列成矩陣狀。在各個單位晶體管行R#1-R#6中，構成DCS用功率放大晶體管的單位晶體管D和構成GSM用功率放大晶體管的單位晶體管G交互配置。另外，各個單位晶體管列C#1-C#7中，DCS單位晶體管D和GSM單位晶體管G也交互配置。即，該圖5所示單位晶體管元件的配置中，各個行方向以及列方向中，DCS單位晶體管D和GSM單位晶體管G交互進行配置。
為了相互連接該GSM單位晶體管G的集電極，各個單位晶體管列C#1-C#7中，副集電極布線4a1-4a7在列方向上延伸配置，另外，為了連接DCS用單位晶體管D的集電極，副集電極布線4b1-4b7在列方向上延伸配置。這些副集電極布線4a1-4a7共同與GSM輸出線3a連接，副集電極布線4b1-4b共同連接到DCS輸出線3b。這些輸出線3a以及3b之間，串聯(lián)連接有直流切斷用、即交流短路用的電容元件Ccc和電感元件Lcc。
該圖5所示布局中，各個單位晶體管列C#1-C#中，副集電極布線4ai以及4bi(i＝1-7)鄰接地進行配置。從而，如圖6所示，與實施例2的布局同樣，形成GSM用副集電極布線4a1-4a7與DCS用副集電極布線4b1-4b7分別交互配置的布局，即由輸出信號線3a以及3b形成所謂叉指型電容。
若令該叉指型電容的電容值為電容Cpr，則電容Cpr和電感元件Lcc構成DCS頻帶的并聯(lián)共振電路。從而，GSM動作時，通過寄生電容Cpr和電感元件Lcc形成的并聯(lián)共振電路，由于GSM頻帶的2次諧波分量通過該并聯(lián)共振電路、經(jīng)由實質(zhì)上無限大的阻抗與DCS輸出信號線3b連接，可以防止GSM頻帶的2次諧波分量漏泄到該DCS輸出信號線3b上。
圖7是本發(fā)明實施例3的單位晶體管的布局的概略示意圖。圖7中也與圖4所示實施例2的單位元件的布局同樣，形成單位晶體管Tr的單位元件區(qū)域11-17至61-67配置成6行7列。
與各個單位元件行R#1-R#6對應，配置副發(fā)射極布線5c1-5c6。這些副發(fā)射極布線5c1-5c6分別與在單位元件區(qū)域外部沿列方向延伸配置的發(fā)射極布線5a及5c連接。這些發(fā)射極布線5a以及5b與供給接地電壓的接地結點連接。
各個單位元件行R#1-R#6中，由于DCS單位晶體管D和GSM單位晶體管G交互配置，各個單位元件行R#1-R#6中，副基極布線2b1-2b6及2a1-2a6在行方向上延伸配置。副基極布線2a1-2a6經(jīng)由通孔8a分別連接到與對應的單位元件行中每隔一個的單位元件區(qū)域的基極區(qū)域連接的基極鎮(zhèn)流電阻7。另外，副基極布線2b1-2b6經(jīng)由通孔8b分別連接到與對應的單位元件行的單位元件的基極區(qū)域連接的基極鎮(zhèn)流電阻7。
副基極布線2a1-2a6經(jīng)由通孔8a與元件陣列區(qū)域外部沿列方向延伸配置的基極布線1a連接。副基極布線2b1-2b6經(jīng)由通孔8b連接到與基極布線1a鄰接并在列方向上延伸配置的基極布線1b。GSM輸入信號(前級的匹配電路輸出信號和基極偏置控制電壓)傳送到基極布線1a，DCS輸入信號(前級的匹配電路輸出信號和基極偏置控制電壓)傳送到基極布線1b。
