本申請(qǐng)涉及電力系統(tǒng)柔性輸配電技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種模塊化多電平換流器直流諧波抑制方法。

背景技術(shù)：

模塊化多電平換流器(modularmultilevelconverter，mmc)是一種新型電壓源換流器，采用子模塊級(jí)聯(lián)方式構(gòu)成每一個(gè)橋臂。相比于傳統(tǒng)兩電平或三電平電壓源換流器，mmc避免了功率器件直接串聯(lián)構(gòu)成橋臂，難以滿足靜態(tài)和動(dòng)態(tài)均壓要求的難題；mmc可方便地調(diào)整子模塊級(jí)聯(lián)數(shù)目以達(dá)到提高電壓和輸出功率的目的；對(duì)于高壓大容量mmc，由于采用的級(jí)聯(lián)子模塊數(shù)目很多，輸出的電壓階梯波已非常逼近正弦波，因此輸出電壓諧波很小，不需要安裝濾波器。由于以上優(yōu)勢(shì)，mmc已成為柔性直流輸電(vsc-hvdc)技術(shù)的最佳選擇，基于mmc的高壓直流輸電(mmc-hvdc)也已成為高壓直流輸電領(lǐng)域的重要發(fā)展方向。

mmc為三相橋式電路結(jié)構(gòu)，采用最近電平逼近的控制方式。正常運(yùn)行時(shí)，mmc的各橋臂存在能量波動(dòng)，使三相橋臂間出現(xiàn)環(huán)流電流，環(huán)流電流以負(fù)序2倍頻分量為主。負(fù)序2倍頻環(huán)流的存在使橋臂電流產(chǎn)生畸變，增大了橋臂電流的峰值，從而提高了功率開關(guān)器件的容量要求。三相橋臂對(duì)稱時(shí)，負(fù)序2倍頻環(huán)流只在三相橋臂內(nèi)部流動(dòng)，不會(huì)流向mmc的交直流兩側(cè)系統(tǒng)。而當(dāng)三相橋臂不對(duì)稱或交流系統(tǒng)三相不對(duì)稱時(shí)，環(huán)流中不僅有負(fù)序2倍頻諧波電流，而且還包含其他頻率的諧波電流分量。那些具有零序特性的諧波電流分量既在橋臂中流動(dòng)，同時(shí)還流向mmc的交直流兩側(cè)系統(tǒng)，從而對(duì)電網(wǎng)及直流系統(tǒng)產(chǎn)生諧波危害。另一方面，在與mmc相連的直流系統(tǒng)中，可能存在對(duì)側(cè)mmc注入的諧波以及臨近交流線路感應(yīng)的諧波電流，這些諧波電流流入mmc的各個(gè)橋臂，將產(chǎn)生與環(huán)流相同的危害。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本申請(qǐng)的目的在于提供一種模塊化多電平換流器直流諧波抑制方法，以解決對(duì)電網(wǎng)及直流系統(tǒng)產(chǎn)生諧波危害的問題。

根據(jù)本申請(qǐng)的實(shí)施例，提供了一種模塊化多電平換流器直流諧波抑制方法，包括以下步驟：

獲取三相橋臂的環(huán)流測(cè)量值；

根據(jù)所述三相橋臂的環(huán)流測(cè)量值得到直流諧波電流；

根據(jù)所述直流諧波電流確定最高諧波電流頻次；

將所述直流諧波電流構(gòu)造成所述最高諧波電流頻次下的三相對(duì)稱信號(hào)；

將所述三相對(duì)稱信號(hào)變換到所述最高諧波電流頻次的同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，以零作為諧波電流參考值，計(jì)算直流諧波補(bǔ)償電動(dòng)勢(shì)；

將所述直流諧波補(bǔ)償電動(dòng)勢(shì)變換到三相靜止坐標(biāo)系，疊加到各相上下橋臂等效電動(dòng)勢(shì)參考值中，實(shí)現(xiàn)對(duì)模塊化多電平換流器直流諧波的抑制。

