AT2,電流 irec取值Im八T2。因此在本實施方式中，當(dāng)相位角Wt為V4、3V4時（即輸送期間與接受期 間的邊界），電流irec的波高值Im可W理解為電流irec(即電流Iin的絕對值）的取值的^^2 倍。
[0099] 根據(jù)算式(9)，通過算式(10)求出在輸送期間內(nèi)從單相交流電源1輸入的電力。
[0100] [算式 10]
[0101] Pin = Vm ? Im ? sin2( O t) ? (l-(l-k) ? cos(2 W t) )...(10)
[0102] 另一方面，輸入至逆變器5的電力、即逆變器5所消耗的瞬時輸出功率化Ut通過直 流電流Idc與假想直流電壓Vdc的乘積求出，通過算式(11)求出。
[0103] [算式 11]
[0105] 因此，當(dāng)求取算式(10)與算式(11)之差時，則為算式(12)，與算式(2)-致。
[0106] [算式 12]
[010引因此，說明了按算式(8)設(shè)定直流電流Idc是恰當(dāng)?shù)摹?br>[0109] 此外，在接受期間內(nèi)，如算式（13)設(shè)定電流il。運樣一來，在接受期間內(nèi)，充放電電 路4中蓄積的電力如算式（14)進(jìn)行計算，與表示瞬時輸送接受功率化Uf的算式(2)的絕對值 相等、極性相反。因此，判斷通過算式(13)設(shè)定電流il是合理的。
[0110] [算式 13]
[0114] 根據(jù)W上內(nèi)容判斷，當(dāng)在輸送期間內(nèi)進(jìn)行滿足算式(6)表示的整流占空比化ec而 使電流irecl從變流器3流入逆變器5的控制時，還進(jìn)行下述控制，由此能夠?qū)⑺矔r輸送接受 功率化Uf減小至基本技術(shù)的k倍。
[0115] (i)使?jié)M足算式(8)的電流Idc輸入逆變器5。
[0116] (ii)在接受期間內(nèi)向緩沖電路4a輸入滿足算式(13)的電流il。
[0117] 另外，在之后的"(b-4)"中說明上述(i)的具體方法?；诘?文獻(xiàn)組能夠容易得到 上述(ii)的具體升壓電路4b的動作。即，使基本技術(shù)所示的導(dǎo)通占空比dl的值乘倍得 到開關(guān)Sl導(dǎo)通的導(dǎo)通占空比dl。
[0118] 與基本技術(shù)同樣地，使假想直流電壓Vdc固定，要想電壓利用率R取其最大值（1AT 2)，則進(jìn)一步地，在輸送期間內(nèi)，
[0119] (iv) W滿足算式(6)的放電占空比dc使開關(guān)Sc導(dǎo)通，使電容器C4放電：
[0120] (V)變流器3 W算式(6)表示的整流占空比化ec動作。
[0121 ]但是，實際上未設(shè)置開關(guān)Srec，只不過出現(xiàn)在等效電路中。即，該導(dǎo)通/不導(dǎo)通從屬 并取決于開關(guān)Sc和逆變器5的動作。即，在考慮算式(4)的情況下，分別在輸送期間內(nèi)根據(jù)算 式（15)和在接受期間內(nèi)根據(jù)算式（16)，W放電占空比dc控制開關(guān)Sc的導(dǎo)通/不導(dǎo)通，W零占 空比dz控制逆變器5的開關(guān)（即，在相當(dāng)于零占空比dz的期間內(nèi)，與逆變器5輸出的電壓無關(guān) 地，流通零相電流），結(jié)果實現(xiàn)整流占空比化ec。即使在該情況下，在接受期間內(nèi)開關(guān)Sc也不 導(dǎo)通。
[0122][算式 15]
[0126] 在第I文獻(xiàn)組中說明了上述(ivKv)的更具體的方法，故此處省略。
