本發(fā)明涉及開關(guān)電源，尤其涉及一種交流-直流變換電路控制方法及其電路。

背景技術(shù)：

屬于軟開關(guān)技術(shù)的單級功率因數(shù)(powerfactor，簡稱pf)矯正器、有源箝位反激、有源箝位正激及其改進(jìn)方案已經(jīng)在電源中廣泛運(yùn)用，中國專利文獻(xiàn)cn103812359b公開了一種單相或多相交流輸入單級高功率因數(shù)寬范圍交流-直流變換電路，利用交流輸入正負(fù)半周的開關(guān)工作狀態(tài)差異，復(fù)用負(fù)(正)端逆變開關(guān)管及負(fù)(正)端輸入濾波電容，實(shí)現(xiàn)箝位開關(guān)管以及箝位電容的功能，減少整流回路中的二極管損耗，實(shí)現(xiàn)正(負(fù))端逆變開關(guān)管的軟開關(guān)，降低原邊開關(guān)管及副邊整流二極管的電壓應(yīng)力和開關(guān)損耗。但由于該電路的輸入電壓在轉(zhuǎn)向零點(diǎn)附近時，因原邊輸入濾波電容有累積的箝位吸收電壓，使得在交流換相時，輸入為零，無法提供電流。另外，當(dāng)其電路輸入連接到多個相位輸入的交流源時，由于相位的不同，其輸出組的電容電壓波動范圍幅值較大。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為解決上述問題，本發(fā)明提出一種交流-直流變換電路控制方法及其電路，其能有效提高電路的穩(wěn)定可靠性且減少輸出濾波電容電壓上的紋波幅值。

為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用以下技術(shù)方案：

一種交流-直流變換電路的控制方法：電路具有正激和反激兩種工作模式，包括至少兩個逆變開關(guān)管和至少兩個原邊輸入濾波電容；任一個逆變開關(guān)管根據(jù)工作時段作為主管或箝位管使用，其中一個逆變開關(guān)管工作在逆變狀態(tài)時另一個工作在箝位狀態(tài)；所述逆變開關(guān)管和原邊輸入濾波電容構(gòu)成箝位諧振電路，任一個原邊輸入濾波電容根據(jù)工作時段作為輸入濾波電容或箝位電容使用，原邊輸入濾波電容在逆變開關(guān)管關(guān)斷時與電路中的隔離變壓器的漏感產(chǎn)生諧振，使箝位管和主管獲得零電壓切換，通過諧振將隔離變壓器漏感的能量傳遞到隔離變壓器副邊；所述電路中的箝位諧振電路在低于電壓閾值且輸入電壓即將由負(fù)值或者正值轉(zhuǎn)向零點(diǎn)附近的一定區(qū)域，給工作在逆變狀態(tài)的主管施加一個高頻的pwm信號，同時給工作在箝位狀態(tài)的箝位管一個近似互補(bǔ)的pwm電壓，從而快速泄放箝位電容電壓。

優(yōu)選地，所述電路中的箝位諧振電路在交流整流的全周期采用以下三種控制方式：在低于設(shè)定電壓閾值的低壓階段不發(fā)驅(qū)動信號，在不低于設(shè)定電壓閾值的高壓階段才發(fā)驅(qū)動信號以進(jìn)行箝位電流的反向諧振；且當(dāng)?shù)陀陔妷洪撝禃r候，且在輸入電壓即將由負(fù)值或者正值轉(zhuǎn)向零點(diǎn)附近的一定區(qū)域，恢復(fù)箝位管的pwm信號，與主管的pwm形成互補(bǔ)，快速泄放箝位電容電壓。

優(yōu)選地，所述逆變開關(guān)管的工作狀態(tài)被控制開通或關(guān)斷以使輸入電流與輸入電壓的基波一致，從而實(shí)現(xiàn)高輸入功率因數(shù)校正。

本發(fā)明還提供一種控制電路，包括信號處理器、存儲器以及一個或多個程序，其中所述一個或多個程序被存儲在所述存儲器中，并且被配置成由所述信號處理器執(zhí)行，所述程序包括用于執(zhí)行如上所述的方法。

