本發(fā)明屬于電力設(shè)備技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種基于mmc的電力電子配電變壓器及其控制方法。

背景技術(shù)：

由于節(jié)能降耗推動(dòng)著能源結(jié)構(gòu)的調(diào)整，使得風(fēng)能、太陽(yáng)能等可再生能源在電力能源中扮演的角色越來(lái)越重，因此，對(duì)于未來(lái)電網(wǎng)的智能化、靈活性、互動(dòng)性等的要求也是越來(lái)越高。我國(guó)電網(wǎng)提出了智能電網(wǎng)的發(fā)展的目標(biāo)，而這一目標(biāo)的實(shí)現(xiàn)與否將主要取決于電網(wǎng)中使用的智能設(shè)備的性能和智能化水平。在目前電網(wǎng)使用的眾多電氣設(shè)備中，配電變壓器是配電網(wǎng)中使用最為廣泛、地位最為重要的電氣設(shè)備之一，其主要功能是實(shí)現(xiàn)將6kv-35kv電壓轉(zhuǎn)變至380v電壓供給用戶使用。而且我國(guó)變壓器年生產(chǎn)總?cè)萘康膌/3是配電變壓器。所以，配電變壓器的性能指標(biāo)以及智能化水平將會(huì)嚴(yán)重影響未來(lái)我國(guó)智能電網(wǎng)智能化水平和供電質(zhì)量。

模塊組合多電平變換器(modularmultilevelconvert)，簡(jiǎn)稱mmc，是一種新型的多電平拓?fù)?，除了具有傳統(tǒng)多電平整流器的優(yōu)點(diǎn)，mmc采用模塊化結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，便于系統(tǒng)擴(kuò)容和冗余工作，具有故障穿越和恢復(fù)能力，系統(tǒng)可靠性高。然而，基于mmc的配電變壓器的控制元件多，系統(tǒng)控制復(fù)雜，價(jià)格昂貴，在一定程度上限制了其應(yīng)用。另外，在電力系統(tǒng)中，三相不平衡可分為故障性不平衡和非故障性不平衡兩類。對(duì)于非故障性三相不平衡，雖允許在工況下長(zhǎng)期存在，但只要輸電線路三相不平衡大于一定程度，就會(huì)導(dǎo)致線路輸送容量不足、線路損耗增大以及保護(hù)誤動(dòng)等問(wèn)題，對(duì)電力系統(tǒng)產(chǎn)生危害；長(zhǎng)期存在則會(huì)嚴(yán)重影響電網(wǎng)的安全、經(jīng)濟(jì)、穩(wěn)定運(yùn)行。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明所要解決的技術(shù)問(wèn)題在于針對(duì)上述現(xiàn)有技術(shù)中的不足，提供了一種基于mmc的電力電子配電變壓器及其控制方法，其igbt使用的數(shù)量少，成本低，可靠性高，擴(kuò)展容量方便，高壓交流電網(wǎng)(4)發(fā)生三相不平衡或者電壓暫降故障時(shí)，電力電子配電變壓器能夠安全且可靠地運(yùn)行，供電質(zhì)量高，低壓交流電網(wǎng)(5)發(fā)生故障對(duì)高壓交流電網(wǎng)(4)的沖擊波動(dòng)小，效率高。

為解決上述技術(shù)問(wèn)題，本發(fā)明采用的技術(shù)方案是：基于mmc的電力電子配電變壓器，其特征在于：包括依次連接的mmc整流器模塊、dc-dc隔離器和dc-ac逆變器，所述mmc整流器模塊的輸入端與高壓交流電網(wǎng)連接，所述dc-ac逆變器的輸出端與低壓交流電網(wǎng)連接；所述dc-dc隔離器包括多個(gè)dc-dc隔離子單元，多個(gè)所述dc-dc隔離子單元的電壓輸入端依次串聯(lián)連接在mmc整流器模塊的直流輸出端之間，多個(gè)所述dc-dc隔離子單元的輸出端并聯(lián)連接在dc-ac逆變器的直流輸入端之間；所述dc-dc隔離子單元包括依次連接的子逆變器、子中頻變壓器和子整流器，所述子逆變器包括由上橋臂電容、上橋臂igbt、下橋臂電容和下橋臂igbt組成的單相全橋逆變電路，所述單相全橋逆變電路的輸入端并聯(lián)接有分壓電容，所述子整流器為二極管不控橋式整流器。

上述的基于mmc的電力電子配電變壓器，其特征在于：所述dc-ac逆變器為三相全橋逆變器，所述三相全橋逆變器與所述低壓交流電網(wǎng)之間連接有濾波電感。

上述的基于mmc的電力電子配電變壓器，其特征在于：所述二極管不控橋式整流器包括二極管橋式電路以及與所述二極管橋式電路的輸出端并聯(lián)的濾波電容。

上述的基于mmc的電力電子配電變壓器，其特征在于：所述mmc整流器模塊為三相六橋臂電路，所述三相六橋臂電路中每相均包括上橋臂和下橋臂，所述上橋臂和所述下橋臂均包括一個(gè)限流電抗器和m個(gè)串聯(lián)連接的mmc子模塊，所述m個(gè)串聯(lián)連接的子模塊的一端與限流電抗器的一端相接，所述限流電抗器的另一端與所述高壓交流電網(wǎng)相接，所述串聯(lián)連接的mmc子模塊的另一端與所述子逆變器相接，所述mmc子模塊包括半橋電路和子模塊電容，所述子模塊電容與所述半橋電路信號(hào)輸出端并聯(lián)。

