管 Sc的正向是從直流電源線化向直流電源線LH的方向，二極管D42的正向是從直流電源線LH 向直流電源線化的方向。能夠?qū)⒕w管Sc和二極管D42綜合理解為一個(gè)開關(guān)元件（第1開 關(guān))。
[004引升壓電路4b包括例如二極管D40、電抗器L4W及晶體管(此處為IGBT)S1。二極管 D40具備陰極和陽(yáng)極，該陰極連接于第1開關(guān)與電容器C4之間。該結(jié)構(gòu)公知為所謂的升壓斬 波器。
[0049] 電抗器L4連接于直流電源線LH與二極管D40的陽(yáng)極之間。晶體管Sl連接于直流電 源線化與二極管D40的陽(yáng)極之間。二極管D41逆并聯(lián)連接于晶體管SI,能夠綜合兩者理解為 一個(gè)開關(guān)元件(第2開關(guān)）。
[0050] 電容器C4被升壓電路4b充電，產(chǎn)生高于整流電壓化ec的兩端電壓Vc。具體而言，通 過使電流從直流電源線LH經(jīng)由第2開關(guān)流向直流電源線化，電抗器L4中蓄積能量，之后斷開 第2開關(guān)，由此該能量經(jīng)由二極管D40蓄積在電容器C4中。
[0051 ] 兩端電壓Vc高于整流電壓化ec，因此基本上二極管D42中不流通電流。因此第1開 關(guān)的導(dǎo)通/不導(dǎo)通主要取決于晶體管Sc的運(yùn)一點(diǎn)。因此，不僅晶體管Sc,對(duì)于組合晶體管Sc 和二極管D42而得的第1開關(guān)，稱作開關(guān)Sc。
[0052] 此外，直流電源線LH的電位高于直流電源線化的電位，因此基本上二極管D41中不 流通電流。因此第2開關(guān)的導(dǎo)通/不導(dǎo)通主要取決于晶體管Sl的運(yùn)一點(diǎn)。因此，W下不僅晶體 管SI,對(duì)于組合晶體管Sl和二極管D41而得的第2開關(guān)，稱作開關(guān)S1。
[0053] 逆變器5將直流電源線LH、化之間的直流電壓轉(zhuǎn)換為交流電壓，向輸出端化、Pv、Pw 輸出。逆變器5包括六個(gè)開關(guān)元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn。開關(guān)元件Sup、Svp、Swp分別連 接于輸出端化、Pv、Pw與直流電源線LH之間，開關(guān)元件Sun、Svn、Swn分別連接于輸出端化、 Pv、Pw與直流電源線化之間。逆變器5構(gòu)成所謂的電壓形逆變器，包括六個(gè)二極管Dup、Dvp、 Dwp、Dun、Dvn、DwnD
[00日4] 二極管0啡、〇￥口、0師口、〇1111、〇￥11、0師11均配置為其陰極朝向直流電源線]^1側(cè)，其陽(yáng)極 朝向直流電源線化側(cè)。二極管D叫與開關(guān)元件S叫并聯(lián)連接于輸出端化與直流電源線LH之 間。同樣地，二極管Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn分別與開關(guān)元件Svp、Swp、Sun、Svn、Swn并聯(lián)連接。
[005 日]例如開關(guān)元件 Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn采用 IGBT。
[0056]感性負(fù)載6例如是旋轉(zhuǎn)機(jī)，用表示是感性負(fù)載的等效電路進(jìn)行圖示。具體而言，電 抗器Lu與抵抗Ru相互串聯(lián)連接，該串聯(lián)體的一端與輸出端化連接。關(guān)于電抗器Lv、Lw與抵抗 Rv、Rw也同樣如此。另外，運(yùn)些串聯(lián)體的其他端之間彼此連接。
[0化7] B.控制方法
[005引（b-1)電力減小的基本思想
[0059]輸入變流器3的瞬時(shí)輸入功率Pin將輸入功率因數(shù)設(shè)為1，由下式表示。其中，導(dǎo)入 單相交流電壓Vin的波高值Vm及電源角速度CO、輸入電流Iin的波高值Im、時(shí)間t。電源角速 度CO與時(shí)間t的乘積CO t表示單相交流電壓Vin的相位角。此外，交流波形理解為該交流波形 的相位角《 t的正弦值與波高值的乘積。