可選地，所述根據(jù)三相橋臂的環(huán)流測(cè)量值得到直流諧波電流的步驟中，所述直流諧波電流的計(jì)算公式為：

idch＝iacir+ibcir+iccir

其中，iacir、ibcir、iccir分別為流經(jīng)a、b、c三相橋臂的環(huán)流測(cè)量值。

可選地，所述根據(jù)直流諧波電流確定諧波數(shù)值最高的諧波電流頻次的步驟，包括：

對(duì)所述直流諧波電流進(jìn)行快速傅里葉轉(zhuǎn)換，得到各次諧波的幅值；

選取幅值最大的直流諧波電流對(duì)應(yīng)的頻次作為所述最高的諧波電流頻次。

可選地，所述將直流諧波電流構(gòu)造成所述最高的諧波電流頻次下的三相對(duì)稱信號(hào)的步驟中，所述三相對(duì)稱信號(hào)的計(jì)算公式為：

其中，t為時(shí)間，f0為基波頻率，h為最高的諧波電流頻次，idch為直流諧波電流，idcha、idchb、idchc分別為流經(jīng)a、b、c三相橋臂的對(duì)稱信號(hào)。

可選地，所述將三相對(duì)稱信號(hào)變換到所述最高諧波電流頻次的同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的步驟，包括：

所述將三相對(duì)稱信號(hào)經(jīng)派克變換和拉普拉斯變換到所述最高諧波電流頻次的同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系。

可選地，所述計(jì)算直流諧波補(bǔ)償電動(dòng)勢(shì)的公式為：

其中，r0為橋臂等效電阻，l0為橋臂電抗，idch為直流諧波電流，edch為直流諧波補(bǔ)償電動(dòng)勢(shì)。

可選地，所述將直流諧波補(bǔ)償電動(dòng)勢(shì)變換回三相靜止坐標(biāo)系，疊加到各相上下橋臂等效電動(dòng)勢(shì)參考值中的步驟中，所述各相上下橋臂等效電動(dòng)勢(shì)參考值的計(jì)算公式為：

其中，k是a、b、c三相中的任一相，p表示上橋臂，n表示下橋臂，ekp0、ekn0為原有控制系統(tǒng)給出的電動(dòng)勢(shì)參考值。

由以上技術(shù)方案可知，本申請(qǐng)實(shí)施例提供一種模塊化多電平換流器直流諧波抑制方法，包括以下步驟：獲取三相橋臂的環(huán)流測(cè)量值；根據(jù)所述三相橋臂的環(huán)流測(cè)量值得到直流諧波電流；根據(jù)所述直流諧波電流確定最高諧波電流頻次；將所述直流諧波電流構(gòu)造成所述最高諧波電流頻次下的三相對(duì)稱信號(hào)；將所述三相對(duì)稱信號(hào)變換到所述最高諧波電流頻次的同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，以零作為諧波電流參考值，計(jì)算直流諧波補(bǔ)償電動(dòng)勢(shì)；將所述直流諧波補(bǔ)償電動(dòng)勢(shì)變換到三相靜止坐標(biāo)系，疊加到各相上下橋臂等效電動(dòng)勢(shì)參考值中，實(shí)現(xiàn)對(duì)模塊化多電平換流器直流諧波的抑制。本申請(qǐng)實(shí)施例不僅可以抑制模塊化多電平換流器注入直流系統(tǒng)的諧波，還能補(bǔ)償模塊化多電平換流器直流系統(tǒng)中的背景諧波，因此能夠有效降低模塊化多電平換流器直流系統(tǒng)的諧波水平。

附圖說明

為了更清楚地說明本申請(qǐng)實(shí)施例或現(xiàn)有技術(shù)中的技術(shù)方案，下面將對(duì)實(shí)施例中所需要使用的附圖作簡(jiǎn)單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本申請(qǐng)的一些實(shí)施例，對(duì)于本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動(dòng)的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他的附圖。

圖1為根據(jù)本申請(qǐng)實(shí)施例示出的一種模塊化多電平換流器直流諧波抑制方法的流程圖；

圖2為本申請(qǐng)實(shí)施例示出的mmc直流諧波抑制方法框圖；

圖3為本申請(qǐng)實(shí)施例示出的mmc拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖；