上述的基于mmc的電力電子配電變壓器，其特征在于：所述半橋電路由mmc上半橋igbt和mmc下半橋igbt組成。

本發(fā)明還提供了一種在高壓交流電網(wǎng)輸出三相不平衡或者電壓暫降故障下能夠長(zhǎng)期穩(wěn)定運(yùn)行，功率損耗小、效率高的電力電子配電變壓器控制方法，其特征在于該控制方法包括以下步驟：

步驟一、高壓交流電的整流，過(guò)程如下：

步驟101、實(shí)時(shí)測(cè)量高壓交流電網(wǎng)的a相電流瞬時(shí)值ia、a相電壓瞬時(shí)值usa、b相電流瞬時(shí)值ib、b相電壓瞬時(shí)值usb、c相電流瞬時(shí)值ic和c相電壓瞬時(shí)值usc；

步驟102、根據(jù)公式計(jì)算高壓交流電網(wǎng)的a相瞬時(shí)電流的正序分量ia⁺、b相瞬時(shí)電流的正序分量ib⁺和c相瞬時(shí)電流的正序分量ic⁺；

根據(jù)公式計(jì)算高壓交流電網(wǎng)的a相電流負(fù)序分量ia^-、b相電流的負(fù)序分量ib^-和c相電流的負(fù)序分量ic^-；

根據(jù)公式計(jì)算高壓交流電網(wǎng)的a相瞬時(shí)電壓的正序分量usa⁺、b相瞬時(shí)電壓的正序分量usb⁺和c相瞬時(shí)電壓的正序分量usc⁺；其中,ω為高壓交流電網(wǎng)電壓的角頻率；

根據(jù)公式計(jì)算高壓交流電網(wǎng)的a相瞬時(shí)電壓的負(fù)序分量usa^-、b相瞬時(shí)電壓的負(fù)序分量usb^-和c相瞬時(shí)電壓的負(fù)序分量usc^-；

步驟103、對(duì)ia⁺、ib⁺和ic⁺進(jìn)行dq變換可得q軸正序電流iq⁺和d軸正序電流id⁺，對(duì)ia^-、ib^-和ic^-進(jìn)行dq變換可得q軸負(fù)序電流iq^-和d軸負(fù)序電流id^-；

對(duì)usa⁺、usb⁺和usc⁺進(jìn)行dq變換可得q軸正序高壓交流電網(wǎng)瞬時(shí)電壓usq⁺和d軸正序高壓交流電網(wǎng)瞬時(shí)電壓usd⁺，對(duì)usa^-、usb^-和usc^-進(jìn)行dq變換可得q軸負(fù)序高壓交流電網(wǎng)瞬時(shí)電壓usq^-和d軸負(fù)序高壓交流電網(wǎng)瞬時(shí)電壓usd^-；

步驟104、采用第一pi調(diào)節(jié)器對(duì)mmc整流器模塊輸出高壓直流電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)，獲取d軸正序電流參考值其中，udc^*為mmc整流器模塊輸出高壓直流電壓設(shè)定值，udc為mmc整流器模塊輸出高壓直流電壓實(shí)時(shí)測(cè)量值，kp¹為所述第一pi調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)，ki¹為所述第一pi調(diào)節(jié)器的積分系數(shù)；

所述mmc整流器模塊為三相六橋臂電路，所述三相六橋臂電路中每相均包括上橋臂和下橋臂，所述上橋臂和所述下橋臂均包括一個(gè)限流電抗器和m個(gè)串聯(lián)連接的mmc子模塊，所述m個(gè)串聯(lián)連接的子模塊的一端與限流電抗器的一端相接，所述限流電抗器的另一端與所述高壓交流電網(wǎng)相接，所述串聯(lián)連接的子模塊的另一端與所述子逆變器相接，所述子模塊包括半橋電路和子模塊電容，所述子模塊電容與所述半橋電路信號(hào)輸出端并聯(lián)；

步驟105、采用第二pi調(diào)節(jié)器對(duì)d軸正序電流參考值、q軸正序電流參考值、d軸負(fù)序電流參考值和q軸負(fù)序電流參考值進(jìn)行調(diào)節(jié)，并根據(jù)公式計(jì)算mmc整流器模塊d軸正序輸入電壓umd⁺和mmc整流器模塊q軸正序輸入電壓umq⁺，根據(jù)公式計(jì)算d軸負(fù)序mmc整流器模塊輸入電壓umd^-和q軸負(fù)序mmc整流器模塊輸入電壓umq^-，其中，為q軸正序電流的參考值且為d軸負(fù)序電流的參考值且為q軸負(fù)序電流的參考值且kp²為第二pi調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)，ki²為第二pi調(diào)節(jié)器的積分系數(shù)，l為所述限流電抗器的電感值；

步驟106、對(duì)umd⁺和umq⁺進(jìn)行dq反變換得到mmc整流器模塊a相正序輸入電壓uma⁺、b相正序輸入電壓umb⁺和c相正序輸入電壓umc⁺；對(duì)umd^-和umq^-進(jìn)行dq反變換得到mmc整流器模塊a相負(fù)序輸入電壓uma^-、b相負(fù)序電壓輸入umb^-和c相負(fù)序輸入電壓umc^-；根據(jù)公式計(jì)算mmc整流器模塊a相輸入電壓uma、mmc整流器模塊b相輸入電壓umb和mmc整流器模塊c相輸入電壓umc；