[0060][算式U
[0062] 算式（1)的右邊的第2項(xiàng)表示功率脈動(dòng)。W往的技術(shù)中，為了抵消該功率脈動(dòng)，緩沖 電路4a在直流電源線LH、1X之間輸送和接受與算式（1)的右邊第2項(xiàng)等值但極性不同的電 力。因此，充放電電路4的功率容量必須選擇為大于等于算式(1)的右邊第2項(xiàng)。
[0063] 接著說明為了減小充放電電路4的功率容量，采用何種技術(shù)能夠如上減小輸送和 接受的電力（W下稱作"瞬時(shí)輸送接受功率化Uf")。
[0064] 當(dāng)然，使瞬時(shí)輸送接受功率Pbuf完全為零，輸入逆變器5的電力會(huì)W算式（1)的右 邊第2項(xiàng)進(jìn)行脈動(dòng)，并非優(yōu)選，也沒有必要減小充放電電路4的功率容量。因此，導(dǎo)入小于1的 正常數(shù)k(因此，值（1-k)也為小于1的正常數(shù)），利用下式確定瞬時(shí)輸送接受功率Pbuf。換言 之，W下將說明用于實(shí)現(xiàn)瞬時(shí)輸送接受功率化Uf的特色方法。
[0065] [算式 2]
[0067] 目P，瞬時(shí)輸送接受功率饑Uf表示為從單相交流電源1(或者還經(jīng)由濾波器2: W下同 樣)輸入的瞬時(shí)功率的直流分量(Vm ? Im/2)、相位角CO t的兩倍的值(2 CO t)的余弦值COS (2 Wt) W及常數(shù)k的乘積。
[0068] 具體而言，瞬時(shí)輸送接受功率Pbuf在單相交流電壓的相位角Ot為OW上V4W下、 3V4W上時(shí)/4W下或者7V4W上如W下的期間下稱作"輸送期間"）取正值，在除此之外 的期間（W下稱作"接受期間"）取負(fù)值。即，緩沖電路4a在輸送期內(nèi)向直流電源線LH、LL輸送 瞬時(shí)輸送接受功率化Uf的絕對(duì)值，在接受期間內(nèi)從直流電源線LH、1X接受瞬時(shí)輸送接受功 率化Uf的絕對(duì)值。由此，功率脈動(dòng)抵消。
[0069] 單相交流電壓Vin用Vm- Sin(Ot)表示，因此上述范圍換言之，可W理解為當(dāng)單相 交流電壓Vin的絕對(duì)值低于其波高值Vm的1AT2倍的值時(shí)，充放電電路4輸出正電力，當(dāng)高于 波高值Vm的1 AT 2倍的值時(shí)，輸出負(fù)的電力。
[0070] 參照專利文獻(xiàn)1和非專利文獻(xiàn)UW下稱作"第1文獻(xiàn)組"），示出圖1所示的電路的等 效電路即圖2。在圖2所示的等效電路中，從變流器3流向逆變器5的電流irecl等效地表示為 當(dāng)開關(guān)Srec導(dǎo)通時(shí)經(jīng)由開關(guān)Srec的電流irecl。同樣地，電容器C4的放電電流等效地表示為 當(dāng)開關(guān)Sc導(dǎo)通時(shí)經(jīng)由開關(guān)Sc的電流icd。此外，在逆變器5中，當(dāng)輸出端化、Pv、Pw共同連接于 直流電源線LH、1X的任意一方時(shí)，經(jīng)由逆變器5流入感性負(fù)載6的電流也等效地表示為當(dāng)開 關(guān)Sz導(dǎo)通時(shí)經(jīng)由開關(guān)Sz而流通的零相電流iz。此外在圖2中，示出了構(gòu)成升壓電路4b的電抗 器L4、二極管D40W及開關(guān)SI,標(biāo)注了流經(jīng)電抗器L4的電流il。
[0071 ]在運(yùn)樣得到的等效電路中，導(dǎo)入開關(guān)Srec、Sc、Sz導(dǎo)通的各自的占空比化ec、dc、dz 和輸入至逆變器5的直流電流Idc，算式(3)成立。
[0072][算式 3]
