本發(fā)明屬于電力電子技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及了一種無源補(bǔ)償?shù)椭C波十二脈波自耦變壓整流電路。

背景技術(shù)：

在工業(yè)應(yīng)用中，大部分電力電子裝置前級(jí)均含有整流器。中、大功率整流器廣泛應(yīng)用于電機(jī)調(diào)速，高壓直流輸電、電化學(xué)加工、航空航天及可再生能源變換等系統(tǒng)中。為了減小整流器對(duì)交流電網(wǎng)產(chǎn)生的諧波污染，其諧波抑制方法主要包含兩大類，一類為通過在交流輸入側(cè)安裝無源濾波器或有源電力濾波器對(duì)產(chǎn)生的諧波進(jìn)行補(bǔ)償，但是該方法所需的濾波器容量幾乎和整流器容量相當(dāng)，增加了系統(tǒng)的成本和損耗，降低了整流系統(tǒng)的可靠性。第二類為改善整流器結(jié)構(gòu)，使其產(chǎn)生盡量少的諧波，為解決整流器諧波污染的根本措施，包括高頻脈寬調(diào)制(pwm)整流技術(shù)和多脈波整流技術(shù)兩種方法。三相高頻pwm整流電路由于其諧波小，功率因數(shù)高，輸出電壓穩(wěn)定可調(diào)且能量能夠雙向流動(dòng)，得到了廣泛的應(yīng)用，但是pwm整流電路中開關(guān)器件存在導(dǎo)通和開關(guān)損耗，功率變換效率低，且pwm整流器的控制復(fù)雜、工作可靠性較低、電磁兼容性較差，因此在其應(yīng)用也具有一定的局限性；而多脈波整流電路，尤其是采用自耦變壓器技術(shù)的多脈波整流電路，其電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，無需復(fù)雜的控制電路，成本較低、工作可靠性高，是解決中、大功率整流系統(tǒng)諧波污染的有效途徑，也得到了廣泛的應(yīng)用。

多脈波整流技術(shù)采用兩個(gè)或多個(gè)三相橋式整流電路串聯(lián)或者并聯(lián)連接，電路工作在低頻狀態(tài)，因此其損耗小，可靠性高。工業(yè)中應(yīng)用最為廣泛的是由兩個(gè)三相橋式整流器構(gòu)成的十二脈波整流電路，該電路能夠完全消除輸入電流中的5、7次諧波成份，不采取其他濾波措施時(shí)，網(wǎng)側(cè)輸入電流thd值約為15％，相比單個(gè)三相橋式整流器，輸入電流諧波得到一定程度抑制，但是在一些諧波要求比較嚴(yán)格的中、大功率應(yīng)用場(chǎng)合，其thd值仍然不能滿足要求。通過更多組整流橋構(gòu)成的18、24和36等更多脈波數(shù)的整流電路，雖然能夠進(jìn)一步降低輸入電流諧波，但是帶來的是變壓器結(jié)構(gòu)復(fù)雜、制造困難，且系統(tǒng)復(fù)雜度變高，系統(tǒng)成本增加，適用性受到一定的限制。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為了解決上述背景技術(shù)提出的技術(shù)問題，本發(fā)明旨在提供一種無源補(bǔ)償?shù)椭C波十二脈波自耦變壓整流電路，改善常規(guī)十二脈波整流電路的網(wǎng)側(cè)輸入電流的諧波特性。