步驟107、獲取三相六橋臂電路各橋臂投入mmc子模塊的數(shù)量：對(duì)三相六橋臂電路中每相的mmc子模塊投入數(shù)量分別進(jìn)行確定，且三相六橋臂電路中任意一相上的mmc子模塊投入數(shù)量的確定方法均相同；

對(duì)三相六橋臂電路中每相的mmc子模塊投入數(shù)量進(jìn)行確定時(shí)，過(guò)程如下：

步驟i、根據(jù)公式計(jì)算三相六橋臂電路中每相下橋臂上的投入數(shù)目d1，其中，ceil(·)為向上取整函數(shù)，um為mmc整流器模塊三相電壓中任意一相輸入電壓，ummc為子模塊電容額定電壓；

步驟ii、根據(jù)公式d2＝m-d1，計(jì)算三相六橋臂電路中每相上橋臂上的投入數(shù)目d2；

步驟108、mmc整流器模塊的輸出高壓直流電壓實(shí)時(shí)測(cè)量值udc的穩(wěn)壓：通過(guò)mmc子模塊電容電壓排序法確定各橋臂被投入的子模塊完成對(duì)mmc整流器模塊的輸出高壓直流電壓udc的穩(wěn)壓；

步驟109、循環(huán)步驟101至步驟108，對(duì)mmc整流器模塊的輸出高壓直流電壓實(shí)時(shí)測(cè)量值udc進(jìn)行輸出；

步驟二、mmc整流器模塊的輸出高壓直流電壓的降壓，過(guò)程如下：

步驟201、分壓：采用多個(gè)dc-dc隔離子單元對(duì)mmc整流器模塊的輸出高壓直流電壓進(jìn)行分壓，利用子逆變器中的所述分壓電容和所述橋臂電容對(duì)mmc整流器模塊的輸出高壓直流電壓進(jìn)行兩級(jí)分壓，得到分壓直流電壓ufc；

步驟202、逆變：利用子逆變器中的兩個(gè)igbt分別導(dǎo)通50％對(duì)分壓直流電壓ufc進(jìn)行逆變，得到方波交流電壓；

步驟203、降壓：子中頻變壓器對(duì)方波交流電壓進(jìn)行降壓得到低壓方波交流電壓；

步驟204、整流及濾波：子整流器對(duì)所述低壓方波交流電壓進(jìn)行整流得到低壓直流電壓，并對(duì)低壓直流電壓進(jìn)行濾波去噪；

步驟三、低壓直流電壓的逆變，過(guò)程如下：

步驟301、采用dc-ac逆變器對(duì)低壓直流電壓進(jìn)行逆變，同時(shí)測(cè)量dc-ac逆變器輸出側(cè)a相瞬時(shí)電壓uva、b相瞬時(shí)電壓uvb和c相瞬時(shí)電壓uvc；

所述dc-ac逆變器為三相全橋逆變器，所述三相全橋逆變器與所述低壓交流電網(wǎng)之間連接有濾波電感；

步驟302、對(duì)a相瞬時(shí)電壓uva、b相瞬時(shí)電壓uvb和c相瞬時(shí)電壓uvc進(jìn)行dq變換得到dc-ac逆變器d軸輸出電壓uvd和dc-ac逆變器q軸輸出電壓uvq；

步驟303、采用第三pi調(diào)節(jié)器對(duì)dc-ac逆變器d軸輸出電壓uvd和dc-ac逆變器q軸輸出電壓uvq進(jìn)行調(diào)節(jié)，得到dc-ac逆變器d軸輸出電壓調(diào)整值uvd'和dc-ac逆變器q軸輸出電壓調(diào)整值uvq'，其中，uvd^*為dc-ac逆變器d軸輸出電壓設(shè)定參考值，uvq*為dc-ac逆變器q軸輸出電壓設(shè)定參考值，kp³為第三pi調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)，ki³為第三pi調(diào)節(jié)器的積分系數(shù)；

步驟304、對(duì)uvd′和uvq′進(jìn)行dq逆變換，得到三相正弦調(diào)制波；

步驟305、對(duì)所述三相正弦調(diào)制波進(jìn)行空間矢量控制，得到三相全橋逆變電路中的觸發(fā)脈沖，根據(jù)所述觸發(fā)脈沖控制三相全橋逆變器中igbt，輸出對(duì)稱的三相正弦交流電壓；

步驟306、循環(huán)步驟301至步驟305，實(shí)現(xiàn)低壓直流電壓的逆變。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比具有以下優(yōu)點(diǎn)：

1、本發(fā)明采用的電力電子配電變壓器通過(guò)設(shè)置dc-dc隔離器減少了igbt使用的數(shù)量，簡(jiǎn)化了電力電子配電變壓器的結(jié)構(gòu)，降低了電力電子配電變壓器的成本，提高了電力電子配電變壓器的可靠性。

2、本發(fā)明采用的電力電子配電變壓器設(shè)置的均壓電容和橋臂電容對(duì)mmc整流器模塊輸出的高壓直流電壓進(jìn)行逐級(jí)降壓，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，設(shè)計(jì)合理，擴(kuò)展容量方便。

3、本發(fā)明采用的控制方法通過(guò)將q軸正序電流的參考值為和q軸負(fù)序電流的參考值均設(shè)置為0，使得電力電子配電變壓器在額定容量不變的情況下，可以實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)控制，電力電子配電變壓器傳輸?shù)挠泄β实玫教岣?，減小了電力電子配電變壓器的損耗。

