本發(fā)明屬于直流/直流變換領(lǐng)域，涉及一種能夠減小變換器共模電流的整流電路結(jié)構(gòu)。更具體的說，本發(fā)明涉及一種針對有兩個(gè)副邊繞組的功率變壓器實(shí)現(xiàn)低共模干擾電流的非對稱結(jié)構(gòu)中心抽頭整流電路。

背景技術(shù)：

電磁干擾(electromagneticinterference簡稱emi)，指電磁波與電子元件作用而產(chǎn)生的干擾現(xiàn)象，有傳導(dǎo)干擾和輻射干擾兩種。

電容性輸出中心抽頭整流電路(如圖1)因其結(jié)構(gòu)簡單、無輸出電感，容易實(shí)現(xiàn)整流管的軟開關(guān)等眾多優(yōu)勢，被廣泛地應(yīng)用于dc-dc諧振變換器的整流結(jié)構(gòu)中。但高頻功率變壓器漏感及引線電感等，與副邊整流管的寄生輸出結(jié)電容在換流時(shí)極易產(chǎn)生電壓寄生振蕩，增加整流管的電壓應(yīng)力。因此，在實(shí)際應(yīng)用中仍需采用輔助的電壓緩沖吸收電路或者選用相對耐壓高的輸出整流管。從而增加了輔助損耗或?qū)〒p耗，降低了變換器整體轉(zhuǎn)換效率。

在高頻dc-dc變換器中，變壓器原副邊繞組一般采用交錯(cuò)繞的方法來減小渦流損耗。如圖2所示，將原邊繞組分為第一繞組p1和第二繞組p2，然后將副邊繞組置于原邊第一繞組和第二繞組之間。但也會(huì)因此帶來較大的原副邊寄生電容(如圖3)。開關(guān)管動(dòng)作時(shí)產(chǎn)生的dv/dt，導(dǎo)致較大的共模電流通過寄生電容，和空氣與大地之間的寄生電容形成回路。帶來比較嚴(yán)重的電磁干擾問題，而且使原邊開關(guān)管zvs的實(shí)現(xiàn)需要更長的時(shí)間。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明要解決的技術(shù)問題是，克服現(xiàn)有技術(shù)中的不足，提供了一種低emi非對稱中心抽頭整流電路。該整流電路能夠減小變換器共模電流，實(shí)現(xiàn)整流管電壓箝位降低整流管電壓應(yīng)力。

為實(shí)現(xiàn)發(fā)明目的，本發(fā)明的解決方案是：

提供一種低emi非對稱中心抽頭整流電路，其原邊為半橋llc拓?fù)洌蠹墳橹行某轭^整流電路，包括一組橋臂、諧振電感(lr)、諧振電容(cr)、兩個(gè)整流二極管(d1，d2)，以及一個(gè)功率變壓器(t1)；功率變壓器(t1)包括原邊繞組(p)、第一副邊繞組(sa)和第二副邊繞組(sb)，功率變壓器(t1)原副邊繞組采用交錯(cuò)繞的繞組結(jié)構(gòu)，且定義變壓器繞組的同名端標(biāo)識(shí)為正端另一為負(fù)端；

兩個(gè)整流二極管(d1，d2)中，第一整流二極管(d1)的陰極與第二副邊繞組(sb)的負(fù)端連接至輸出濾波電容(c0)的正端；第二整流二極管(d2)的陽極與第一副邊繞組(sa)的負(fù)端連接至輸出濾波電容(c0)的負(fù)端；且第一整流二極管(d1)的陽極與第一副邊繞組(sa)的正端相接，第二整流二極管(d2)的陰極與第二副邊繞組(sb)的正端相接。

本發(fā)明中，該電路還包括一個(gè)輔助箝位電容(cs)，且第一整流二極管(d1)的陽極與輔助箝位電容(cs)的正端相連；第二整流二極管(d2)的陰極與輔助箝位電容(cs)的負(fù)端相連。

本發(fā)明中，第一整流二極管(d1)和第二整流二極管(d2)是普通二極管、快恢復(fù)二極管、肖特基二極管、n溝道的mosfet同步整流管或p溝道的mosfet同步整流管中的任意一種。

本發(fā)明中，功率變壓器(t1)的繞組結(jié)構(gòu)是：原-副1-副2-原繞組方式或副1-副2-原-原-副1-副2繞組方式，或者是以該兩種繞組方式為基礎(chǔ)進(jìn)行推廣的交錯(cuò)方式。