為了實(shí)現(xiàn)上述技術(shù)目的，本發(fā)明的技術(shù)方案為：

一種無源補(bǔ)償?shù)椭C波十二脈波自耦變壓整流電路，：包括六相輸出自耦變壓器、第一三相橋式整流電路、第二三相橋式整流電路、第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器、第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器、單相橋式整流電路、直流側(cè)濾波電感以及直流側(cè)輸出平波電容；六相輸出自耦變壓器的三相輸入端連接至三相交流電網(wǎng)，六相輸出自耦變壓器的輸出端分成兩組，一組連接至第一三相橋式整流電路的三相輸入端，另一組連接至第二三相橋式整流電路的三相輸入端；第一三相橋式整流電路的正極性輸出端和第二三相橋式整流電路的正極性輸出端分別連接至第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器的原邊繞組兩端，第一三相橋式整流電路的負(fù)極性輸出端和第二三相橋式整流電路的負(fù)極性輸出端分別連接至第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器的原邊繞組兩端；第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器的原邊繞組的中心抽頭連接至直流側(cè)濾波電感的一端，直流側(cè)濾波電感的另一端連接至直流側(cè)輸出平波電容的正極性端，直流側(cè)輸出平波電容的負(fù)極性端連接至第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器的原邊繞組中心抽頭，直流側(cè)輸出電容的兩端連接直流負(fù)載或后級(jí)功率變換器電路，第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器的副邊補(bǔ)償繞組和第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器的副邊補(bǔ)償繞組串聯(lián)連接，并連接至單相橋式整流電路的交流輸入端；單相橋式整流電路的正極性輸出端連接至第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器的原邊繞組中心抽頭，單相橋式整流電路的負(fù)極性輸出端連接至第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器的原邊繞組中心抽頭，通過調(diào)節(jié)第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器和第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器的原副邊匝數(shù)比來調(diào)節(jié)單相橋式整流電路的導(dǎo)通時(shí)間，實(shí)現(xiàn)直流輸出側(cè)的諧波電流補(bǔ)償，進(jìn)而減小網(wǎng)側(cè)輸入電流的諧波成份。

進(jìn)一步地，該電路的補(bǔ)償過程包括3種狀態(tài)：

狀態(tài)i：第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器的副邊繞組和第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器的副邊繞組的串聯(lián)輸出電壓大于單相橋式整流電路的直流側(cè)輸出電壓，此時(shí)負(fù)載電流由第一三相橋式整流電路和單相橋式整流電路共同提供；

狀態(tài)ⅱ：第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器的副邊繞組和第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器的副邊繞組的串聯(lián)輸出電壓介于單相橋式整流電路的直流側(cè)輸出電壓和直流側(cè)輸出電壓的負(fù)值之間，此時(shí)負(fù)載電流由第一三相橋式整流電路和第二三相橋式整流電路共同提供，并且兩個(gè)三相橋式整流電路各提供負(fù)載電流的二分之一；

狀態(tài)ⅲ：第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器的副邊繞組和第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器的副邊繞組的串聯(lián)輸出電壓小于直流側(cè)輸出電壓的負(fù)值，此時(shí)負(fù)載電流由第二三相橋式整流電路和單相橋式整流電路共同提供。

進(jìn)一步地，第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器、第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器的原副邊匝數(shù)比n滿足：

上式中，np為第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器、第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器的原邊繞組匝數(shù)，ns為第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器、第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器的副邊繞組匝數(shù)。

進(jìn)一步地，第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器、第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器的原邊電感值lp滿足：

上式中，u2為三相橋式整流電路的輸入相電壓有效值，ω為交流輸入電壓的角頻率，idmin為第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器、第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器的原邊繞組激磁電流。

進(jìn)一步地，所述第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器、第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器的原邊繞組激磁電流idmin的取值為額定負(fù)載電流的1％～20％。

進(jìn)一步地，直流側(cè)濾波電感的電感值l和直流側(cè)輸出平波電容的容值c滿足：

上式中，f為輸入三相交流電壓的頻率。

采用上述技術(shù)方案帶來的有益效果：

本發(fā)明利用平衡電抗器的副邊補(bǔ)償繞組，對(duì)十二脈波整流電路的直流輸出側(cè)進(jìn)行電流諧波補(bǔ)償，進(jìn)而有效抑制了整流電路網(wǎng)側(cè)輸入電流的諧波含量，特別是11、13次電流諧波。同時(shí)，由于補(bǔ)償繞組只需補(bǔ)償諧波電流，故補(bǔ)償電流很小，單相橋式整流電路中二極管的導(dǎo)通損耗很小。采用無源補(bǔ)償方式，簡(jiǎn)單、可靠，非常適合應(yīng)用于中大功率交直流變換系統(tǒng)中。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的電路拓?fù)鋱D；

標(biāo)號(hào)說明：at、六相輸出自耦變壓器；rb1、第一三相橋式整流電路；rb2、第二三相橋式整流電路；lp1、第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器；lp2、第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器；srb、單相橋式整流電路；lf、直流側(cè)濾波電感；co、直流側(cè)輸出平波電容；