本發(fā)明還提供一種交流-直流變換電路，所述電路包括：輸入整流電路、原邊輸入濾波電容、原邊逆變電路、驅(qū)動電路、隔離變壓器、副邊整流電路、副邊輸出濾波電容和控制電路；所述輸入整流電路連接交流輸入端；所述原邊輸入濾波電容包括兩個輸入高頻濾波電容，兩個輸入高頻濾波電容的相反端分別與所述輸入整流電路的正端及負(fù)端連接；所述原邊逆變電路包括第一和第二逆變開關(guān)管，所述第一和第二逆變開關(guān)管分別與所述輸入整流電路的正端和負(fù)端連接，所述隔離變壓器原邊繞組的一端與第一、第二逆變開關(guān)管串聯(lián)，所述隔離變壓器原邊繞組的另一端與原邊輸入濾波電容的中間點(diǎn)連接；所述原邊逆變電路與原邊輸入濾波電容也構(gòu)成回路，形成箝位諧振電路，所述逆變開關(guān)管工作在零電壓切換狀態(tài)；所述驅(qū)動電路連接所述原邊逆變電路；所述隔離變壓器副邊繞組的兩端分別與副邊整流電路、副邊輸出濾波電容的兩端連接；所述控制電路包含如上所述的控制電路。

優(yōu)選地，所述輸入整流電路包括第一和第二輸入整流二極管，所述第一輸入整流二極管的陽極和所述第二輸入整流二極管的陰極連接交流輸入端。

優(yōu)選地，所述副邊整流電路包括：副邊倍壓整流電路和副邊全橋整流電路。

進(jìn)一步地優(yōu)選，所述副邊倍壓整流電路包括：第三、第四二極管和第三、第四電容；所述第三二極管的陰極與所述第四二極管的陽極及所述隔離變壓器副邊繞組的其中一輸出端相連，所述第四二極管的陰極與電源的輸出正端以及所述副邊輸出濾波電容的一端連接，所述第三二極管的陽極與電源的輸出負(fù)端以及所述副邊輸出濾波電容的另一端相連；所述第三和第四電容串聯(lián)，所述隔離變壓器副邊繞組的另一個輸出端與第三至第四電容的中間點(diǎn)連接，所述第三電容連接電源的輸出正端，所述第四電容連接電源的輸出負(fù)端。

更進(jìn)一步地優(yōu)選，所述第三、第四電容是兩個串聯(lián)的無極電容或者有極性電容，且在為有極性電容的情況下，所述第三電容的正極接電源的輸出正端，所述第四電容的負(fù)極接電源的輸出負(fù)端。

進(jìn)一步地優(yōu)選，所述副邊全橋整流電路包括：第三、第四、第五和第六二極管，所述第三二極管的陰極與所述第四二極管的陽極及所述隔離變壓器副邊繞組的其中一輸出端相連，所述第四二極管的陰極與電源的輸出正端以及所述副邊輸出濾波電容的一端連接，所述第三二極管的陽極與電源的輸出負(fù)端以及所述副邊輸出濾波電容的另一端相連；所述第五和第六二極管串聯(lián)，所述隔離變壓器副邊繞組的另一個輸出端與第五至第六二極管的中間點(diǎn)連接，所述第六二極管的陰極連接電源的輸出正端，所述第五二極管的陽極連接電源的輸出負(fù)端。

優(yōu)選地，所述隔離變壓器是磁芯是開有氣隙的隔離變壓器或原邊串聯(lián)有諧振電感的隔離變壓器或副邊串聯(lián)有儲能電感的隔離變壓器。

優(yōu)選地，所述隔離變壓器是正激工作線圈與反激工作線圈復(fù)用的單個副邊繞組的變壓器。

優(yōu)選地，如上所述的交流-直流變換電路作為子電路連接到具有2個、3個或者更多個相位輸入的交流源的不同相位輸入。

進(jìn)一步地優(yōu)選，各交流源有輸入零線且各交流-直流變換電路的原邊輸入濾波電容的中點(diǎn)都連接至所述輸入零線；或者，各交流源無輸入零線且各交流-直流變換電路的原邊輸入濾波電容的中間點(diǎn)連接同一點(diǎn)。