該單位元件陣列區(qū)域中，由于DCS單位晶體管D和GSM單位晶體管G分別在行方向及列方向中交互配置，對于通孔8a及8b，也在元件陣列區(qū)域內(nèi)中的行方向及列方向中交互配置DCS用通孔8b和GSM用通孔8a，各個單位元件列C#1-C#7中，在列方向上延伸配置副集電極布線4a1-4a7及4b1-4b7。該副集電極布線4a1-4a7經(jīng)由通孔8a電氣連接到對應列中每隔一個的單位元件區(qū)域的集電極區(qū)域。副集電極布線4b1-4b7分別經(jīng)由通孔8b電氣連接到對應列中每隔一個的單位元件區(qū)域的集電極區(qū)域。對于該副集電極布線4a1-4a7及4b1-4b7，也在行方向及列方向中交互配置通孔8a及8b。
副集電極布線4a1-4a7共同連接到構成GSM用輸出信號線的集電極布線3a，副集電極布線4b1-4b7共同連接到構成DCS用輸出信號線的集電極布線3b。
集電極布線3a以及3b之間，串聯(lián)連接有交流短路用(直流切斷用)的電容元件Ccc和周以構成共振電路的電感元件Lcc。
該圖7所示布線布局中，除列方向以外，還在行方向中交互配置DCS用單位晶體管D和GSM用單位晶體管G。從而，各個單位元件行R#1-R#6中，由于副基極布線2a(2a1-2a6)以及2b(2b1-2b6)鄰接地進行配置，單位元件陣列區(qū)域的面積增大了該副基極布線的占有面積部分。但是，由于行方向中交互配置了DCS用單位晶體管以及GSM用單位晶體管，即使以最小的間距配置單位晶體管元件區(qū)域，動作時行方向及列方向中鄰接的單位晶體管為非作動狀態(tài)。從而，等價于使單位元件問的間距變長，可充分減小熱電阻，在行方向以及列方向上分散熱量，避免發(fā)熱引起電流集中。因而，晶體管元件陣列的占有面積與傳統(tǒng)相比可顯著降低(由于行方向上單位元件間距也減小)。
另外，與實施例2和同樣，由于輸出信號線間生成的叉指型電容的寄生電容和電感元件Lcc在DCS頻帶中形成并聯(lián)共振電路，因此GSM動作時，可防止2次諧波分量漏泄到DCS用輸出信號線3b。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明的實施例3，在行方向及列方向交互配置DCs用單位晶體管以及GSM用單位晶體管，可以在不增大單位元件區(qū)域的間距情況下降低行方向及列方向的GSM用單位晶體管及DCS用單位晶體管的熱電阻，最終級電流放大晶體管的合計尺寸幾乎不增加，可有效地避免電流集中。
另外，在集電極布線3a及3b間配置電感元件Lcc，在GSM動作時的DCS頻帶中，由輸出信號線3a以及3b間的寄生電容和電感元件形成并聯(lián)共振電路，可以防止GSM頻帶的2次諧波分量漏泄到DCS信號輸出電路，確實抑制頻帶間隔離的劣化。
另外，DCS最終級功率放大晶體管的單位晶體管的數(shù)目以及GSM最終級功率放大晶體管的單位晶體管的數(shù)目可以根據(jù)所要求的功率條件分別適當設定。
圖8是本發(fā)明的實施例4的單位晶體管的配置的概略示意圖。圖8中，單位晶體管配置成6行7列。行方向中，GCS用的單位晶體管G和DCS用的單位晶體管D交互配置。列方向中，排列配置一種單位晶體管。圖8中，在單位元件列C#1、C#3、C#5以及C#7中的列方向上排列配置GCS單位晶體管G，在單位元件列C#2、C#4以及C#6中，排列配置DCS單位晶體管D。
GSM單位晶體管G的集電極區(qū)域經(jīng)由副集電極布線4a1-4a4與構成GSM用輸出信號線的集電極布線3a連接。相互連接DCS單位晶體管D的集電極區(qū)域的副集電極布線4b1、4b2以及4b3分別與單位元件列C#2、C#4以及C#6對應配置，且與構成DCS用輸出信號線的集電極布線3b連接。