圖4為本申請(qǐng)實(shí)施例示出的三相對(duì)稱mmc直流諧波電流流通圖；

圖5為本申請(qǐng)實(shí)施例示出的三相不對(duì)稱mmc直流諧波電流流通圖；

圖6為本申請(qǐng)實(shí)施例示出具有真雙極特性的mmc-hvdc系統(tǒng)原理圖；

圖7為未采用本申請(qǐng)方法的mmc直流電流幅頻特性圖；

圖8為采用本申請(qǐng)方法后的mmc直流電流幅頻特性圖；

圖9為采用本申請(qǐng)方法前后mmc直流電流等效干擾電流的變化曲線。

具體實(shí)施方式

參閱圖1和圖2，本申請(qǐng)實(shí)施例提供一種模塊化多電平換流器直流諧波抑制方法，包括以下步驟：

獲取三相橋臂的環(huán)流測(cè)量值；

根據(jù)所述三相橋臂的環(huán)流測(cè)量值得到直流諧波電流；

利用mmc直流諧波電流在橋臂上表現(xiàn)為零序環(huán)流的特點(diǎn)，對(duì)三相環(huán)流iacir、ibcir、iccir求和，即得到mmc直流電流idc中的諧波成分。且諧波分量在三相橋臂中平均分布，流入每個(gè)橋臂的諧波電流為總諧波電流的

根據(jù)所述直流諧波電流確定最高諧波電流頻次；

將所述直流諧波電流構(gòu)造成所述最高諧波電流頻次下的三相對(duì)稱信號(hào)；

由于同步旋轉(zhuǎn)(d-q)坐標(biāo)變換只能對(duì)給定頻率的交流正弦信號(hào)實(shí)現(xiàn)誤差跟蹤，為了取得最好的濾波效果，選擇idc(mmc直流端口的輸出電流)中諧波含量最高的頻次進(jìn)行抑制。對(duì)諧波檢測(cè)環(huán)節(jié)得到的idc諧波分量進(jìn)行快速傅里葉變換(fft)，并按照各次諧波含量的大小對(duì)諧波頻次進(jìn)行排序，諧波含量最高的頻次記為h，以此作為d-q坐標(biāo)變換時(shí)計(jì)算角速度的依據(jù)。

由于流入三相橋臂的直流諧波電流呈零序分布，為了通過d-q坐標(biāo)變換將其實(shí)時(shí)數(shù)值轉(zhuǎn)為可控的直流信號(hào)，根據(jù)頻率選擇環(huán)節(jié)選擇出的頻次h，將單相直流諧波信號(hào)延時(shí)構(gòu)造成三相對(duì)稱信號(hào)。

將所述三相對(duì)稱信號(hào)變換到所述最高諧波電流頻次的同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，設(shè)計(jì)pi環(huán)節(jié)和ωl耦合環(huán)節(jié)，以零作為諧波電流參考值，計(jì)算直流諧波補(bǔ)償電動(dòng)勢(shì)；

將所述直流諧波補(bǔ)償電動(dòng)勢(shì)變換到三相靜止坐標(biāo)系，疊加到各相上下橋臂等效電動(dòng)勢(shì)參考值中，實(shí)現(xiàn)抑制h次直流諧波，降低直流端口電流波動(dòng)水平的功能，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)模塊化多電平換流器直流諧波的抑制。

由以上技術(shù)方案可知，本申請(qǐng)實(shí)施例提供一種模塊化多電平換流器直流諧波抑制方法，包括以下步驟：獲取三相橋臂的環(huán)流測(cè)量值；根據(jù)所述三相橋臂的環(huán)流測(cè)量值得到直流諧波電流；根據(jù)所述直流諧波電流確定最高諧波電流頻次；將所述直流諧波電流構(gòu)造成所述最高諧波電流頻次下的三相對(duì)稱信號(hào)；將所述三相對(duì)稱信號(hào)變換到所述最高諧波電流頻次的同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，以零作為諧波電流參考值，計(jì)算直流諧波補(bǔ)償電動(dòng)勢(shì)；將所述直流諧波補(bǔ)償電動(dòng)勢(shì)變換到三相靜止坐標(biāo)系，疊加到各相上下橋臂等效電動(dòng)勢(shì)參考值中，實(shí)現(xiàn)對(duì)模塊化多電平換流器直流諧波的抑制。本申請(qǐng)實(shí)施例不僅可以抑制模塊化多電平換流器注入直流系統(tǒng)的諧波，還能補(bǔ)償模塊化多電平換流器直流系統(tǒng)中的背景諧波，因此能夠有效降低模塊化多電平換流器直流系統(tǒng)的諧波水平。