進(jìn)一步地優(yōu)選，各交流-直流變換電路中隔離變壓器副邊繞組的一端連接同一點(diǎn)，優(yōu)選為隔離變壓器副邊繞組的同名端連接在一起。

本發(fā)明的有益效果：通過電路中的箝位諧振電路在低于電壓閾值且輸入電壓即將由負(fù)值或者正值轉(zhuǎn)向零點(diǎn)附近的一定區(qū)域，給工作在逆變狀態(tài)的主管施加一個高頻的pwm信號，同時給工作在箝位狀態(tài)的箝位管一個近似互補(bǔ)的pwm電壓；使箝位電容的能量可以通過反向諧振的時候釋放到輸出側(cè)，避免出現(xiàn)輸入無法導(dǎo)通和提供電流，電路工作于反激模式，有效提高電路的穩(wěn)定可靠性。

附圖說明

圖1為本發(fā)明實(shí)施例一中的交流-直流變換電路的電路圖。

圖2為圖1所示電路的變壓器等效結(jié)構(gòu)示意圖。

圖3為現(xiàn)有電路中的開關(guān)管驅(qū)動時序圖。

圖4為本發(fā)明的電路開關(guān)管驅(qū)動時序圖。

圖5為本發(fā)明實(shí)施例二的三相四線倍壓整流電路的電路圖。

圖6為圖5所示變換電路的拓?fù)溥B接發(fā)生圖。

圖7為本發(fā)明實(shí)施例二的三相三線倍壓整流電路的電路圖。

圖8為本發(fā)明實(shí)施例三的三相四線倍壓整流電路的電路圖。

圖9為圖8所示變換電路的拓?fù)溥B接發(fā)生圖。

圖10為本發(fā)明實(shí)施例三的三相三線倍壓整流電路的電路圖。

圖11為本發(fā)明實(shí)施例三的三相四線全橋整流電路的電路圖。

圖12為本發(fā)明實(shí)施例三的三相三線全橋整流電路的電路圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合具體實(shí)施方式并對照附圖對本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)說明，應(yīng)該強(qiáng)調(diào)的是，下述說明僅僅是示例性的，而不是為了限制本發(fā)明的范圍及其應(yīng)用。

實(shí)施例一

如圖1所示的交流-直流變換電路包括原邊電路100，高頻隔離變壓器t1，副邊電路200和控制電路300。原邊電路100又包括輸入整流電路110、原邊輸入濾波電容120和原邊逆變電路130；副邊電路200包括副邊整流電路210和副邊輸出濾波電容220。

輸入整流電路110包括兩個輸入整流二極管d1、d2，輸入整流二極管d1的陽極和輸入整流二極管d2的陰極連接交流輸入火線l。

原邊輸入濾波電容120包括以交流輸入零線n為中點(diǎn)的串聯(lián)的兩個輸入高頻濾波電容c1、c2，兩個輸入高頻濾波電容c1、c2的相反端分別與所述輸入整流電路的正端及負(fù)端連接。

原邊逆變電路130包括第一、第二逆變開關(guān)管q1、q2，所述第一、第二逆變開關(guān)管q1、q2分別與所述輸入整流電路110的正端和負(fù)端連接，所述隔離變壓器t1原邊繞組的一端與所述第一、第二逆變開關(guān)管q1、q2串聯(lián)，另一端與交流輸入零線n連接，所述原邊逆變電路130與原邊輸入濾波電容c1、c2也構(gòu)成回路，形成箝位諧振電路，所述逆變開關(guān)管q1、q2工作在zvs狀態(tài)。通過控制逆變開關(guān)管q1、q2的門極電壓，可將直流電壓轉(zhuǎn)換成脈沖電壓加在隔離變壓器的原邊繞組。通過控制逆變開關(guān)管q1、q2中起箝位作用的開關(guān)管，可以控制諧振電流反向回路的通斷。