4、本發(fā)明采用的控制方法對(duì)mmc整流器模塊進(jìn)行基于序分量法的控制，通過(guò)將d軸負(fù)序電流的參考值和q軸負(fù)序電流的參考值均設(shè)置為0，抑制了高壓交流電網(wǎng)輸入到mmc整流器模塊輸入端口的負(fù)序分量，使得mmc整流器模塊能夠穩(wěn)定輸出高壓直流電壓，進(jìn)而使得在高壓交流電網(wǎng)發(fā)生三相不平衡或者電壓暫降故障時(shí)，電力電子配電變壓器能夠長(zhǎng)期安全且可靠地運(yùn)行，提高了供電質(zhì)量。

5、本發(fā)明采用的控制方法通過(guò)設(shè)置dc-dc隔離器并且對(duì)mmc整流器模塊進(jìn)行了電流閉環(huán)控制，使得高壓交流電網(wǎng)和低壓交流電網(wǎng)之間的隔離度高，低壓交流電網(wǎng)發(fā)生故障對(duì)高壓交流電網(wǎng)的沖擊波動(dòng)小。

6、本發(fā)明采用的控制方法通過(guò)對(duì)dc-ac逆變器進(jìn)行空間矢量控制，提高了電壓的利用率，進(jìn)而電力電子配電變壓器的效率高。

綜上所述，本發(fā)明igbt使用的數(shù)量少，成本低，可靠性高，擴(kuò)展容量方便，高壓交流電網(wǎng)發(fā)生三相不平衡或者電壓暫降故障時(shí)，電力電子配電變壓器能夠長(zhǎng)期安全且可靠地運(yùn)行，供電質(zhì)量高，低壓交流電網(wǎng)發(fā)生故障對(duì)高壓交流電網(wǎng)的沖擊波動(dòng)小，效率高。

下面通過(guò)附圖和實(shí)施例，對(duì)本發(fā)明的技術(shù)方案做進(jìn)一步的詳細(xì)描述。

附圖說(shuō)明

圖1為本發(fā)明電力電子配電變壓器的電路原理圖。

圖2為本發(fā)明電力電子配電變壓器中dc-dc變壓器的電路原理圖。

圖3為本發(fā)明電力電子配電變壓器中半橋電路的電路原理圖。

圖4為本發(fā)明控制方法的流程框圖。

附圖標(biāo)記說(shuō)明:

1—mmc整流器模塊；2—dc-dc隔離器；3—dc-ac逆變器；

1-1—半橋電路；1-2—mmc子模塊電容；2-1—子逆變器；

2-2—子中頻變壓器；2-3—子整流器,4—高壓交流電網(wǎng)；

5—低壓交流電網(wǎng)。

具體實(shí)施方式

如圖1和圖2所示，包括依次連接的mmc整流器模塊1、dc-dc隔離器2和dc-ac逆變器3，所述mmc整流器模塊1的輸入端與高壓交流電網(wǎng)4連接，所述dc-ac逆變器3的輸出端與低壓交流電網(wǎng)5連接；所述dc-dc隔離器2包括多個(gè)dc-dc隔離子單元，多個(gè)所述dc-dc隔離子單元的電壓輸入端依次串聯(lián)連接在mmc整流器模塊1的直流輸出端之間，多個(gè)所述dc-dc隔離子單元的輸出端并聯(lián)連接在dc-ac逆變器3的直流輸入端之間；所述dc-dc隔離子單元包括依次連接的子逆變器2-1、子中頻變壓器2-2和子整流器2-3，所述子逆變器2-1包括由上橋臂電容、上橋臂igbt、下橋臂電容和下橋臂igbt組成的單相全橋逆變電路，所述單相全橋逆變電路的輸入端并聯(lián)接有分壓電容，所述子整流器2-3為二極管不控橋式整流器。

需要說(shuō)明的是，所述mmc整流器模塊1的設(shè)置是為了將高壓交流電網(wǎng)4的交流高壓轉(zhuǎn)換為直流高壓，所述mmc整流器模塊1具有輸出電壓質(zhì)量高、效率高的優(yōu)點(diǎn)；所述dc-dc隔離器2的設(shè)置是為了將所述直流高壓轉(zhuǎn)換為直流低壓，dc-dc隔離器2有效地減少了igbt的使用數(shù)量，降低了電力電子配電變壓器的成本，并且由于需要控制的igbt數(shù)量少，進(jìn)而降低了dc-dc隔離器2的控制的難度，提高了dc-dc隔離器2的可靠性；多個(gè)dc-dc隔離子單元采用串聯(lián)輸入并聯(lián)輸出的結(jié)構(gòu)方式有效地簡(jiǎn)化dc-dc隔離器2的控制難度，提高了電力電子配電變壓器可靠性；dc-ac逆變器3的設(shè)置是為了將所述直流低壓逆變?yōu)榻涣鞯蛪?，dc-ac逆變器3控制簡(jiǎn)單，效率高；所述分壓電容和橋臂電容的設(shè)置為了對(duì)所述直流高壓進(jìn)行逐級(jí)分壓，實(shí)現(xiàn)容易，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單；所述子逆變器2-1、子中頻變壓器2-2和子整流器2-3均一一對(duì)應(yīng)；所述子逆變器2-1的設(shè)置是為了將mmc整流器模塊1輸出的直流高壓逆變?yōu)榉讲妷?，子逆變?-1是由兩組橋臂電容和igbt組成的全橋電路結(jié)構(gòu)，與由四個(gè)igbt組成的全橋電路結(jié)構(gòu)相比，子逆變器2-1使用的igbt數(shù)量少，成本低，其中，c1、c2……cn為容值相等的分壓電容，c21、c31、c22、c32……c2n、c3n為容值相等的橋臂電容；所述子整流器2-3為二極管不控橋式整流器，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，成本低，降低了電力電子配電變壓器控制的難度。本實(shí)施例中，所述高壓交流電網(wǎng)4的輸出電壓為10kv，頻率為50hz，低壓交流電網(wǎng)5輸出電壓為380v，頻率為50hz，dc-dc隔離子單元的數(shù)量為10個(gè)，子中頻變壓器2-2的頻率為5khz，子中頻變壓器2-2的原邊繞組與副邊繞組的變比為1500:1000，子中頻變壓器2-2具有體積小、金屬材料使用量少的優(yōu)點(diǎn)。