[0127] 圖3和圖4均是示出圖1所示的直接型電力轉(zhuǎn)換裝置的動作的曲線圖。圖3是采用基 本技術(shù)的情況，圖4是采用（i)~（iv)的情況，設(shè)定為k= 1/3。另外電壓的比Vc/Vm在圖3和圖 4中設(shè)定為相等。此外，基本技術(shù)在該"第1設(shè)定中"相當(dāng)于k=l的情況（參照算式（8)~ (14))。
[012引圖3和圖4中均是在最上層示出占空比化6(3、扣、(^，在從上開始數(shù)第二層示出假想 直流電壓乂如、構(gòu)成假想直流電壓￥如的電壓化6(3?化6(3、￥0?如（參照算式（5))^及電流 1扣，在從上開始數(shù)第^層示出電流^6(3、；[0(1、；[1、^6(31，在最下層示出瞬時功率口；[]1、化111：、 Pbuf。另外標(biāo)號Tl、T2分別表示輸送期間和接受期間。
[0129] 圖3和圖4中均是橫軸采用相位角COtW"度"為單位來表示。此外，電流Idc、irec、 icd、il、irecl將波高值Im換算成^^2。電壓化ec、化ec、Vc ?扣將波高值￥1]1換算成1。作為如 上換算而得的電壓、電流的乘積，求出瞬時功率Pin Jout、Pbuf。在輸送期間Tl內(nèi)，電流il為 零，因此電流irecl與電流irec-致。在接受期間T2內(nèi)dc = 0,電壓化ec ?化ec與假想直流電 壓Vdc-致。
[0130] 如上所述，占空比化ec、dc、dz在基本技術(shù)和該第1設(shè)定中相同，因此，假想直流電 壓VdcW及構(gòu)成假想直流電壓Vdc的電壓化ec ?化ec、Vc ? dc在基本技術(shù)(參照圖3)與該第1 設(shè)定(參照圖4)中也共通。
[0131] 但是，電流Idc由算式(8)表示，因此圖3所示的基本技術(shù)（即k=l)與圖4所示的該 "第1設(shè)定"的技術(shù)(此處k=l/3)差異較大。
[0132] 在圖3和圖4中，均判斷該"第1設(shè)定"與基本技術(shù)相比，從上開始數(shù)第=層所示的電 流il減小(參照算式(13))。
[0133] 另外電流icd取值Idc ? dc。并且放電占空比dc在基本技術(shù)與該"第1設(shè)定"之間通 用，電流Idc不同。具體而言，在流通電流icd的輸送期間內(nèi)余弦值cos(2 cot)為正，常數(shù)k越 小則值（1-k)越大，因此根據(jù)算式(8)判斷，常數(shù)k越小則電流Idc越小。即與基本技術(shù)相比， 該"第1設(shè)定"的情況在輸送期間Tl內(nèi)電流Idc減小。因此電流icd也與電流Idc同樣地，與基 本技術(shù)相比，該"第1設(shè)定"的技術(shù)減小。
[0134] 運樣的電流il、icd的減小降低了充放電電路4中采用的電抗器L4、電容器C4所要 求的功率容量，從小型化及低價化的觀點來看為優(yōu)選。
[0135] 此外可知與基本技術(shù)相比，該"第I設(shè)定"的技術(shù)中，輸入的瞬時輸入功率Pin偏離 正弦波，瞬時輸出功率化Ut雖然發(fā)生脈動，但瞬時輸送接受功率化Uf減小。
[0136] (b-3)用于使電壓利用率R最大的占空比的第2設(shè)定
[0137] 如上所述，在第1設(shè)定中，瞬時輸出功率化Ut伴隨著電流Idc的脈動而脈動。在本實 施方式中，為了使瞬時輸送接受功率Pbuf減小，容許瞬時輸出功率Pout的脈動。因此在該 "第2設(shè)定"中，通過使逆變器5利用的假想直流電壓Vdc也發(fā)生脈動，由此提高電壓利用率R。
[0138] 具體而言，在接受期間內(nèi)，設(shè)定假想直流電壓Vdc的波形與輸入電壓Vin的絕對值 Vm- I Sin(COt) I相等。由此，接受期間內(nèi)的電壓利用率R的平均值Ra通過算式（17)的計算， 為0.9左右。運能夠看作是向逆變器5輸入的直流電壓的、W相對于單相交流電壓Vin的周期 的平均值求出的電壓利用率。