所述副邊整流電路210為正激及反激工作整流回路，包括第三二極管d3、第四二極管d4、第三電容c3和第四電容c4，所述第三二極管d3的陰極與所述第四二極管d4的陽極及所述隔離變壓器副邊繞組的其中一輸出端相連，所述第四二極管d4的陰極與電源的輸出正端v+以及所述副邊輸出濾波電容c5的一端連接，所述第三二極管d3的陽極與電源的輸出負(fù)端v-以及所述副邊輸出濾波電容c5的另一端相連，所述隔離變壓器副邊繞組的另一個輸出端與副邊第三、第四電容c3、c4的中間點(diǎn)連接，所述第三電容c3的正極(當(dāng)采用有極性電容時)接電源的輸出正端v+，所述第四電容c4的負(fù)極(當(dāng)采用有極性電容時)接電源的輸出負(fù)端。副邊第三、第四電容c3、c4也可以采用有極性電容。

根據(jù)電路連接的原理，其正激工作回路的電容與反激工作回路的電容上電壓有與輸入交流整流后的波形趨勢相同或者互補(bǔ)的形態(tài)，且正激回路電容的電壓及與初級側(cè)的輸入電壓變化有近似線性變化關(guān)系。

通過所述控制電路控制所述第一、第二逆變開關(guān)管的工作狀態(tài)，以使輸入電流與輸入電壓的基波一致，從而實(shí)現(xiàn)高輸入功率因數(shù)校正。

由于輸入電路是對交流電壓進(jìn)行整流，故輸入高頻濾波電容c1、c2的容量不大，其參數(shù)主要是由用來箝位的諧振頻率來決定。所以本電路保證了輸入電流可以有條件跟隨輸入電壓，以保證電源的輸入功率因數(shù)和總諧波含量(totalharmonicsdistortion，簡稱thd)。

當(dāng)交流輸入時，正(負(fù))半周(以下括號內(nèi)容均對應(yīng)交流負(fù)半周)將通過輸入整流二極管d1(d2)進(jìn)行整流，然后原邊輸入濾波電容c1(c2)會進(jìn)行高頻濾波。逆變線路則由逆變開關(guān)管q1(q2)和隔離變壓器t1共同構(gòu)成。此時原邊箝位諧振電路由箝位電容c2(c1)、箝位開關(guān)管q2(q1)及變壓器原邊線圈共同構(gòu)成。在工作周期內(nèi)，根據(jù)控制電路計算的結(jié)果，通過驅(qū)動電路，給逆變開關(guān)管q1施加一個高頻的pwm信號，同時給箝位開關(guān)管q2上的驅(qū)動電壓是一個與q1近似互補(bǔ)的pwm電壓，兩個pwm驅(qū)動電壓之間有一定的死區(qū)延遲關(guān)系。

所述隔離變壓器是磁芯是開有氣隙的隔離變壓器或原邊串聯(lián)有諧振電感的隔離變壓器或副邊串聯(lián)有儲能電感的隔離變壓器，磁芯氣隙的大小由正、反激的比例和系統(tǒng)輸入輸出參數(shù)共同決定，原、副邊耦合系數(shù)無需另外做特定的設(shè)置。

隔離變壓器t1的磁芯開有氣隙，有一定漏感，使隔離變壓器t1工作能夠在正激及反激兩個狀態(tài)。其漏感通過自然的繞制工藝得到，同時，根據(jù)實(shí)際的需要，可以通過繞制工藝的改變來獲得可大可小的漏感。當(dāng)然，如果自然繞制的漏感感量不足夠，也可以在次級側(cè)外加電感。

隔離變壓器不用刻意區(qū)分原邊及副邊的端點(diǎn)連接點(diǎn)，即不用刻意考慮隔離變壓器的起始端。

參閱圖2，當(dāng)隔離變壓器t1繞制完成，其初級側(cè)的主勵磁電感l(wèi)m及漏感l(wèi)r確定。原邊的漏感與諧振電容c2(c1)的諧振頻率相對開關(guān)頻率滿足以下關(guān)系式：