所述dc-ac逆變器3為三相全橋逆變器，所述三相全橋逆變器與所述低壓交流電網(wǎng)5之間連接有濾波電感。

如圖1所示，本實(shí)施例中，三相全橋逆變器是由s3、s4、s5、s6、s7和s8六個(gè)igbt組成，所述三相全橋逆變器與所述低壓交流電網(wǎng)5之間連接有濾波電感l(wèi)7、l8和l9，所述濾波電感的設(shè)置提高了dc-ac逆變器3輸出電壓的品質(zhì)。

所述二極管不控橋式整流器包括二極管橋式電路以及與所述二極管橋式電路并聯(lián)的濾波電容，所述濾波電容的兩端為所述dc-dc隔離子單元的低壓側(cè)。

如圖2所示，本實(shí)施例中，子整流器2-3包括由四個(gè)二極管兩兩相接組成的橋式電路，所述橋式電路的兩端與所述濾波電容并聯(lián)連接，所述二極管不控橋式整流器能夠?qū)⒔涣麟妷赫鳛橹绷麟妷?，無(wú)需進(jìn)行單獨(dú)的控制，易于實(shí)現(xiàn)，可靠性高。

所述mmc整流器模塊1為三相六橋臂電路，所述三相六橋臂電路中每相均包括上橋臂和下橋臂，所述上橋臂和所述下橋臂均包括一個(gè)限流電抗器和m個(gè)串聯(lián)連接的mmc子模塊，所述m個(gè)串聯(lián)連接的子模塊的一端與限流電抗器的一端相接，所述限流電抗器的另一端與所述高壓交流電網(wǎng)相接，所述串聯(lián)連接的mmc子模塊的另一端與所述子逆變器2-1相接，所述mmc子模塊包括半橋電路1-1和子模塊電容1-2，所述子模塊電容1-2與所述半橋電路1-1信號(hào)輸出端并聯(lián)。

如圖1所示，a相橋臂包括a相上橋臂和a相下橋臂，a相上橋臂由mmc子模塊smp1a、mmc子模塊smp2a……mmc子模塊smpma串聯(lián)連接而成，a相下橋臂由mmc子模塊smn1a、mmc子模塊smn2a……mmc子模塊smnma串聯(lián)連接而成；b相橋臂包括b相上橋臂和b相下橋臂，b相上橋臂由mmc子模塊smp1b、mmc子模塊smp2b……mmc子模塊smpmb串聯(lián)連接而成，b相下橋臂由mmc子模塊smn1b、mmc子模塊smn2b……mmc子模塊smnmb串聯(lián)連接而成；c相橋臂包括c相上橋臂和c相下橋臂，c相上橋臂由mmc子模塊smp1c、mmc子模塊smp2c……mmc子模塊smpmc串聯(lián)連接而成，c相下橋臂由mmc子模塊smn1c、mmc子模塊smn2c……mmc子模塊smnmc串聯(lián)連接而成；所述mmc子模塊smp1a、mmc子模塊smp1b和mmc子模塊smp1c的連接端與所述mmc子模塊smnma、mmc子模塊smnmb和mmc子模塊smnmc的連接端之間的電壓為mmc整流器模塊1的輸出高壓直流電壓；mmc子模塊采用串聯(lián)連接的方式，使得拓展容量方便、快捷；所述a相上橋臂與所述高壓交流電網(wǎng)4之間連接有限流電抗器l1，b相上橋臂與所述高壓交流電網(wǎng)4之間連接有限流電抗器l2，所述c相上橋臂與所述高壓交流電網(wǎng)4之間連接有限流電抗器l3；所述a相下橋臂與所述高壓交流電網(wǎng)4之間連接有限流電抗器l4，所述b相下橋臂與所述高壓交流電網(wǎng)4之間連接有限流電抗器l5，所述c相下橋臂與所述高壓交流電網(wǎng)4之間連接有限流電抗器l6；所述限流電抗器的設(shè)置是為了降低故障情況下mmc整流器模塊1的直流輸出端對(duì)mmc子模塊的沖擊，提高了電力電子配電變壓器的可靠性；如圖3所示，所述mmc子模塊包括半橋電路1-1和mmc子模塊電容1-2，所述半橋電路1-1與所述mmc子模塊電容1-2并聯(lián)。本實(shí)施例中，mmc整流器模塊1各橋臂串聯(lián)連接的mmc子模塊個(gè)數(shù)為12個(gè)，多個(gè)所述mmc子模塊電容的容值均為0.018f，多個(gè)所述mmc子模塊電容的額定電壓均為2500v，多個(gè)所述分壓電容的容值均為0.012f，多個(gè)所述橋臂電容的容值均為0.006f，多個(gè)所述限流電抗器的感值均為0.005mh。