圖2為帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器繞組電壓波形圖；

圖3為無源補(bǔ)償?shù)椭C波十二脈波自耦變壓整流電路狀態(tài)i示意圖；

圖4為無源補(bǔ)償?shù)椭C波十二脈波自耦變壓整流電路狀態(tài)ii示意圖；

圖5為無源補(bǔ)償?shù)椭C波十二脈波自耦變壓整流電路狀態(tài)iii示意圖；

圖6為三相橋式整流電路正極性端輸出電流波形圖；

圖7為滿載時(shí)整流器網(wǎng)側(cè)輸入電流仿真及諧波含量分布對(duì)比圖；

圖8為無源補(bǔ)償?shù)椭C波十二脈波自耦變壓整流電路滿載時(shí)網(wǎng)側(cè)輸入電流實(shí)驗(yàn)波形及諧波含量分布圖；

圖9為無源補(bǔ)償?shù)椭C波十二脈波自耦變壓器整流電路和常規(guī)十二脈波整流電路輸入電流thd變化曲線對(duì)比圖；

圖10為無源補(bǔ)償?shù)椭C波十二脈波自耦變壓整流電路不同負(fù)載下網(wǎng)側(cè)輸入電流thd變化曲線圖。

具體實(shí)施方式

以下將結(jié)合附圖，對(duì)本發(fā)明的技術(shù)方案進(jìn)行詳細(xì)說明。

如圖1所示，一種無源補(bǔ)償?shù)椭C波十二脈波自耦變壓整流電路，包括六相輸出自耦變壓器at、第一三相橋式整流電路rb1、第二三相橋式整流電路rb2、第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器lp1、第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器lp2、由四個(gè)二極管d1、d2、d3、d4構(gòu)成的單相橋式整流電路srb、直流側(cè)濾波電感l(wèi)f以及直流側(cè)輸出平波電容co。

六相輸出自耦變壓器at的三相輸入端連接至三相交流電網(wǎng)，六相輸出自耦變壓器at的輸出端分成兩組，一組連接至第一三相橋式整流電路rb1的三相輸入端，另一組連接至第二三相橋式整流電路rb2的三相輸入端；第一三相橋式整流電路rb1的正極性輸出端a和第二三相橋式整流電路rb2的正極性輸出端b分別連接至第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器lp1的原邊繞組兩端，第一三相橋式整流電路rb1的負(fù)極性輸出端c和第二三相橋式整流電路rb2的負(fù)極性輸出端d分別連接至第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器lp2的原邊繞組兩端；第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器lp1的原邊繞組的中心抽頭p連接至直流側(cè)濾波電感l(wèi)f的一端，直流側(cè)濾波電感l(wèi)f的另一端連接至直流側(cè)輸出平波電容co的正極性端，直流側(cè)輸出平波電容co的負(fù)極性端連接至第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器lp2的原邊繞組中心抽頭n，直流側(cè)輸出電容co的兩端連接直流負(fù)載或后級(jí)功率變換器電路，第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器lp1的副邊補(bǔ)償繞組和第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器lp2的副邊補(bǔ)償繞組串聯(lián)連接，并連接至單相橋式整流電路srb的交流輸入端e、f；單相橋式整流電路srb的正極性輸出端連接至第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器lp1的原邊繞組中心抽頭p，單相橋式整流電路srb的負(fù)極性輸出端連接至第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器2lp2的原邊繞組中心抽頭n，通過調(diào)節(jié)第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器lp1和第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器lp2的原副邊匝數(shù)比來調(diào)節(jié)單相橋式整流電路srb的導(dǎo)通時(shí)間，實(shí)現(xiàn)直流輸出側(cè)的諧波電流補(bǔ)償，進(jìn)而減小網(wǎng)側(cè)輸入電流的諧波成份。

常規(guī)十二脈波整流電路負(fù)載電流由兩組三相橋式整流電路共同提供，且各自提供負(fù)載電流的二分之一，平衡電抗器承擔(dān)著兩組三相橋式整流電路的輸出電壓差。在本發(fā)明的無源補(bǔ)償?shù)椭C波十二脈波自耦變壓整流電路中，假若帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器lp1、lp2的副邊補(bǔ)償繞組還沒有建立起補(bǔ)償時(shí)，其串聯(lián)輸出電壓波為6倍電網(wǎng)頻率的三角波，如圖2所示。當(dāng)補(bǔ)償電壓的絕對(duì)值大于直流側(cè)輸出電壓時(shí)，單相橋式整流電路中對(duì)應(yīng)二極管導(dǎo)通，補(bǔ)償繞組向直流負(fù)載側(cè)提供補(bǔ)償電流。當(dāng)補(bǔ)償電壓的絕對(duì)值小于直流側(cè)輸出電壓時(shí)，單項(xiàng)橋式整流電路中各二極管截止，補(bǔ)償繞組中不產(chǎn)生補(bǔ)償電流，負(fù)載由兩組三相整流電路共同提供。通過調(diào)節(jié)帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器的原副邊匝數(shù)比，可以調(diào)節(jié)補(bǔ)償電壓的峰值，實(shí)現(xiàn)單相橋式整流電路導(dǎo)通時(shí)間的控制，從而達(dá)到合適諧波電流補(bǔ)償?shù)哪康摹８鶕?jù)負(fù)載電流的組成，可以將電路的運(yùn)行分為三個(gè)狀態(tài)：