相關(guān)的工作回路及原理如下：

由于在交流輸入時，正半周和負(fù)半周具有對稱性，因此，以下以交流輸入正半周為例。

狀態(tài)一：

正半周將輸入通過二極管d1進(jìn)行整流，然后電容c1會進(jìn)行高頻濾波。在工作周期內(nèi)，根據(jù)輸入電壓的反饋，控制電路計算出結(jié)果，通過驅(qū)動電路，給逆變開關(guān)管q1施加一個高頻的pwm信號。當(dāng)逆變器開關(guān)管q1開通的時候，變壓器原邊勵磁電感l(wèi)m及諧振電感l(wèi)r1開始線性充電，當(dāng)原邊的電流等于勵磁電流時，副邊耦合的電壓v2上升到vlr2+vc4時，二極管d4導(dǎo)通，即電壓v2被箝位；副邊電流為i2，原邊的電流近似ilr＝ilm+i2/n。此狀態(tài)對于輸出整流就與正常的正激一樣，同時因?yàn)檩斎胝麟妷菏钦倚?，輸入高頻濾波電容容值較小，所以電容c4上的電壓波形也成為近似正弦型，與輸入電壓vin有近似1/n的線性關(guān)系。

狀態(tài)二：

當(dāng)逆變器開關(guān)管q1關(guān)斷的時候，逆變器開關(guān)管q1寄生電容被充電，其充電過程也是諧振，只是因?yàn)榧纳娙葺^小，充電時間很短，可以視為線性的。同時次級漏感或者外接電感l(wèi)r2的電勢vlr2發(fā)生偏轉(zhuǎn)，試圖維持原來的電流方向及大小不變，但隨著時間的推移，其通過電感或者整流二極管d4的電流必然開始下降。

狀態(tài)三：

當(dāng)逆變器開關(guān)管q1其寄生電容電壓被充電至足夠高，約為電壓vc2+vin，箝位開關(guān)管q2反并二極管被正偏導(dǎo)通。箝位電容c2將諧振電感l(wèi)r1和勵磁電感l(wèi)m的電壓箝制在電壓vc2，因?yàn)轶槲浑娙輈2比逆變開關(guān)管q1的寄生電容大的多，絕大部分諧振電流進(jìn)入箝位電容c2，箝位電容c2與諧振電感l(wèi)r1開始諧振；當(dāng)原邊的電流與勵磁電流相等時，變壓器副邊的輸出電流等于零，同時副邊耦合電壓v2電勢發(fā)生交變。

狀態(tài)四：

當(dāng)原邊電壓下降到足夠低，副邊對應(yīng)的耦合電壓v2足夠使二極管d3正偏導(dǎo)通。此時副邊反射到原邊的電壓約為n(vo－vc3-vlr2)，為箝位開關(guān)管q2能夠獲得zvs提供了條件，此時箝位開關(guān)管q2的驅(qū)動電壓將變?yōu)楦唠娖蕉鴮?dǎo)通。在這個工作狀態(tài)模式下，原來存儲在變壓器氣隙中的能量杯釋放出來。該狀態(tài)是一個典型的反激式變壓器工作。由于電容c4上的電壓與輸入電壓是一個線性關(guān)系，所以電容c3上的電壓與電容c4上的電壓互補(bǔ)地合成輸出電壓。

狀態(tài)五：

當(dāng)箝位開關(guān)管q2關(guān)斷時，迫使箝位電容c2脫離原諧振回路，同時諧振電感l(wèi)r1將與逆變開關(guān)管q1的寄生電容形成新的諧振；以釋放寄生電容的電荷，為逆變開關(guān)管q1的zvs做準(zhǔn)備。

狀態(tài)六：

當(dāng)q2驅(qū)動關(guān)斷一定時間后，通過狀態(tài)五中的諧振將逆變開關(guān)管q1的寄生電容的電荷完全釋放，同時通過逆變開關(guān)管q1的反并二極管進(jìn)行續(xù)流，此時逆變開關(guān)管q1獲得zvs開通條件。