[0139] [算式 17]
[0141] 同樣地，設(shè)定輸送期間內(nèi)的假想直流電壓Vdc的波形為算式(18)。
[0142] [算式1引
[0143] Vdc = Vm ? I cos( ? t) I ...(18)
[0144] 即在該"第2設(shè)定"中，假想直流電壓Vdc的波形呈現(xiàn)對具有波高值Vm的二相交流電 壓進(jìn)行全波整流而得的波形（W下稱作"二相全波整流波形"）。
[0145] 輸送期間與接受期間具有V2的相位差，且正弦波形與余弦波形具有31/2的相位 差，因此輸送期間內(nèi)的平均值Ra與接受期間內(nèi)的平均值Ra相等。因此無論是輸送期間還是 接受期間，平均值Ra通過算式（17)求出。運表示與基本技術(shù)、"第1設(shè)定"比較，平均值Ra改進(jìn) 了（2^^2A)/(1A^2)=4A倍、即大約1.11倍。
[0146] 此外，不僅平均值Ra,電壓利用率R本身也與相位角COt無關(guān)地與基本技術(shù)、"第1設(shè) 定"比較也得到了改善。運點是根據(jù)假想直流電壓Vdc采用二相全波整流波形，因此其最小 值是Vm八T2,超過基本技術(shù)、"第1設(shè)定"中得到的（固定的）假想直流電壓Vdc(=Vm人T2)而 判定出來的。
[0147] 接著說明用于使假想直流電壓Vdc的波形近似為二相全波整流波形的具體方法。 首先，在接受期間內(nèi)，將假想直流電壓Vdc的波形設(shè)定為與輸入電壓Vin的絕對值相等，因此 使整流占空比化ec為1即可。更具體而言，鑒于算式(4)，使放電占空比dc、零占空比dz均為 零即可。即，在接受期間內(nèi)，開關(guān)Sc不導(dǎo)通，逆變器5能夠根據(jù)流入感性負(fù)載6的電流Iu、Iv、 Iw的要求(沒有為了設(shè)定假想電流電壓Vdc而必須使零相電流iz流通的限制)進(jìn)行動作。
[014引此外，在輸送期間內(nèi)，也與"第1設(shè)定"同樣地設(shè)定整流占空比化ec，將放電占空比 dc設(shè)定為"第l設(shè)定"中設(shè)定的值的^^2倍。更具體而言，W算式（19)表示的放電占空比dc對 開關(guān)Sc進(jìn)行開關(guān)，W零占空比dz使逆變器5動作即可。
[0149][算式 19]
[0151] 另外，由于直流電流Idc發(fā)生脈動，像基本技術(shù)那樣，Im/Idc不是固定值。但是即使 在輸送期間內(nèi)，也與"第1設(shè)定"同樣地設(shè)定整流占空比化ec，如果k=l則直流電流Idc的脈 動小(脈動的最大值由1-1AT2求出，此為30%左右），整流占空比化ec小于1。因此在輸送期 間內(nèi)I Iinl =irec = Irecl = Idc ?化ec受到的偏離小。
[0152] 由此，通過算式(20)求出輸送期間內(nèi)的假想直流電壓Vdc。
[0153] [算式 20]
[0155] 算式(20)在輸送期間內(nèi)，例如在相位角Wt為值如/4~時/4范圍內(nèi)，與算式（18)非 常近似。具體而言，判斷算式(18)表示的假想直流電壓Vdc在整個輸送期間的積分值與算式 (20)所示的假想直流電壓Vdc在整個輸送期間的積分值之差小于1%。
[0156] 根據(jù)上述可知，在接受期間內(nèi)，使dc = dz = 0,在輸送期間內(nèi)使用算式（19)表示的 各占空比，由此能夠使假想直流電壓Vdc的波形近似于二相全波整流波形，并且電壓利用率 R得到改進(jìn)。
[0157] 在該"第2設(shè)定"中也是采用算式(8)所設(shè)定的直流電流Idc,由此算式（11)成立。即 無論在"第2設(shè)定"中還是在"第1設(shè)定"中，