這些DCS用輸出信號線(DCS集電極布線)3b和GSM輸出信號線(GSM集電極布線)3a之間，串聯(lián)連接有直流切斷用的電容元件Ccc和并聯(lián)共振電路構成用的電感元件Lcc。
該圖8所示單位晶體管的配置中，沿行方向交互配置GSM用單位晶體管G和DCs用單位晶體管D。動作時，由于只有GSM單位晶體管G或DCS單位晶體管D的一方動作，因而可以充分確保這些GSM單位晶體管G和DCS單位晶體管D的列方向的間距，降低這些晶體管的行方向上的熱電阻，防止由熱引起電流集中。
另外，單位元件列C#1至C#7中，交互配置GSM用副集電極布線4a1至4a4和DCS用副集電極布線4b1至4b3。該場合中也在輸出信號線3a以及3b之間構成叉指型電容。通過該叉指型電容和電感元件Lcc構成DCS頻帶中的并聯(lián)共振電路。從而，GSM動作時，可防止該2次諧波(1800MHz)分量經(jīng)由DCS輸出信號線3b漏泄到DCS輸出電路，經(jīng)由該DCS輸出電路漏泄到天線端子，抑制頻帶間隔離的劣化。
圖9是本發(fā)明實施例4的單位晶體管的布局的更具體的配置的示意圖。圖9中，單位晶體管Tr在排列配置成6行7列的單位元件區(qū)域11-17至61-67中形成。
與各個單位元件行R#1-R#6對應，配置副發(fā)射極布線5c1-5c6。這些副發(fā)射極布線5c1-5c6經(jīng)由未圖示的發(fā)射極鎮(zhèn)流電阻電氣連接到各個對應行的單位元件的發(fā)射極區(qū)域，且連接到該元件陣列區(qū)域外部在列方向上延伸配置的發(fā)射極布線5a以及5b。
另外，與各個單位元件行R#1-R#6對應，在行方向上延伸配置副基極布線2a1、2b1至2a6、2b6。行方向中，由于交互配置了DCS單位晶體管和GSM單位晶體管，因而各個單位元件行R#1-R#6分別配置2根副基極布線。
各個單位元件行R#1-R#6中，副基極布線2a1、2b1至2a6、2b6的成對副基極布線交互經(jīng)由通孔8a及8b電氣連接到基極鎮(zhèn)流電阻7。從而，各個單位元件行R#1-R#6中，對副基極布線2a(2a1-2a6)以及2b(2b1-2b6)交互配置通孔8a及8b。列方向中，通孔8a及8b排列成列，在各行中形成。
副基極布線2a1-2a6經(jīng)由通孔8a共同連接到元件陣列區(qū)域外部在列方向上延伸配置的基極布線1a，另外副基極布線2b1-2b6經(jīng)由通孔8b共同連接到與基極布線1a鄰接且在列方向上延伸配置的基極布線1b。
分別向基極布線1a以及1b提供GSM輸入信號及DCS輸入信號。
與單位元件列C#1、C#3、C#5以及C#7對應，在列方向上延伸配置副集電極布線4a1-4a4。在各個對應的單位元件列中，副集電極布線4a1-4a4經(jīng)由通孔8a電氣連接到單位元件區(qū)域的集電極區(qū)域。副集電極布線4a1-4a4共同連接到構成GSM輸出信號線的集電極布線3a。
在各個單位元件列C#2、C#4以及C#6中，在列方向上延伸配置副集電極布線4b1、4b2以及4b3。這些各個副集電極布線4b1-4b3經(jīng)由通孔8b電氣連接到對應的單位元件列中的單位元件區(qū)域的集電極區(qū)域。副集電極布線4b1-4b3共同連接到構成DCS輸出信號線的集電極布線3b。
集電極布線(輸出信號線)3a以及3b之間，串聯(lián)連接有電容元件Ccc以及電感元件Lcc。