狀態(tài)七

此時，將逆變開關(guān)管q1的驅(qū)動電壓變?yōu)楦唠娖蕉鴮?dǎo)通；原邊的電感將被線性充電，開始新的周期，重復(fù)以上的狀態(tài)過程。

本發(fā)明交流-直流變換電路中，輸入濾波電容除了用作輸入濾波功能外，還充當(dāng)箝位功能，輔助實(shí)現(xiàn)原邊逆變器開關(guān)管的軟開關(guān)工作，逆變開關(guān)管除了逆變開關(guān)功能外，還充當(dāng)箝位開關(guān)。即，本發(fā)明的電路能夠充分利用交流輸入正負(fù)半周的開關(guān)工作狀態(tài)差異，復(fù)用負(fù)(正)端逆變開關(guān)管及負(fù)(正)端輸入濾波電容，實(shí)現(xiàn)箝位開關(guān)管以及箝位電容的功能，類似三電平整流技術(shù)，減少整流回路中的二極管損耗。原邊輸入濾波電容可以在第一或第二逆變開關(guān)管關(guān)斷時與隔離變壓器的漏感產(chǎn)生諧振，使箝位開關(guān)管和逆變開關(guān)管獲得零電壓切換(zvs)，通過諧振將高頻隔離變壓器漏感的能量傳遞到副邊，避免漏感的能量損耗及瞬間造成逆變開關(guān)管的電壓尖峰。同時，減少整流回路中的二極管損耗，實(shí)現(xiàn)正(負(fù))端逆變開關(guān)管的軟開關(guān)，降低原邊開關(guān)管及副邊整流二極管的電壓應(yīng)力和開關(guān)損耗。利用副邊的倍壓整流，既降低了副邊整流二極管的電壓應(yīng)力，也同時將正激能量和反激能量形成不同的回路，從而巧妙的實(shí)現(xiàn)了類似常規(guī)的功率因素矯正類似的能量傳送。即輸出電壓是成比例的輸入電壓(正激能量)加上成比例的電感儲存能量(反激能量)的電壓。

如圖3所示，其為現(xiàn)有技術(shù)cn103812359b的開關(guān)管驅(qū)動時序圖：第①，③區(qū)域，逆變開關(guān)管q2(或q1)不發(fā)pwm驅(qū)動，則會出現(xiàn)c2(或c1)有累積的箝位吸收電能量，從而電壓逐步抬高；而在交流換相時，輸入為零或者零附近某個低電壓，會出現(xiàn)瞬間輸入電壓幅值低于電容電壓幅值，從而輸入整流二極管d1或者d2被反向偏置，輸入無法導(dǎo)通和提供電流，因此輸入電流諧波會變差。

本發(fā)明的電路開關(guān)管驅(qū)動時序圖如圖4所示，將cn103812359b中的第①，③區(qū)域，在輸入電壓即將由負(fù)值或者正值轉(zhuǎn)向零點(diǎn)附近的一定區(qū)域新增兩個區(qū)域，即對應(yīng)圖4中的第⑤、第⑥區(qū)域，在該區(qū)域中給逆變開關(guān)管q1(q2)施加一個高頻的pwm信號，同時給箝位開關(guān)管q2(q1)上的驅(qū)動電壓是一個與q1(q2)近似互補(bǔ)的pwm電壓，兩個pwm驅(qū)動電壓之間有一定的死區(qū)延遲關(guān)系，通過設(shè)定第⑤、第⑥區(qū)域主管以及箝位管的驅(qū)動占空比，使箝位電容的能量可以通過反向諧振的時候釋放到輸出側(cè)；在該區(qū)域，變換電路工作于反激模式，當(dāng)輸入電壓在第⑤，⑥區(qū)域時，箝位開關(guān)管q2(或者q1)才按照上述的箝位方法工作，可有效的提高電路的穩(wěn)定可靠性，改善交流電壓零點(diǎn)附近的諧波，避免出現(xiàn)如現(xiàn)有技術(shù)cn103812359b中的情形。