可選地，所述根據(jù)三相橋臂的環(huán)流測(cè)量值得到直流諧波電流的步驟中，所述直流諧波電流的計(jì)算公式為：

idch＝iacir+ibcir+iccir

其中，iacir、ibcir、iccir分別為流經(jīng)a、b、c三相橋臂的環(huán)流測(cè)量值。

mmc的環(huán)流定義為貫穿上下橋臂而不經(jīng)交流端口流出的電流成分。由換流器交流端口處的kcl關(guān)系可得下式：

ikcir＝ikp-ik＝ikn+ik

其中k代表a、b、c三相中的任一相；ik＝ik1+ikh，表示第k相交流端口的輸出電流，包含基波電流ik1和諧波電流ikh；ikp表示第k相的上橋臂電流；ikn表示第k相的下橋臂電流；ikcir表示第k相的環(huán)流。

消去上式中的ik，即得環(huán)流ikcir的表達(dá)式：

顯然，環(huán)流ikcir中的直流成分構(gòu)成了mmc直流端口輸出電流的直流成分。當(dāng)三相橋臂對(duì)稱運(yùn)行時(shí)，直流端口電流在三相橋臂上平分，ikcir的直流成分等于當(dāng)三相橋臂運(yùn)行存在不對(duì)稱時(shí)，ikcir的直流成分將在的基礎(chǔ)上疊加不平衡電流。

mmc交直流系統(tǒng)之間的能量交換是通過對(duì)子模塊電容的充放電完成的，由于其工作過程中子模塊電容的電壓不可能完全保持恒定，一定會(huì)隨充放電而產(chǎn)生波動(dòng)，這種波動(dòng)會(huì)在ikcir中引入交流成分。這種交流成分以負(fù)序2倍頻諧波電流為主，除此之外，還含有所有偶次諧波電流成分。

在圖3中，mmc直流端口的輸出電流idc＝idc+idch，表示包括直流分量idc和諧波分量idch。當(dāng)idc中含有諧波，即idch≠0時(shí)，idch通過三相橋臂流通。參閱圖4，圖4是三相對(duì)稱mmc直流諧波在橋臂上的電流通路示意圖。若mmc三相對(duì)稱，則idch與idc一樣，在三相橋臂上均分，此時(shí)mmc直流諧波在三相橋臂中表現(xiàn)為同頻率的零序環(huán)流。參閱圖5，圖5是三相不對(duì)稱mmc直流諧波在橋臂上的電流通路示意圖。若mmc三相不對(duì)稱，則idch除了形成零序環(huán)流外，還將在橋臂上形成同頻率的正序或負(fù)序環(huán)流。

可選地，所述根據(jù)直流諧波電流確定諧波數(shù)值最高的諧波電流頻次的步驟，包括：

對(duì)所述直流諧波電流進(jìn)行快速傅里葉轉(zhuǎn)換，得到各次諧波的幅值；

選取幅值最大的直流諧波電流對(duì)應(yīng)的頻次作為所述最高的諧波電流頻次。

可選地，所述將直流諧波電流構(gòu)造成所述最高的諧波電流頻次下的三相對(duì)稱信號(hào)的步驟中，所述三相對(duì)稱信號(hào)的計(jì)算公式為：

其中，t為時(shí)間，f0為基波頻率，h為最高的諧波電流頻次，idch為直流諧波電流，idcha、idchb、idchc分別為流經(jīng)a、b、c三相橋臂的對(duì)稱信號(hào)。