本發(fā)明中，所述的諧振電感(lr)是獨(dú)立的電感或者是功率電壓器的漏感。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果在于：

(1)通過副邊第一繞組sa與第一整流二極管d1的交換位置，減小了共模電流及其造成的干擾。

(2)消除或緩解了變壓器原副邊之間共模電流對勵(lì)磁電感電流的抽流效應(yīng)，減小橋壁開關(guān)管的死區(qū)時(shí)間，提高變換器轉(zhuǎn)換效率。

(3)借助輔助電容cs，有效抑制整流管上的電壓寄生振蕩，電壓應(yīng)力被箝位于2倍輸出電壓的值。

(4)輸出電流紋波因輔助電容的旁路作用而下降，變壓器副邊繞組內(nèi)的電流有效值下降，而且可以采用較小的輸出濾波電容減小體積。

(5)本發(fā)明無需增加任何有源輔助器件，僅借助無損的電容儲(chǔ)能元件，有效的抑制整流管上的電壓寄生振蕩。

附圖說明

圖1傳統(tǒng)的半橋llc中心抽頭電容性輸出整流電路。

圖2原副邊交錯(cuò)變壓器結(jié)構(gòu)圖。

圖3變壓器原副邊寄生電容簡化等效圖。

圖4變壓器原副邊寄生電容簡化后中心抽頭整流電路圖。

圖5是圖4中原副邊繞組電位變化圖。

圖6是圖4中共模回路等效電路圖。

圖7是本發(fā)明中副邊第一繞組sa與d1交換位置后的整流電路圖。

圖8是圖6中原副邊繞組電位變化圖。

圖9是圖6中共?；芈返刃щ娐穲D。

圖10是一種低emi非對稱中心抽頭整流電路。

圖11是另一種低emi非對稱中心抽頭整流電路。

圖12是一種箝位低emi非對稱中心抽頭整流電路。

圖13是另一種箝位低emi非對稱中心抽頭整流電路。

具體實(shí)施方式

本發(fā)明中的低emi非對稱中心抽頭整流電路，其原邊為半橋llc拓?fù)?，后級為中心抽頭整流電路，包括一組橋臂、諧振電感l(wèi)r、諧振電容cr、兩個(gè)整流二極管d1、d2，以及一個(gè)功率變壓器t1；功率變壓器t1包括原邊繞組p、第一副邊繞組sa和第二副邊繞組sb，功率變壓器t1原副邊繞組采用交錯(cuò)繞的繞組結(jié)構(gòu)，且定義變壓器繞組的同名端標(biāo)識(shí)為正端另一為負(fù)端；其特征在于：

兩個(gè)整流二極管d1、d2中，第一整流二極管d1的陰極與第二副邊繞組sb的負(fù)端連接至輸出濾波電容c0的正端；第二整流二極管d2的陽極與第一副邊繞組sa的負(fù)端連接至輸出濾波電容c0的負(fù)端；且第一整流二極管d1的陽極與第一副邊繞組sa的正端相接，第二整流二極管d2的陰極與第二副邊繞組sb的正端相接。

該電路還包括一個(gè)輔助箝位電容cs，且第一整流二極管d1的陽極與輔助箝位電容cs的正端相連；第二整流二極管d2的陰極與輔助箝位電容cs的負(fù)端相連。

第一整流二極管d1和第二整流二極管d2可選擇普通二極管、快恢復(fù)二極管、肖特基二極管、n溝道的mosfet同步整流管或p溝道的mosfet同步整流管中的任意一種。功率變壓器(t1)的繞組結(jié)構(gòu)可選擇原-副1-副2-原繞組方式或副1-副2-原-原-副1-副2繞組方式，或者是以該兩種繞組方式為基礎(chǔ)進(jìn)行推廣的交錯(cuò)方式。