該圖9所示布線布局中，在各個單位元件列C#1-C#7中僅僅配置一根副集電極布線。但是，這些副集電極布線4a1-4a4及4b1-4b3在行方向中交互配置，僅僅間隔了單位元件區(qū)域的行方向的間距，用同一布線層的布線構成。從而，構成輸出信號線的集電極布線3a及3b即使是通過單位元件陣列區(qū)域而相對配置的場合中，也會形成“叉指型電容”，與前面的實施例2及3同樣，存在寄生電容。
GSM動作時由電容耦合導致諧波分量發(fā)生的場合，由該寄生電容和電感元件Lcc構成并聯(lián)共振電路，令集電極布線3a及3b間的阻抗為最大，可防止電容耦合引起信號的傳播，并防止GSM動作時的2次諧波分量經(jīng)由集電極布線3b漏泄到DCS輸出電路。
另外，該實施例4中，構成最終級的DCS功率放大晶體管的單位晶體管G的數(shù)目和構成最終級的功率放大晶體管的單位晶體管D的數(shù)目不同。這些單位晶體管的數(shù)目根據(jù)DCS功率放大器以及GSM功率放大器中分別要求的驅(qū)動功率適當設定。從而，這些最終級的GSM功率放大晶體管及DCS功率放大晶體管的單位晶體管的數(shù)目也可以相等。而且，該場合中，僅僅通過在圖9的行方向的外側(cè)區(qū)域的列方向上排列配置構成單位晶體管D(其構成DCS功率放大晶體管)的單位元件區(qū)域，可以使分別構成這些DCS功率放大晶體管以及GSM功率放大晶體管的單位晶體管D及G的數(shù)目相等。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明的實施例4，在排列成矩陣狀的單位晶體管元件中，由于行方向中交互配置了DCS單位晶體管以及GSM單位晶體管，因而可以使行方向中的DCS單位晶體管D以及GSM單位晶體管G的間距變長，可降低這些最終級輸出晶體管的熱電阻，避免由熱集中引起電流集中的發(fā)生。
另外，為了分別取出GSM輸出信號以及DCS輸出信號，由于相互連接單位晶體管的集電極布線進行平行布線，因而即使在寄生電容存在的場合，通過將與寄生電容在DCS頻帶中構成并聯(lián)共振電路的電感元件Lcc連接到集電極布線(輸出信號線)間，也可以防止GSM動作時的2次諧波分量經(jīng)由DCS輸出電路傳送到天線端子，防止頻帶間隔離的劣化。

圖10是本發(fā)明的實施例5的單位晶體管的配置的概略示意圖。圖10中，單位晶體管與前面的實施例2到4同樣，配置成6行7列。單位晶體管陣列中，GSM單位晶體管G以及DCS單位晶體管D交互排列成相互包圍的環(huán)狀。
即，圖10所示配置中，單位晶體管元件陣列的中心部分中，6個GSM用單位晶體管G相互鄰接配置成矩陣狀。環(huán)狀配置DCS用單位晶體管D，以包圍這些GSM單位晶體管G。而且，再環(huán)狀配置GSM用單位晶體管G，以包圍這些DCS單位晶體管D。
與各個單位晶體管列對應，配置副集電極布線4b1-4b6以及副集電極布線4a1-4a7。副集電極布線4a1-4a7以及4b1-4b6分別連接到對應的單位晶體管列中對應的單位晶體管的集電極區(qū)域。副集電極布線4a1-4a7共同連接到GSM輸出信號線(集電極布線)3a，另外副集電極布線4b1-4b6共同連接到DCS輸出信號線(集電極布線)3b。GSM輸出信號線(集電極布線)3a和DCS輸出信號線(集電極布線)3b之間，串聯(lián)連接電容元件Ccc和電感元件Lcc。
如圖11A、11B所示，在環(huán)狀配置同一種類的單位晶體管的場合，與通常的配置相比，可以抑制熱邊界(熱分布的邊界)的存在。