所述半橋電路1-1由兩組igbt和續(xù)流二極管組成，兩組所述igbt和續(xù)流二極管連接成半h橋結(jié)構(gòu)。

如圖3所示，半橋電路1-1由兩組igbt和續(xù)流二極管組成，兩組所述igbt和續(xù)流二極管連接成半h橋結(jié)構(gòu)。

如圖4所示，本發(fā)明所述的電力電子配電變壓器的控制方法，其特征在于該控制方法包括以下步驟：

步驟101、實(shí)時(shí)測(cè)量高壓交流電網(wǎng)4a相電流瞬時(shí)值ia、a相電壓瞬時(shí)值usa、b相電流瞬時(shí)值ib、b相電壓瞬時(shí)值usb、c相電流瞬時(shí)值ic和c相電壓瞬時(shí)值usc；

步驟102、根據(jù)公式計(jì)算高壓交流電網(wǎng)4的a相瞬時(shí)電流的正序分量ia⁺、b相瞬時(shí)電流的正序分量ib⁺和c相瞬時(shí)電流的正序分量ic⁺；

根據(jù)公式計(jì)算高壓交流電網(wǎng)4的a相電流負(fù)序分量ia^-、b相電流的負(fù)序分量ib^-和c相電流的負(fù)序分量ic^-；

根據(jù)公式計(jì)算高壓交流電網(wǎng)4的a相瞬時(shí)電壓的正序分量usa⁺、b相瞬時(shí)電壓的正序分量usb⁺和c相瞬時(shí)電壓的正序分量usc⁺；其中,ω為高壓交流電網(wǎng)4電壓的角頻率；

根據(jù)公式計(jì)算高壓交流電網(wǎng)4的a相瞬時(shí)電壓的負(fù)序分量usa^-、b相瞬時(shí)電壓的負(fù)序分量usb^-和c相瞬時(shí)電壓的負(fù)序分量usc^-；

步驟103、對(duì)ia⁺、ib⁺和ic⁺進(jìn)行dq變換可得q軸正序電流iq⁺和d軸正序電流id⁺，對(duì)ia^-、ib^-和ic^-進(jìn)行dq變換可得q軸負(fù)序電流iq^-和d軸負(fù)序電流id^-；

對(duì)usa⁺、usb⁺和usc⁺進(jìn)行dq變換可得q軸正序高壓交流電網(wǎng)瞬時(shí)電壓usq⁺和d軸正序高壓交流電網(wǎng)瞬時(shí)電壓usd⁺，對(duì)usa^-、usb^-和usc^-進(jìn)行dq變換可得q軸負(fù)序高壓交流電網(wǎng)瞬時(shí)電壓usq^-和d軸負(fù)序高壓交流電網(wǎng)瞬時(shí)電壓usd^-；

需要說(shuō)明是，對(duì)高壓交流電網(wǎng)4輸出的三相電流的瞬時(shí)值進(jìn)行對(duì)稱分離提取電流的正負(fù)序分量的方法，無(wú)需單獨(dú)計(jì)算三相電流的幅值和相位，方法簡(jiǎn)單方便；所述usa⁺、usb⁺和usc⁺根據(jù)公式進(jìn)行dq變換得到usq⁺和usd⁺，所述usa^-、usb^-和usc^-根據(jù)公式進(jìn)行dq變換得到usq^-和usd^-；本實(shí)施例中，高壓交流電網(wǎng)4的角頻率ω為314；

步驟104、采用第一pi調(diào)節(jié)器對(duì)mmc整流器模塊輸出高壓直流電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)，獲取d軸正序電流參考值其中，udc^*為mmc整流器模塊輸出高壓直流電壓設(shè)定值，udc為mmc整流器模塊輸出高壓直流電壓實(shí)時(shí)測(cè)量值，kp¹為所述第一pi調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)，ki¹為所述第一pi調(diào)節(jié)器的積分系數(shù)；

所述mmc整流器模塊1為三相六橋臂電路，所述三相六橋臂電路中每相均包括上橋臂和下橋臂，所述上橋臂和所述下橋臂均包括一個(gè)限流電抗器和m個(gè)串聯(lián)連接的mmc子模塊，所述m個(gè)串聯(lián)連接的子模塊的一端與限流電抗器的一端相接，所述限流電抗器的另一端與所述高壓交流電網(wǎng)相接，所述串聯(lián)連接的子模塊的另一端與所述子逆變器2-1相接，所述子模塊包括半橋電路1-1和子模塊電容1-2，所述子模塊電容1-2與所述半橋電路1-1信號(hào)輸出端并聯(lián)；