下面結(jié)合附圖，對本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)描述。

本發(fā)明中，功率變壓器t1結(jié)構(gòu)如圖2所示，變壓器原副邊相鄰繞組之間的距離小，因此寄生電容比較大：原邊繞組p與副邊繞組sa的cps1及原邊繞組p與副邊繞組sb的cps2(如圖3)。圖4為現(xiàn)有技術(shù)中變壓器原副邊寄生電容簡化后中心抽頭整流電路圖及等效電路圖，cy為y電容，其值為nf級別，遠(yuǎn)大于變壓器寄生電容，因此在開關(guān)過程中，由于該y電容的存在，原邊的地與副邊的地電位變化可以近似為零。在副邊二極管換流過程中，原邊繞組的正端對地會(huì)有電位變化，假設(shè)換流過程為d1導(dǎo)通、d2截止，轉(zhuǎn)換到d2導(dǎo)通而d1截止，如圖5中所示：原邊繞組的正端對地的電位變化為從nvo到-nvo，所以整個(gè)原邊繞組對地的電位變化為負(fù)；與此同時(shí)，sa繞組的同名端與輸出電容相連，對地電位不變，異名端電位從0上升到2vo，因此sa繞組對地的電位變化為正；sb繞組的異名端與輸出電容相連，對地電位不變，同名端電位從2vo下降到0，因此sb繞組對地的電位變化為負(fù)，其等效模型如圖6所示。從等效電路圖6中可以看出，sa繞組與原邊繞組的電位變化是反方向的，因此此時(shí)寄生電容cps1上的電位變化為(nvo+2vo)，而sb繞組與原邊繞組的電位變化是同方向的，因此此時(shí)寄生電容cps2上的電位變化為(nvo-2vo)，所以流過cps1的電流遠(yuǎn)大于流過cps2的電流。

而在本發(fā)明中，通過將第一副邊繞組sa與第一整流二極管d1交換位置(如圖7)，得到如圖8所示的等效電路：假設(shè)換流過程為d1導(dǎo)通，d2截止到d2導(dǎo)通，d1截止，那么原邊繞組的正端對地的電位變化為從nvo到-nvo，所以整個(gè)原邊繞組對地的電位變化是為負(fù)的；與此同時(shí)，sa繞組的異名端與輸出電容相連，對地電位不變，同名端電位從2vo下降到0，因此sa繞組對地的電位變化為負(fù)；sb繞組的異名端與輸出電容相連，對地電位不變，同名端電位從2vo下降到0，因此sa繞組對地的電位變化為負(fù)，其等效原理圖如圖9。從圖9的等效電路可以看出，sa繞組與sb繞組都與原邊繞組電位變化同方向，此時(shí)寄生電容cps2與cps1的電位變化同為原副邊電位之差(nvo-2vo)，所以能相互抵消，從而有效的減小共模電流。又因?yàn)榇斯材ｋ娏魇菑慕o原邊開關(guān)管實(shí)現(xiàn)zvs的勵(lì)磁電感電流中來的，所以共模電流越小，原邊開關(guān)管越容易實(shí)現(xiàn)zvs，從而可以減小變壓器的勵(lì)磁電流，進(jìn)而提高效率。

在圖7中整流電路的基礎(chǔ)上，本發(fā)明在d1的陽極與d2的陰極之間加入一個(gè)輔助箝位電容cs(如圖12、13所示)，由于輔助箝位電容cs的存在，使整流二極管d1和d2的兩端的電壓箝位在(vo+vcs)，其中vcs是輔助箝位電容cs兩端的電壓，vcs的紋波很小，可以忽略，而其平均值為vo。由于輔助箝位電容cs的容值較大，因此，其兩端電壓在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)可以看作穩(wěn)定的直流。另外，由于輔助箝位電容可以起到吸收部分變壓器中的交流電流紋波，因此流入輸出濾波電容co的開關(guān)交流紋波減少，從而可以減少輸出濾波器的體積和成本。

本發(fā)明中，所述的諧振電感l(wèi)r可以是獨(dú)立的電感，也可以是功率電壓器的漏感。

參照圖10，原邊為半橋llc拓?fù)洌蠹墳橹行某轭^整流電路，包括一組橋臂、諧振電感l(wèi)r、諧振電容cr、勵(lì)磁電感l(wèi)m、功率變壓器t1及兩個(gè)整流二極管d1、d2。其中，諧振電感l(wèi)r、諧振電容cr、勵(lì)磁電感l(wèi)m串聯(lián)，功率變壓器t1并聯(lián)在勵(lì)磁電感l(wèi)m兩端。

參照圖11，為圖10半橋llc的另一種原邊連接方式。

參照圖12，在圖10的基礎(chǔ)上，該電路還包括一個(gè)輔助電容cs，且第一整流二極管d1的陽極與輔助電容cs的正端相連；第二整流二極管d2的陰極與輔助電容cs的負(fù)端相連。諧振電感l(wèi)r是獨(dú)立的電感。