可選地，所述將三相對(duì)稱信號(hào)變換到所述最高諧波電流頻次的同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的步驟，包括：

所述將三相對(duì)稱信號(hào)經(jīng)park變換和拉普拉斯變換到所述最高諧波電流頻次的同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系。

可選地，所述計(jì)算直流諧波補(bǔ)償電動(dòng)勢(shì)的公式為：

其中，r0表示橋臂等效電阻，l0表示橋臂電抗，idch為直流諧波電流，edch為直流諧波補(bǔ)償電動(dòng)勢(shì)。

可選地，所述將直流諧波補(bǔ)償電動(dòng)勢(shì)變換回三相靜止坐標(biāo)系，疊加到各相上下橋臂等效電動(dòng)勢(shì)參考值中的步驟中，所述各相上下橋臂等效電動(dòng)勢(shì)參考值的計(jì)算公式為：

其中，k是a、b、c三相中的任一相，p表示上橋臂，n表示下橋臂，ekp0、ekn0為原有控制系統(tǒng)給出的電動(dòng)勢(shì)參考值。

由對(duì)mmc諧波電流通路的分析可知，mmc直流端口的諧波電流在換流器內(nèi)部表現(xiàn)為零序環(huán)流。因此通過控制橋臂上的零序環(huán)流，可控制對(duì)應(yīng)的諧波，從而起到抑制mmc直流諧波的效果。

根據(jù)mmc的控制原理，控制內(nèi)環(huán)的控制變量為各相上下橋臂的等效電動(dòng)勢(shì)，被控變量為mmc交流端口的三相電流。通過控制三相橋臂等效電動(dòng)勢(shì)的大小，調(diào)節(jié)交流端口的輸出電壓，使三相電流跟蹤外環(huán)給出的參考值，從而實(shí)現(xiàn)外環(huán)的控制目標(biāo)(如定功率，或定電壓等)。各相上下橋臂的等效電動(dòng)勢(shì)與三相電流的關(guān)系如下：

式中k代表a、b、c三相中的任一相；ekp、ekn分別為計(jì)算k相上、下橋臂各自觸發(fā)信號(hào)的電動(dòng)勢(shì)參考值。ik、ikcir為被控變量，分別表示k相交流電流和k相環(huán)流。按照目前常規(guī)的控制方法，一般通過park變換將ik變換到基頻正序的d-q坐標(biāo)系下，跟蹤外環(huán)給出的交流電流參考值；將ikcir變換到負(fù)序2倍頻的d-q坐標(biāo)系下，參考值設(shè)為零，以抑制2倍頻環(huán)流。此時(shí)，控制策略僅考慮ik中的基頻正序分量和ikcir中的負(fù)序2倍頻分量，即

當(dāng)mmc直流端口電流中存在諧波時(shí)，這些諧波反映在ikcir中，因此同樣可以借助式(2)加以抑制。下面基于以下假設(shè)，設(shè)計(jì)mmc直流諧波抑制控制策略。

(1)mmc已經(jīng)具備采用d-q坐標(biāo)變換的主控制系統(tǒng)和2倍頻環(huán)流抑制控制系統(tǒng)；

(2)mmc三相對(duì)稱，上下橋臂對(duì)稱；

(3)mmc采用最近電平逼近控制(nlc)，子模塊電容電壓采取電壓排序的均壓方式。

由于mmc各個(gè)橋臂運(yùn)行狀態(tài)對(duì)稱，當(dāng)直流電流idc中存在h次諧波idch時(shí)，其在橋臂電流中表現(xiàn)為頻次為h的零序環(huán)流。此時(shí)，idch在三相環(huán)流中均分，即

mmc上下橋臂等效電動(dòng)勢(shì)的表達(dá)式修正為：

其中ekp0、ekn0由式(3)給出，為原有控制系統(tǒng)給出的電動(dòng)勢(shì)參考值，定義為針對(duì)該次直流諧波形成的補(bǔ)償電動(dòng)勢(shì)edch。