即，如圖11A所示，單位晶體管Tr連續(xù)配置、同時動作的場合，由于兩端的單位晶體管Tr外部不存在動作元件，變成低溫區(qū)域。另一方面，由于這些同時動作的單位晶體管Tr由發(fā)熱產(chǎn)生熱的傳播，如圖11B所示，發(fā)生中央部分的單位晶體管Tr溫度最高、晶體管列的端部(熱邊界)溫度低的熱分布。在產(chǎn)生這樣的熱分布的場合，中央的單位晶體管因熱集中引起電流集中的可能性很高。
但是，如圖12所示，在同時動作的單位晶體管環(huán)狀配置的場合，這些同時動作單位晶體管的區(qū)域中，熱邊界不存在，可抑制熱分布的存在，使這些單位晶體管在均一的溫度下同時動作，抑制因熱集中引起的電流集中。
從而，該單位元件陣列內(nèi)中配置同一種類的單位晶體管的場合，該四方的晶體管陣列端部區(qū)域形成熱邊界，晶體管陣列發(fā)生熱分布，中央部分的單位晶體管產(chǎn)生熱集中的可能性變高。但是，如圖10所示，通過環(huán)狀配置同時動作的單位晶體管，熱邊界變得不存在，同時動作的單位晶體管的動作溫度變得均一，抑制了熱集中。
另外，由于同時動作的單位晶體管的區(qū)域被非動作狀態(tài)的單位晶體管包圍，所有各單位晶體管至少與2方向上的非動作狀態(tài)的單位晶體管鄰接，從而可以降低熱電阻，等價于使各單位晶體管的間距變長，防止熱集中的發(fā)生。
由于該圖10所示配置中也在列方向上延伸配置副集電極布線4b1-4b6以及4a1-4a7，為了防止該布線電容引起電容耦合，配置用以構成DCS頻帶中的并聯(lián)共振電路的電感元件Lcc?？梢砸种齐娏骷?、改善頻帶間隔離的特性的劣化，另外，由于不同種類的單位晶體管混合配置，可以減小芯片的尺寸。
圖13是本發(fā)明實施例5的最終級輸出放大晶體管的單位晶體管布局的更具體的示意圖。圖13中，單位元件區(qū)域11-17至61-67配置成6行7列。與單位元件行對應，分別配置副基極布線2a1-2a6，且與這些副基極布線2a1-2a6分別鄰接、在列方向上延伸配置副基極布線2b1-2b6。
副基極布線2a1經(jīng)由通孔8a共同連接到列方向上延伸的基極布線1a。另外，副基極布線2b1-2b6經(jīng)由通孔8b共同連接到列方向上延伸的基極布線1b。
與單位元件列對應，GSM用副集電極布線4a1-4a7分別在列方向上延伸配置，另外，與這些副集電極布線4a1-4a7分別鄰接、配置在列方向上延伸的DCS用副集電極布線4b1-4b7。
與存儲元件行對應，配置副發(fā)射極布線5c1-5c6。這些副發(fā)射極布線5c1-5c6共同連接到列方向上延伸的發(fā)射極布線5a及5b。副發(fā)射極布線5c1-5c6經(jīng)由未圖示的發(fā)射極鎮(zhèn)流電阻電氣連接到各個對應的單位元件列的單位元件區(qū)域中形成的發(fā)射極區(qū)域。
副基極布線2a1-2a6、2b1-2b6和副集電極布線4a1-4a6、4b1-4b6分別經(jīng)由通孔8a及8b電氣連接到對應的單位元件區(qū)域的基極區(qū)域及集電極區(qū)域，使得GSM用單位晶體管及DCS單位晶體管配置成相互包圍的環(huán)狀。即，單位元件區(qū)域11-17中，基極鎮(zhèn)流電阻7經(jīng)由通孔8a與副基極布線2a1連接，另外，各個集電極區(qū)域經(jīng)由通孔8a與副集電極布線4a1-4a7連接。