步驟105、采用第二pi調(diào)節(jié)器對(duì)d軸正序電流參考值、q軸正序電流參考值、d軸負(fù)序電流參考值和q軸負(fù)序電流參考值進(jìn)行調(diào)節(jié)，并根據(jù)公式計(jì)算mmc整流器模塊d軸正序輸入電壓umd⁺和mmc整流器模塊q軸正序輸入電壓umq⁺，根據(jù)公式計(jì)算d軸負(fù)序mmc整流器模塊輸入電壓umd^-和q軸負(fù)序mmc整流器模塊輸入電壓umq^-，其中，為q軸正序電流的參考值且為d軸負(fù)序電流的參考值且為q軸負(fù)序電流的參考值且kp²為第二pi調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)，ki²為第二pi調(diào)節(jié)器的積分系數(shù)，l為所述限流電抗器的電感值；

需要說(shuō)明的是，將q軸正序電流的參考值和q軸負(fù)序電流的參考值均設(shè)置為0是為了對(duì)mmc整流器模塊1進(jìn)行單位功率因數(shù)控制，使得電力電子配電變壓器在額定容量不變的情況下，變壓器傳輸?shù)挠泄β实玫教岣撸瑴p小了電力電子配電變壓器的損耗；通過(guò)將d軸負(fù)序電流的參考值為和q軸負(fù)序電流的參考值均設(shè)置為0實(shí)現(xiàn)了對(duì)mmc整流器模塊1進(jìn)行基于序分量法的控制，抑制了所述高壓交流電網(wǎng)4輸入到mmc整流器模塊1輸入端口的負(fù)序分量，使得mmc整流器模塊1能夠穩(wěn)定輸出高壓直流電壓，進(jìn)而使得在所述高壓交流電網(wǎng)4發(fā)生三相不平衡或者電壓暫降故障時(shí)，電力電子配電變壓器能夠安全且可靠地運(yùn)行，提高供電質(zhì)量；本實(shí)施例中，l為0.005mh；

步驟106、對(duì)umd⁺和umq⁺進(jìn)行dq反變換得到mmc整流器模塊a相正序輸入電壓uma⁺、b相正序輸入電壓umb⁺和c相正序輸入電壓umc⁺；對(duì)umd^-和umq^-進(jìn)行dq反變換得到mmc整流器模塊a相負(fù)序輸入電壓uma^-、b相負(fù)序電壓輸入umb^-和c相負(fù)序輸入電壓umc^-；根據(jù)公式計(jì)算mmc整流器模塊a相輸入電壓uma、mmc整流器模塊b相輸入電壓umb和mmc整流器模塊c相輸入電壓umc；

需要說(shuō)明的是，根據(jù)公式對(duì)umd⁺和umq⁺進(jìn)行dq反變換得到uma⁺、umb⁺和umc⁺，根據(jù)公式對(duì)umd^-和umq^-進(jìn)行dq反變換得到uma^-、umb^-和umc^-，再根據(jù)公式求得uma、umb和umc，其中，uma為mmc子模塊smpma與限流電抗器l1連接端點(diǎn)處的電壓，umb為mmc子模塊smpmb與限流電抗器l2連接端點(diǎn)處的電壓，umc為mmc子模塊smpmc與限流電抗器l3連接端點(diǎn)處的電壓；

步驟107、獲取三相六橋臂電路各橋臂投入mmc子模塊的數(shù)量：對(duì)三相六橋臂電路中每相的mmc子模塊投入數(shù)量分別進(jìn)行確定，且三相六橋臂電路中任意一相上的mmc子模塊投入數(shù)量的確定方法均相同；

對(duì)三相六橋臂電路中每相的mmc子模塊投入數(shù)量進(jìn)行確定時(shí)，過(guò)程如下：

步驟i、根據(jù)公式計(jì)算三相六橋臂電路中每相下橋臂上的投入數(shù)目d1，其中，ceil(·)為向上取整函數(shù)，um為mmc整流器模塊1輸入端口三相電壓中任意一相輸入端口電壓，ummc為子模塊電容額定電壓；

步驟ii、根據(jù)公式d2＝m-d1，計(jì)算三相六橋臂電路中每相上橋臂上的投入數(shù)目d2；

步驟108、mmc整流器模塊1的輸出高壓直流電壓實(shí)時(shí)測(cè)量值udc的穩(wěn)壓：通過(guò)子模塊電容電壓排序法確定各橋臂被投入的子模塊完成對(duì)mmc整流器模塊1的輸出高壓直流電壓udc的穩(wěn)壓；

需要說(shuō)明的是，本實(shí)施例中，a相下橋臂根據(jù)公式計(jì)算得到下橋臂需要投入的mmc子模塊數(shù)為d1a個(gè)，根據(jù)d2a＝m-d1a，計(jì)算得到a相上橋臂上的投入數(shù)目為12-d1a個(gè)，mmc子模塊電容的額定值ummc為2500v；b相和c相的mmc子模塊投入數(shù)量進(jìn)行確定的方法與a相相同，在此不再贅述；

步驟109、循環(huán)步驟101至步驟108，對(duì)mmc整流器模塊1的輸出高壓直流電壓實(shí)時(shí)測(cè)量值udc進(jìn)行輸出；