[0074] 電流irecl、icd、iz是分別將電流Idc乘W占空比化ec、dc、dz而得的，它們是開關(guān) Srec、Sc、Sz的開關(guān)周期中的平均值。另外電流il也同樣是開關(guān)Sl的開關(guān)周期中的平均值。 [00巧]另外直流電流Idc是分別導(dǎo)通開關(guān)Srec、Sc、Sz的電流irecl、icd、iz的總和，因此 下式成立。其中，0 < dree <l，0<dc<l，0<dz<l。
[0076] [算式 4]
[0077] (Irec+dc+dz = 1...(4)
[0078] 因此占空比化ec、dc、dz可W看作直流電流Idc相對(duì)于各電流irecl、icd、iz的電流 分配率。另外，占空比化ec是設(shè)定變流器3與直流電源線LH、LL連接而在逆變器5中能夠流通 電流的期間的占空比，因此后面稱作整流占空比化ec。此外，占空比dc是電容器C4放電的占 空比，因此后面稱作放電占空比dc。此外，由于占空比dz是與逆變器5中輸出的電壓無(wú)關(guān)地 必定是流通零相電流iz的占空比，因此后面稱作零占空比dz。
[0079] 逆變器5在流通零相電流iz的期間內(nèi)，不能利用直流電源線LH、1X中的直流電壓。 因此，能夠如下式那樣考慮直流電源線LH、1X之間的直流電壓中的、逆變器5能夠電力轉(zhuǎn)換 的期間中的假想的直流電壓（W下稱作"假想直流電壓"）Vdc。假想直流電壓Vdc能夠理解為 逆變器5可W輸出的電壓的最大值的、作為控制開關(guān)5(：、別或逆變器5的開關(guān)的周期內(nèi)的平 均值而被施加在直流電源線LH、LL之間的電壓。
[0080] [算式引
[0081 ] Vdc =化ec ? clrec+Vc ? dc+0 ? dZ
[0082] 其中化ec = Vm ? I sin( W t) I ...(5)
[0083] W下將假想直流電壓Vdc與波高值Vm的比R( =VdcAm)稱作電壓利用率。
[0084] (b-2)用于使電壓利用率R最大的占空比的第1設(shè)定
[0085] 在第1文獻(xiàn)組中，在輸送期間和接受期間內(nèi)分別用算式(6)和算式(7)來(lái)設(shè)定用于 使電壓利用率R最大的整流占空比化ec和放電占空比dc。但是，如專利文獻(xiàn)1所述，運(yùn)是在假 想直流電壓Vdc固定的情況下使電壓利用率R最大的設(shè)定。此時(shí)電壓利用率R為（1AT2)。在 接受期間內(nèi)，由于dc = 0,開關(guān)Sc不導(dǎo)通。另外，在輸送期間內(nèi)，電容器C4不充電，因此電流il 不流通。
[0086] [算式 6]
[008引[算式7]
[0090] 在該"第I設(shè)定"中，保持上述的電壓利用率R，即保持算式(6)、（7)的占空比，使輸 入至逆變器5的電流Idc產(chǎn)生脈動(dòng)，得到滿足算式(2)的瞬時(shí)輸送接受功率Pbuf。
[0091] 具體而言，使?jié)M足下式的直流電流Idc輸入逆變器5。用于滿足下式的逆變器5控制 能夠通過控制電流指令值來(lái)實(shí)現(xiàn)。對(duì)該電流指令值的控制，在后面敘述。
[0092] [算式引
[0094]在輸送期間內(nèi)，如上所述使電流il為零，因此電流irec與電流irecl相等，電流 ^6。與乘積化6(3? Idc相等。因此，下式成立。但是鑒于電壓利用率R，采用Vm/Vdc = ^^2。
[00巧][算式9]
[0097]電流irec作為輸入電流Iin的絕對(duì)值出現(xiàn)，因此與第1文獻(xiàn)組所述的技術(shù)（W下稱 作"基本技術(shù)"）不同，輸入電流Iin與正弦波不同。因此在本實(shí)施方式（不僅包括該"第1設(shè) 定"，也包括后述的"第2設(shè)定"：W下同樣）中，波高值Im是W輸入電流Iin的有效值（即輸入 電流Iin的平方的時(shí)間平均值)作為有效值且呈現(xiàn)出正弦波的電流的波高值。
[009引其中，在算式(9)中，與k的值無(wú)關(guān)地，cos(2 O t) =0時(shí)I sin( O t) I = 1