第2行中，單位元件區(qū)域21及27的各個基極區(qū)域經(jīng)由基極鎮(zhèn)流電阻及通孔8a與副基極布線2a2電氣連接，各個集電極區(qū)域經(jīng)由通孔8a與副集電極布線4a1及4a7電氣連接。單位元件區(qū)域22-26的各個基極區(qū)域經(jīng)由基極鎮(zhèn)流電阻及通孔8b與副基極布線2b2電氣連接，另外，各個集電極區(qū)域經(jīng)由通孔8b與副集電極布線4b2-4b6電氣連接。
第3行中，單位元件區(qū)域31、33-35及37的各個基極區(qū)域經(jīng)由基極鎮(zhèn)流電阻及通孔8a與副基極布線2a3電氣連接，各個集電極區(qū)域經(jīng)由通孔8a與副集電極布線4a1、4a3-4a5及4a7電氣連接。單位元件區(qū)域32及36的各個基極區(qū)域經(jīng)由基極鎮(zhèn)流電阻及通孔8b與副基極布線2b3電氣連接，各個集電極區(qū)域經(jīng)由通孔8b與副集電極布線4b2及4b6電氣連接。
第4行中，與第3行同樣，單位元件區(qū)域41、43-45及47的各個基極區(qū)域經(jīng)由基極鎮(zhèn)流電阻以及通孔8a與副基極布線2a4電氣連接，各個集電極區(qū)域經(jīng)由通孔8a與副集電極布線4a1、4a3-4a5及4a7電氣連接。單位元件區(qū)域42及46的各個基極區(qū)域經(jīng)由基極鎮(zhèn)流電阻及通孔8b與副基極布線2b4電氣連接，各個集電極區(qū)域經(jīng)由通孔8b分別與副集電極布線4b2及4b6電氣連接。
第5行中，單位元件區(qū)域51及57的各個基極區(qū)域經(jīng)由基極鎮(zhèn)流電阻以及通孔8a與副基極布線2a5電氣連接，且各個集電極區(qū)域經(jīng)由通孔8a與副集電極布線4a1以及4a7電氣連接。單位元件區(qū)域52-56的各個基極區(qū)域經(jīng)由基極鎮(zhèn)流電阻7及通孔8b與副基極布線2b5電氣連接，各個集電極區(qū)域經(jīng)由通孔8b與副集電極布線4b2-4b6電氣連接。
第6行中，元件區(qū)域61-67的各個基極區(qū)域經(jīng)由基極鎮(zhèn)流電阻以及通孔8a與副基極布線2a6電氣連接，且各個集電極區(qū)域經(jīng)由通孔8a與副集電極布線4a1-4a7連接。
從而，如圖13所示，通過將單位元件區(qū)域排列成矩陣狀、且在各行中配置副發(fā)射極布線及副基極布線、在各列中配置副集電極布線，可將DCS單位晶體管及GSM單位晶體管配置成環(huán)狀，只是它們的接觸位置發(fā)生了變更。
另外，在該圖10及圖13所示單位晶體管元件的配置中，為了進行頻帶間隔離而配置類似PDC的隔離器的場合，沒有必要特別設置用以形成并聯(lián)共振電路的電感元件Lcc。
另外，在圖11以及圖13所示單位晶體管元件的配置中，可根據(jù)GSM用功率放大晶體管及DCS用功率放大晶體管所要求的輸出功率適當設定單位晶體管的數(shù)目。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明的實施例5，通過在單位元件陣列內(nèi)將GSM單位晶體管及DCS單位晶體管配置成相互包圍的環(huán)狀，不會增大形成單位晶體管的單位元件區(qū)域的間距，可以避免電流集中，減小芯片的尺寸。
另外，在DCS用及GSM用的副集電極布線鄰接地進行配置的場合，由電感元件構成DCS頻帶中的并聯(lián)共振電路，GSM動作時，可防止該2次諧波漏泄到DCS功率放大器的輸出結點、經(jīng)由DCS輸出電路傳送到天線，充分抑制頻帶間隔離的劣化。