需要說(shuō)明的是，本實(shí)施例中，a相橋臂的采用所述mmc子模塊電容電壓排序法過(guò)程如下：首先，實(shí)時(shí)測(cè)量mmc整流器模塊1中a相上橋臂電流iap和下橋臂電流ian，并且實(shí)時(shí)測(cè)量mmc整流器模塊1中a相的上橋臂中各mmc子模塊電容兩端電壓的大小和下橋臂中各mmc子模塊電容兩端電壓的大??；然后，如果ian>0，則a相下橋臂選取mmc子模塊電容兩端電壓最小的d1a個(gè)mmc子模塊投入使用，如果ian<0，則a相下橋臂選取mmc子模塊電容兩端電壓最大的d1a個(gè)mmc子模塊投入使用；最后，如果iap>0，則a相上橋臂選取mmc子模塊電容兩端電壓最小的12-d1a個(gè)mmc子模塊投入使用，如果iap<0，則a相上橋臂選取mmc子模塊電容兩端電壓最大的12-d1a個(gè)mmc子模塊投入使用；以此類推，所述b相橋臂和c相橋臂均采用mmc子模塊電容電壓排序法確定將被投入使用的mmc子模塊，在此不再贅述；所述mmc子模塊電容電壓排序法的設(shè)置是為了保證周期內(nèi)電容電壓相等，從而實(shí)現(xiàn)mmc子模塊電容電壓的均衡，使得mmc整流器模塊1輸出的高壓直流電壓穩(wěn)定且可靠，這種方法步驟簡(jiǎn)單，易于實(shí)現(xiàn)；

步驟二、mmc整流器模塊的輸出高壓直流電壓的降壓，過(guò)程如下：

步驟201、分壓：采用多個(gè)dc-dc隔離子單元對(duì)mmc整流器模塊1的輸出高壓直流電壓進(jìn)行分壓，利用子逆變器2-1中的所述分壓電容和所述橋臂電容對(duì)mmc整流器模塊1的輸出高壓直流電壓進(jìn)行兩級(jí)分壓，得到分壓直流電壓ufc；

步驟202、逆變：利用子逆變器2-1中的兩個(gè)igbt分別導(dǎo)通50％對(duì)分壓直流電壓ufc進(jìn)行逆變，得到方波交流電壓；

步驟203、降壓：子中頻變壓器2-2對(duì)方波交流電壓進(jìn)行降壓得到低壓方波交流電壓；

步驟204、整流及濾波：子整流器2-3對(duì)所述低壓方波交流電壓進(jìn)行整流得到低壓直流電壓，并對(duì)低壓直流電壓進(jìn)行濾波去噪；

本實(shí)施例中，分壓電容的數(shù)量為10個(gè)，10個(gè)所述分壓電容兩端的電壓均為2520v，所述橋臂電容的數(shù)量為20個(gè)，20個(gè)所述橋臂電容兩端的分壓直流電壓ufc為1260v，ufc經(jīng)過(guò)兩個(gè)igbt分別導(dǎo)通50％逆變?yōu)椤?260v的方波交流電壓，子中頻變壓器2-2的變比1500:1000，±1260v的方波交流電壓經(jīng)子中頻變壓器2-2降壓得到±840v的低壓方波交流電壓；所述±840v的低壓方波交流電壓經(jīng)子整流器2-3整流后得到840v的低壓直流電壓；

步驟三、低壓直流電壓的逆變，過(guò)程如下：

步驟301、采用dc-ac逆變器3對(duì)低壓直流電壓進(jìn)行逆變，同時(shí)測(cè)量dc-ac逆變器3輸出側(cè)a相瞬時(shí)電壓uva、b相瞬時(shí)電壓uvb和c相瞬時(shí)電壓uvc；

所述dc-ac逆變器3為三相全橋逆變器，所述三相全橋逆變器與所述低壓交流電網(wǎng)之間連接有濾波電感；

步驟302、對(duì)a相瞬時(shí)電壓uva、b相瞬時(shí)電壓uvb和c相瞬時(shí)電壓uvc進(jìn)行dq變換得到dc-ac逆變器d軸輸出電壓uvd和dc-ac逆變器q軸輸出電壓uvq；

步驟303、采用第三pi調(diào)節(jié)器對(duì)dc-ac逆變器d軸輸出電壓uvd和dc-ac逆變器q軸輸出電壓uvq進(jìn)行調(diào)節(jié)，得到dc-ac逆變器d軸輸出電壓調(diào)整值uvd'和dc-ac逆變器q軸輸出電壓調(diào)整值uvq'，其中，uvd^*為dc-ac逆變器d軸輸出電壓設(shè)定參考值，uvq*為dc-ac逆變器q軸輸出電壓設(shè)定參考值，kp³為第三pi調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)，ki³為第三pi調(diào)節(jié)器的積分系數(shù)；

步驟304、對(duì)uvd′和uvq′進(jìn)行dq逆變換，得到三相正弦調(diào)制波；

步驟305、對(duì)所述三相正弦調(diào)制波進(jìn)行空間矢量控制，得到三相全橋逆變電路中的觸發(fā)脈沖，根據(jù)所述觸發(fā)脈沖控制三相全橋逆變器中igbt，輸出對(duì)稱的三相正弦交流電壓；

步驟306、循環(huán)步驟301至步驟305，實(shí)現(xiàn)低壓直流電壓的逆變。

本實(shí)施例中，根據(jù)公式設(shè)定uvd^*和uvq^*，其中，ω取314，三相正弦交流電壓的畸變率為2.1％，滿足國(guó)家標(biāo)準(zhǔn)。

以上所述，僅是本發(fā)明的較佳實(shí)施例，并非對(duì)本發(fā)明作任何限制，凡是根據(jù)本發(fā)明技術(shù)實(shí)質(zhì)對(duì)以上實(shí)施例所作的任何簡(jiǎn)單修改、變更以及等效結(jié)構(gòu)變化，均仍屬于本發(fā)明技術(shù)方案的保護(hù)范圍內(nèi)。