以某柔性直流輸電工程的mmc-hvdc系統(tǒng)為例，在pscad/emtdc軟件中搭建其仿真模型，驗(yàn)證本申請(qǐng)所提mmc直流諧波抑制方法的效果。該mmc-hvdc系統(tǒng)為真雙極柔性直流輸電系統(tǒng)，其原理圖見圖6，額定參數(shù)如表1所示。

表1真雙極柔性直流輸電系統(tǒng)額定參數(shù)

由于mmc自身產(chǎn)生的諧波非常小，為了更清楚地觀察本實(shí)施方式的控制效果，在mmc直流端口處注入一個(gè)頻率300hz、幅值為3kv的諧波電壓源。仿真進(jìn)行到第1.5s時(shí)，投入本申請(qǐng)實(shí)施例提出的mmc直流諧波抑制方法。圖7、圖8分別為本申請(qǐng)方法使用前、后mmc直流電流的幅頻特性，圖9為本申請(qǐng)方法使用前后mmc直流等效干擾電流的變化曲線。

從圖7和圖8中可以看出，由于諧波電壓源的注入，直流電流中6次諧波電流的含量最高。mmc直流諧波抑制方法使用后，6次諧波電流的有效值從8.50a降到3.33a，mmc直流端口處的等效干擾電流也降低到投入前的一半?？梢姳旧暾?qǐng)?zhí)岢龅膍mc直流諧波抑制控制器可以準(zhǔn)確地檢測(cè)出直流電流中數(shù)值最高的諧波電流，并通過對(duì)該次諧波電流的抑制，有效降低mmc直流系統(tǒng)中的諧波水平。

從圖9可以看出，仿真進(jìn)行到第1.5s時(shí)，使用本申請(qǐng)?zhí)岢龅膍mc直流諧波抑制方法后，有效降低mmc直流系統(tǒng)中的諧波水平。

由以上技術(shù)方案可知，本申請(qǐng)實(shí)施例提供一種模塊化多電平換流器直流諧波抑制方法，包括以下步驟：獲取三相橋臂的環(huán)流測(cè)量值；根據(jù)所述三相橋臂的環(huán)流測(cè)量值得到直流諧波電流；根據(jù)所述直流諧波電流確定最高諧波電流頻次；將所述直流諧波電流構(gòu)造成所述最高諧波電流頻次下的三相對(duì)稱信號(hào)；將所述三相對(duì)稱信號(hào)變換到所述最高諧波電流頻次的同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，以零作為諧波電流參考值，計(jì)算直流諧波補(bǔ)償電動(dòng)勢(shì)；將所述直流諧波補(bǔ)償電動(dòng)勢(shì)變換到三相靜止坐標(biāo)系，疊加到各相上下橋臂等效電動(dòng)勢(shì)參考值中，實(shí)現(xiàn)對(duì)模塊化多電平換流器直流諧波的抑制。本申請(qǐng)實(shí)施例不僅可以抑制模塊化多電平換流器注入直流系統(tǒng)的諧波，還能補(bǔ)償模塊化多電平換流器直流系統(tǒng)中的背景諧波，因此能夠有效降低模塊化多電平換流器直流系統(tǒng)的諧波水平。

本領(lǐng)域技術(shù)人員在考慮說明書及實(shí)踐這里公開的申請(qǐng)后，將容易想到本申請(qǐng)的其它實(shí)施方案。本申請(qǐng)旨在涵蓋本申請(qǐng)的任何變型、用途或者適應(yīng)性變化，這些變型、用途或者適應(yīng)性變化遵循本申請(qǐng)的一般性原理并包括本申請(qǐng)未公開的本技術(shù)領(lǐng)域中的公知常識(shí)或慣用技術(shù)手段。說明書和實(shí)施例僅被視為示例性的，本申請(qǐng)的真正范圍和精神由下面的權(quán)利要求指出。

應(yīng)當(dāng)理解的是，本申請(qǐng)并不局限于上面已經(jīng)描述并在附圖中示出的精確結(jié)構(gòu)，并且可以在不脫離其范圍進(jìn)行各種修改和改變。本申請(qǐng)的范圍僅由所附的權(quán)利要求來限制。