上述的說明中，對作為功率放大器的構成要素的HBT進行了說明。但是，對于包含有以MOSFET及MESFET等的絕緣柵型場效應晶體管代替該HBT作為構成要素的功率放大器，通過應用本發(fā)明，也可獲得同樣的效果。
另外，上述的說明中，作為雙頻帶功率放大器，說明了GSM/DCS功率放大器。但是，不限于通信方式，只要是放大頻帶互不相同的多個頻帶的信號的多頻帶功率放大電路，都可以應用本發(fā)明。
另外，在配置并聯(lián)共振電路的場合，在雙頻帶的頻帶中，只要是一方的頻帶的諧波分量包含于另一方的頻帶的分量中的結構，都可以應用本發(fā)明。
另外，本發(fā)明一般適用于進行多個頻帶的信號的功率放大的多頻帶功率放大器。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明，通過在單位元件陣列區(qū)域內(nèi)分散配置多頻帶功率放大器的最終級的功率放大晶體管的各單位晶體管元件，不會增加最終級的功率放大晶體管的合計尺寸，可以使其熱電阻變小，防止發(fā)熱引起的電流集中，并防止單位晶體管的燒毀。
另外，即使是為了分別取出多頻帶的各信號而使輸出信號布線靠近配置的場合，也可通過在該輸出信號線間配置電感元件，在一方的頻帶的信號輸出動作時，可以防止其諧波分量通過電容耦合漏泄到另一方的輸出信號線上，能夠可靠地抑制頻帶間隔離的劣化。
權利要求
1.一種放大器，包括第1輸出晶體管，具有多個第1單位晶體管元件，用以輸出第1頻帶的信號；第2輸出晶體管，具有多個第2單位晶體管元件，用以輸出與所述第1頻帶不同的第2頻帶的信號；所述第1輸出晶體管的輸出結點和所述第2輸出晶體管的輸出結點之間配置的電感元件。
2.如權利要求1所述的放大器，其特征在于，所述第1及第2輸出晶體管至少包含一處用以在沿某一方向排列的2個第1單位晶體管元件之間形成一個第2單位晶體管元件的部分。
3.如權利要求1或2所述的放大器，其特征在于，所述第1輸出晶體管的輸出結點和所述第2輸出晶體管的輸出結點之間還配置有與所述電感元件串聯(lián)的電容元件。
4.如權利要求2所述的放大器，其特征在于，所述第1單位晶體管元件和所述第2單位晶體管元件沿著第1方向和與所述第1方向正交的第2方向中至少一個方向交互配置。
5.如權利要求2所述的放大器，其特征在于，所述第1單位晶體管元件和所述第2單位晶體管元件沿著第1方向和與所述第1方向正交的第2方向交互配置。
6.如權利要求2所述的放大器，其特征在于，所述第1單位晶體管元件和所述第2單位晶體管元件交互配置成相互包圍。
7.如權利要求1所述的放大器，其特征在于，所述多個第1單位晶體管元件和所述多個第2單位晶體管元件沿著第1方向和與所述第1方向正交的第2方向排列配置，分別包含有第1導通結點、第2導通結點以及控制結點，所述第1輸出晶體管還包括多根第1布線，在所述第1方向上延伸配置，用以相互電氣連接所述多個第1單位晶體管元件的第1導通結點；多根第2布線，在所述第2方向上延伸配置，用以相互電氣連接所述多個第1單位晶體管元件的第2導通結點；多根第3布線，在所述第2方向上延伸，用以相互電氣連接所述第1單位晶體管元件的控制結點；多根第4布線，在所述第2方向上延伸，與所述第1布線電氣連接并形成所述第1輸出晶體管的輸出結點；所述第2輸出晶體管還包括第5布線，在所述第1方向上延伸配置且在所述第2方向上與所述第1布線交互配置，