狀態(tài)i：當(dāng)單相橋式整流電路輸入電壓uef大于直流側(cè)電壓upn時(shí)，單相橋式整流電路中二極管d1和二極管d4導(dǎo)通，帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器lp1和lp2的副邊繞組分別產(chǎn)生電流ik，并在原邊繞組中感應(yīng)出相應(yīng)的環(huán)流。環(huán)流與第一三相橋式整流電路rb1中的電流方向一致，導(dǎo)致第二三相橋式整流電路rb2中二極管截止。其中，第一三相橋式整流電路rb1的正極性端電流為i1+，負(fù)極性端電流為i1-。負(fù)載電流id由第一三相橋式整流電路rb1和單相橋式整流電路srb共同供電，如圖3所示。

狀態(tài)ii：當(dāng)單相橋式整流電路輸入電壓uef介于直流側(cè)輸出電壓upn以及直流側(cè)輸出電壓的負(fù)值-upn時(shí)，單相橋式整流電路中二極管均處于截止?fàn)顟B(tài)，帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器lp1和lp2的副邊繞組不產(chǎn)生電流，原邊在電路中平衡兩側(cè)三相整流電路的電壓差，使得負(fù)載電流id由兩側(cè)三相橋式整流電路共同供電，其中，第一三相橋式整流電路rb1的正極性端電流為i1+，負(fù)極性端電流為i1-；第二三相橋式整流電路rb2的正極性端電流為i2+，負(fù)極性端電流為i2-，如圖4所示。

狀態(tài)iii：當(dāng)單相橋式整流電路輸入電壓uef小于直流側(cè)輸出電壓的負(fù)值-upn時(shí)，單相橋式整流電路中二極管d2和二極管d3導(dǎo)通，帶副邊的平衡電抗器lp1和lp2的副邊分別產(chǎn)生電流ik，并在原邊感應(yīng)出相應(yīng)的環(huán)流，與第二三相橋式整流電路rb2中的電流方向一致，導(dǎo)致第一三相橋式整流電路rb1中二極管截止，其中，第二三相橋式整流電路rb2的正極性端電流為i2+，負(fù)極性端電流為i2-。負(fù)載電流id由第二三相橋式整流電路rb2和單相橋式整流電路srb共同供電，如圖5所示。

根據(jù)對(duì)十二脈波無源補(bǔ)償電路的三個(gè)狀態(tài)時(shí)的電流分析，可知兩組三相橋式整流電路正極性端的輸出電流波形如圖6所示。在電路狀態(tài)i和狀態(tài)iii，lp1和lp2的副邊補(bǔ)償繞組產(chǎn)生補(bǔ)償電流，通過調(diào)節(jié)lp1和lp2原副邊的匝數(shù)比，可以間接調(diào)節(jié)電路狀態(tài)i和狀態(tài)iii的工作時(shí)間。經(jīng)過合理的計(jì)算，為了能夠達(dá)到較好的諧波電流補(bǔ)償效果，降低網(wǎng)側(cè)輸入電流的諧波含量，lp1和lp2的原副邊匝數(shù)比n需要滿足：

上式中，np為第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器lp1、第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器lp2的原邊繞組匝數(shù)，ns為第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器lp1、第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器lp2的副邊繞組匝數(shù)。

為了保證電路在狀態(tài)ii時(shí)，負(fù)載電流能有兩組三相橋式整流電路共同供電，且各自提供二分之一的負(fù)載電流，第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器lp1、第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器lp2的原邊電感值lp滿足：

上式中，u2為三相橋式整流電路的輸入相電壓有效值，ω為交流輸入電壓的角頻率，idmin為第一帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器lp1、第二帶副邊補(bǔ)償繞組的平衡電抗器lp2的原邊繞組激磁電流，為使得二個(gè)三相橋式整流電路能平衡工作的最小負(fù)載電流值，一般取負(fù)載額定電流的1％～5％，但該取值并不限于上述范圍，可以是額定負(fù)載電流的任意比例。