由以上的工作模式中的狀態(tài)一級狀態(tài)四的分析可知，在交流-直流變換電路中，隔離變壓器好比是線性的變壓器，輸入電壓的線性比例的降低輸入到電容c4，同時隔離變壓器又好比常規(guī)功率因素矯正電路中pfc電感，將在開關(guān)管導(dǎo)通中存儲的能量在開關(guān)管關(guān)斷的時候釋放至電容c3，因此電容c3、c4上的電壓構(gòu)成了一個線性比例與常規(guī)無隔離的pfc電壓。所以，電路很好地實(shí)現(xiàn)了隔離式pfc，而這種優(yōu)勢已知的單級隔離式交流-直流變換電路所不具備的。

當(dāng)輸入電壓為交流的負(fù)半周時，將通過二極管d2整流，然后電容c2會進(jìn)行輸入高頻濾波。逆變線路則由逆變開關(guān)管q2和隔離變壓器t1原邊線圈共同構(gòu)成；此時原邊箝位諧振電路由箝位電容c1、箝位開關(guān)管q1及變壓器原邊線圈共同構(gòu)成。同時電容c3、c4的電壓波形也對稱性調(diào)轉(zhuǎn)，電容c3充當(dāng)正激回路的輸出電容，c4充當(dāng)反激回路的輸出電容。其他工作狀態(tài)原理及控制方法與前述正半波的一致。

由以上分析可知，本電路中，原邊的逆變開關(guān)管、高頻濾波電容在輸入電壓正負(fù)半周的時候被巧妙地分時復(fù)用為箝位開關(guān)管及箝位電容，輸入整流回路只需通過一個二極管即可，同時輸出也只需要通過一個二極管就構(gòu)成整流回路。因此，本電路的線路簡潔，效率高。

實(shí)施例二

本發(fā)明還提供一種二相、三相或更多相輸入的交流-直流變換電路。如圖5所示為一種三相四線倍壓整流變換電路，其各子電路的基本電路組成、電路開關(guān)管驅(qū)動時序及有益效果與實(shí)施例一相同，區(qū)別是：輸入是三相。其好處是可以獲得比實(shí)施例一輸出電壓特性更好的輸出電壓，輸出電壓更加平滑，紋波電壓更小，其輸出組的電容上的紋波幅值如圖6所示，其中線條10和11表示輸出電容上的電壓，其他的三條線表示輸入的三相電壓。圖5中，d1a、d2a、d1b、d2b、d1c、d2c表示原邊整流二極管，c1a、c2a、c1b、c2b、c1c、c2c表示原邊濾波電容，q1a、q2a、q1b、q2b、q1c、q2c表示原邊逆變開關(guān)管，t1a、t1b、t1c表示變壓器，d3a、d4a、d3b、d4b、d3c、d4c表示副邊整流二極管，c3a、c4a、c5b、c3b、c4b、c5b、c3c、c4c、c5c表示副邊濾波電容。

同理，本實(shí)施例還提供另一種二相、三相或更多相輸入的交流-直流變換電路，圖7所示為一種三相三線倍壓整流變換電路，基本電路組成及有益效果與圖5相同，區(qū)別是：輸入無零線輸入。其好處是在實(shí)際三相三線無零線輸入使用環(huán)境中，依然可以實(shí)現(xiàn)前述性能。

如上所述電路都是二次側(cè)由d3x，d4x以及c3x，c4x所組成的倍壓整流電路，包括圖1所示的單相倍壓整流電路，圖5和圖7所示的多相倍壓整流電路電路。本發(fā)明還提供另一種單相、二相、三相或更多相輸入的交流-直流變換電路，其二次側(cè)由d3x，d4x以及d5x，d6x所組成的全橋整流電路，同樣能夠?qū)崿F(xiàn)如上的效果。除倍壓整流電路和全橋整流電路外，其他的副邊整流電路也同樣能夠?qū)崿F(xiàn)如上的效果。