用以相互電氣連接所述第2單位晶體管元件的第1導通結點；多根第6布線，在所述第2方向上延伸且與所述第2布線共同配置，用以相互電氣連接所述多個第2單位晶體管元件的第2導通結點；多根第7布線，在所述第2方向上延伸且在所述第1方向上與所述第3布線交互配置，用以相互電氣連接所述第2單位晶體管元件的控制結點；第8布線，與所述第4布線相對地在所述第2方向上延伸配置，與所述第5布線電氣連接并形成所述第2輸出晶體管的輸出結點；所述第2布線和所述第6布線與用以傳送規(guī)定電壓的基準電壓線相互連接，而且，所述第1布線和第5布線在第1方向和第2方向中至少一個方向交互連接到對應的單位晶體管元件。
8.如權利要求7所述的放大器，其特征在于，所述第1及第5布線分別配置成對應于所述第1方向中排列配置的單位元件列。
9.如權利要求1所述的放大器，其特征在于，所述第1頻帶包含有所述第2頻帶的頻率分量的整數(shù)倍的頻率分量。
10.一種放大器，它包括第1輸出晶體管，具有多個第1單位晶體管元件，用以輸出第1頻帶的信號；第2輸出晶體管，具有配置成與多個第1單位晶體管元件相互包圍的多個第2單位晶體管元件，用以輸出第2頻帶的信號。
11.如權利要求10所述的放大器，其特征在于，所述多個第1單位晶體管元件和所述多個第2單位晶體管元件沿著第1方向和與所述第1方向正交的第2方向排列配置，分別包含有第1導通結點、第2導通結點以及控制結點，第1輸出晶體管還包括多根第1布線，在所述第1方向上延伸配置，用以相互電氣連接所述多個第1單位晶體管元件的第1導通結點；多根第2布線，在所述第2方向上延伸配置，用以相互電氣連接所述多個第1單位晶體管元件的第2導通結點；多根第3布線，在所述第2方向上延伸，用以相互電氣連接所述第1單位晶體管元件的控制結點；多根第4布線，在所述第2方向上延伸，與所述第1布線電氣連接并形成所述第1輸出晶體管的輸出結點；所述第2輸出晶體管還包括第5布線，在所述第1方向上延伸配置且在所述第2方向上與所述第1布線交互配置，用以相互電氣連接所述第2單位晶體管元件的第1導通結點；多根第6布線，在所述第2方向上延伸且與所述第2布線共同配置，用以相互電氣連接所述多個第2單位晶體管元件的第2導通結點；多根第7布線，在所述第2方向上延伸且在所述第1方向上與所述第3布線交互配置，用以相互電氣連接所述第2單位晶體管元件的控制結點；第8布線，通過所述第1及第2單位晶體管元件的形成區(qū)域與所述第4布線相對地在所述第2方向上延伸配置，與所述第5布線電氣連接并形成所述第2輸出晶體管的輸出結點；所述第2布線和所述第6布線與用以傳送規(guī)定電壓的基準電壓線相互連接，而且，所述第1布線和第5布線連接到對應的單位晶體管，使得所述第1單位晶體管元件及所述第2單位晶體管元件交互配置成相互包圍。
12.如權利要求10所述的放大器，其特征在于，所述第1頻帶包含有所述第2頻帶的頻率分量的整數(shù)倍的頻率分量。
全文摘要
最終級功率放大晶體管(Trg3，Trd3)的單位晶體管混合配置在最終輸出放大晶體管形成區(qū)域PW3內(nèi)。另外，用以連接這些最終輸出級晶體管的輸出信號線之間連接有電感元件(Lcc)。可以在不使頻帶間隔離劣化的情況下，避免雙頻帶功率放大器的最終級晶體管中發(fā)生電流集中。
文檔編號H03F1/52GK1424762SQ0215578
公開日2003年6月18日 申請日期2002年12月5日 優(yōu)先權日2001年12月5日
發(fā)明者山本和也, 鈴木敏 申請人:三菱電機株式會社