整流電路的輸出通常常用大容量電解電容平波，以減小負(fù)載上的電壓紋波或給后級(jí)的直流/直流(dc/dc)或直流/交流(dc/ac)變換器提供一個(gè)電壓源型的輸入。在采用大容量電解電容co濾波和前后級(jí)電路解耦時(shí)會(huì)出現(xiàn)十二脈波整流電路直流輸出側(cè)電流斷續(xù)的情況，在該情況下，平衡電抗器將無法承擔(dān)兩組三相橋式整流電路的電壓差，兩組三相橋式整流電路將由共同供電狀態(tài)變?yōu)閱芜吂╇姞顟B(tài)，輸入電流的諧波含量將急劇升高，為了避免十二脈波無源補(bǔ)償整流電路出現(xiàn)直流輸出側(cè)電流斷續(xù)的情況，需要在直流母線上增加直流側(cè)輸出電感l(wèi)f，其感值l與直流側(cè)輸出平波電容co的容值c需要滿足：

上式中，f為輸入三相交流電壓的頻率。

圖7為三相輸入電壓為380v，頻率為50hz，額定輸出功率為9kw的常規(guī)十二脈波整流電路和本發(fā)明提出的無源補(bǔ)償?shù)椭C波十二脈波自耦變壓整流電路在阻性負(fù)載條件下、滿載運(yùn)行時(shí)網(wǎng)側(cè)輸入電流及其諧波含量的仿真對(duì)比圖，從圖中可以明顯看出，十二脈波無源補(bǔ)償整流電路有效抑制了常規(guī)十二脈波整流電路網(wǎng)側(cè)輸入電流中主要的諧波含量——11、13次諧波，使得網(wǎng)側(cè)輸入電流的諧波特性有了很大程度的提升。

圖8為無源補(bǔ)償?shù)椭C波十二脈波自耦變壓整流電路在三相輸入電壓為380v，頻率50hz，輸出功率為9kw的條件下，網(wǎng)側(cè)輸入電流的實(shí)驗(yàn)波形及諧波含量圖，從圖中可以看出網(wǎng)側(cè)輸入電流的波形已經(jīng)近似變成了一周期內(nèi)有24個(gè)階梯的階梯波形，相比于常規(guī)十二脈波整流電路一周期12個(gè)階梯的階梯波形，網(wǎng)側(cè)輸入電流中的11、13次諧波電流得到了明顯的抑制，輸入電流的總諧波含量大大降低。

圖9為阻性負(fù)載由輕載至滿載變化過程中，網(wǎng)側(cè)輸入電流的thd分別在常規(guī)十二脈波整流電路和無源補(bǔ)償?shù)椭C波十二脈波自耦變壓整流電路情況下的變化曲線。從圖中可以明顯看出，在重載情況下，無源補(bǔ)償?shù)椭C波十二脈波自耦變壓整流電路網(wǎng)側(cè)輸入電流的thd保持在7％左右，遠(yuǎn)小于常規(guī)十二脈波整流電路的15％。在輕載情況時(shí)，特別是負(fù)載降低到滿載的1/5以下時(shí)，平衡電抗器繞組中電流出現(xiàn)斷續(xù)情況，無論是無源補(bǔ)償?shù)椭C波十二脈波自耦變壓整流電路還是常規(guī)十二脈波整流電路，網(wǎng)側(cè)輸入電流的諧波含量都明顯上升，但是無源補(bǔ)償?shù)椭C波十二脈波自耦變壓整流電路仍然顯著小于常規(guī)十二脈波整流電路的電流諧波含量。

為了進(jìn)一步驗(yàn)證圖9中的仿真結(jié)果，對(duì)無源補(bǔ)償?shù)椭C波十二脈波自耦變壓整流電路進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)分析，網(wǎng)側(cè)輸入電流的thd變化曲線與仿真結(jié)果基本一致，具體的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)如圖10所示。本發(fā)明提出的一種無源補(bǔ)償?shù)椭C波十二脈波自耦變壓整流電路對(duì)網(wǎng)側(cè)輸入電流的諧波抑制效果明顯，而且該電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，運(yùn)行可靠，成本低，補(bǔ)償效率高，非常適合應(yīng)用于工業(yè)中低壓大電流的交直流變換系統(tǒng)中。

實(shí)施例僅為說明本發(fā)明的技術(shù)思想，不能以此限定本發(fā)明的保護(hù)范圍，凡是按照本發(fā)明提出的技術(shù)思想，在技術(shù)方案基礎(chǔ)上所做的任何改動(dòng)，均落入本發(fā)明保護(hù)范圍之內(nèi)。