實(shí)施例三

本發(fā)明還提供一種二相、三相或更多相輸入的交流-直流變換電路。如圖8所示，為一種三相四線輸入交流-直流變換電路，每一個子電路包括原邊電路100、高頻隔離變壓器t1、副邊電路200和控制電路，且其各個子電路中隔離變壓器副邊繞組的一端連接同一點(diǎn)。

具體地，原邊電路100包括輸入整流電路、原邊輸入濾波電容和原邊逆變電路；副邊電路200包括副邊整流電路和副邊輸出濾波電容，其各子電路與實(shí)施例一中圖1的交流-直流變換電路相同。

圖8所示的三相四線輸入交流-直流變換電路與圖5所示的三相四線倍壓整流變換電路的區(qū)別在于：各交流-直流變換子電路中副邊第三、第四電容的中間點(diǎn)連接同一點(diǎn)，即各交流-直流變換電路中隔離變壓器副邊繞組的同名端連接同一點(diǎn)。其好處是：每一個變換子電路輸出組的電容電壓上的紋波與輸入交流源的頻率是2倍的關(guān)系，由于該電路為三相輸入交流-直流變換電路，通過將3個倍壓整流電路電容中間點(diǎn)連接后，形成6倍的關(guān)系，其輸出組的電容電壓上的紋波幅值如圖9所示，其中，線條12和13表示電容上的電壓，其他的三條線表示輸入的三相電壓。相較于圖6，本實(shí)施例中的交流-直流變化電路，其輸出端濾波電容上工頻紋波電壓倍頻化，紋波幅值可減少至三分之一左右，因此改善各輸出端濾波電容上的低頻電壓電流應(yīng)力。另外，如果輸入的交流的頻率越高，其波動越小，因此更加適合頻率高的交流源。

該電路中各子電路的開關(guān)管驅(qū)動時序及有益效果與實(shí)施例一相同。

如上所述的三相的開關(guān)時序是一致的，其輸出的電壓v0可能為三種情況：v0＝v2a+v2b或v0＝v2c+v2b或v0＝v2a+v2c，相較于圖5中輸出的電壓v0＝v2a或v2b或v2c而言，其電壓輸出范圍更寬，更有利于輸出電壓較高的場合。

另外，通過將三相的開關(guān)時序設(shè)定一定的相位關(guān)系，可以實(shí)現(xiàn)輸出電流的最大直供，減少電容的儲能作用。

同理，如圖10所示的三相三線倍壓整流電路，其基本電路組成及有益效果與圖8所示的三相四線倍壓整流電路相同，區(qū)別是：輸入無零線輸入。在實(shí)際三相三線無零線輸入使用環(huán)境中，依然可以實(shí)現(xiàn)前述性能。

如圖8和圖10所示的三相輸入交流-直流變換電路都是二次側(cè)由d3x，d4x以及c3x，c4x所組成的倍壓整流電路。除此之外，如圖11和圖12所示，其二次側(cè)由d3x，d4x以及d5x，d6x所組成的全橋整流電路，其各交流-直流變換子電路中副邊第五、第六二極管的中間點(diǎn)連接同一點(diǎn)，即各交流-直流變換電路中隔離變壓器副邊繞組的同名端連接同一點(diǎn)，同樣可以實(shí)現(xiàn)如上的效果。

可以理解的是：除了如實(shí)施例三中所示的原邊電路外，使用其他的原邊電路，通過將各交流-直流變換電路中隔離變壓器副邊繞組的一端連接同一點(diǎn)，同樣也可以實(shí)現(xiàn)輸出端濾波電容上工頻紋波電壓倍頻化，改善各輸出端濾波電容上的低頻電壓電流應(yīng)力的效果。

以上內(nèi)容是結(jié)合具體/優(yōu)選的實(shí)施方式對本發(fā)明所作的進(jìn)一步詳細(xì)說明，不能認(rèn)定本發(fā)明的具體實(shí)施只局限于這些說明。對于本發(fā)明所屬技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明構(gòu)思的前提下，其還可以對這些已描述的實(shí)施方式做出若干替代或變型，而這些替代或變型方式都應(yīng)當(dāng)視為屬于本發(fā)明的保護(hù)范圍。